JP2003513484A - 無線通信システムにおける適応チャネル推定 - Google Patents

無線通信システムにおける適応チャネル推定

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Abstract

(57)【要約】 【課題】パイロットチャネルのチャネル統計を推定することを含み、推定されたチャネル統計に応答してパイロットチャネルを適応的にフィルタリングすること。 【解決手段】無線通信システムにおけるパイロットチャネルのチャネル条件を適応的に推定するための方法および回路。この方法は、パイロットチャネルのチャネル統計(300)を推定し、推定されたチャネル統計に応答してパイロットチャネルを適応的に濾波することを含む。推定は、パイロットチャネルから得られたチャネル信号を濾波し、推定されたチャネル平均値と推定されたチャネル共分散を決定することにより行なわれる。適応的な濾波を行う為に、この発明はパイロットチャネルを1つ以上のタイムスロットに分割し、チャネル統計に従って各タイムスロットを重み付けする。従って、この発明の利点は、広範囲のチャネル条件に対してパイロットフィルタ性能を最適化するためにパイロットフィルタを自動的かつ煩雑に更新することである。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信システムに関する。特に、この発明は無線通信チャネル
のチャネル条件を適応的に推定するための新規で改良された方法および装置に関
する。
【0002】
【従来の技術】
無線電話通信システムにおいて、多くのユーザは無線チャネルを介して通信を
行なう。無線チャネルを介した通信は、限られた周波数スペクトルに多数のユー
ザを許容する種々の多重アクセス技術の1つであり得る。これらの多重アクセス
技術は時分割多重アクセス(TDMA)、周波数分割多元接続(FDMA)およ
び符号分割多重アクセス(FDMA)を含む。
【0003】 CDMA技術は多くの利点を有する。CDMAシステムの例は、この発明の譲
受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第4,
901,307号(発明の名称:「衛星または地上レピータを用いたスペクトル
拡散多重アクセス通信システム」、特許発行日:1990年2月13日)に記載
されている。例示CDMAシステムは、さらに、この発明の譲受人に譲渡され、
参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第5,103,459号
(発明の名称:「CDMAセルラ電話システムにおける信号波形を発生するため
のシステムおよび方法」、特許発行日:1992年4月7日)に記載されている
【0004】 上記各特許において、順方向リンク(基地局から通信局へ)パイロット信号が
開示されている。EIA/TIA IS−95に記載されたような一般的なCD
MA無線通信システムにおいて、パイロット信号は、常に零のシンボルを送信し
、信号を搬送するトラフィックにより使用される同じ擬似雑音順序で広げられた
「ビーコン」である。パイロット信号は一般にオール零ウオルシュシーケンスで
カバーされている。初期システムの獲得において、移動局は基地局のパイロット
信号を見つけるためにPNオフセットをサーチする。移動局がパイロット信号を
獲得すると、移動局は、この発明の譲受人に譲渡され参照することによりこの明
細書に組み込まれる米国特許第5,764,687号(発明の名称:「スペクト
ル拡散多重アクセス通信システムのためのモバイルデモジュレータアーキテクチ
ャ」に記載されたような干渉復調のための安定した位相と大きさの基準値を得る
ことができる。
【0005】 CDMA基地局により使用される典型的な従来の順方向リンクデータフォーマ
ッタの機能ブロック図を図1に示す。データ源102は、例えば、この発明の譲
受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に取り込まれる米国特許第5,
657,420号(発明の名称「可変レートボコーダ」、特許発効日:1997
年8月8日)に記載されているような可変レートボコーダであり得る。データ源
102はデジタルデータのフレームの形態でトラフィックチャネル情報を発生す
る。CRCおよびテールビット発生器104は巡回冗長検査(CRC)ビットと
テールビットを計算してデータ源102により発生されたフレームに付加する。
次に、フレームはエンコーダに供給される。エンコーダは、コンボルーション符
号化のような順方向エラー訂正符号化を公知のフレームに供給する。符号化され
たシンボルは繰り返し発生器120に供給される。繰り返し発生器120は整理
し直されたシンボルを繰り返し適当な変調シンボルレートを提供する。繰返され
たシンボルは次にインターリーバ108に供給される。インターリーバ108は
所定のインターリーバフォーマットに従ってシンボルを整理し直す。反復されイ
ンターリーブされたシンボルは次にトラフィックウオルシュカバラー122にお
いて、直交ウオルシュシーケンスのセットの1つを用いてカバーされ、利得エレ
メント124で利得調節される。他の順方向リンクデータフォーマットもまた公
知であることに注意されたい。例えば、繰り返し発生器120はインターリーバ
108の後段に配置してもよい。
【0006】 パイロット信号発生器128はすべて1の列であるパイロット信号を発生する
。パイロット信号は次にすべて1のウオルシュシーケンスでカバーされ結合器1
36において、利得エレメント124の出力と結合される。結合されたパイロッ
トチャネルおよびトラフィックチャネルデータ(これはプラスまたはマイナス1
である)は次にPN発生器140により発生された復号PNコードを用いてPN
拡散器138において拡散され、無線周波送信機142によりアンテナ144に
送信される。同様の順方向リンクデータフォーマッタはこの発明の譲受人に譲渡
された、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国特許出願番
号第08/886,604(発明の名称:「高データレートCDMA無線通信シ
ステム」)に開示されている。
【0007】 他のデータフォーマッティング技術も存在する。例えば、cdma2000逆
方向リンクにおいて、パイロット信号は電力制御コマンドと時間多重化される。
さらに、W−CDMAにおいて、順方向リンクは、他の情報と時間多重化された
専用パイロット信号を使用する。
【0008】 図2はCDMA移動局に使用されて典型的な従来のデータ復調器の機能ブロッ
ク図である。受信機202は図1の送信機142により送信された信号を受信し
、ダウンコンバートする。受信機202のデジタルベースバンド出力はPN逆拡
散器204において、図1のPN発生器140により発生されたPNコードと同
じ復号PNコードである、PN発生器206により発生された復号PNコードを
用いて逆拡散される。
【0009】 逆拡散信号は次に、図1のトラフィックチャネルウオルシュカバラー122と
同じウオルシュシーケンスを用いてトラフィックウオルシュアンカバラー208
においてアンカバーされる。ウオルシュアンカバーされたチップは次にウオルシ
ュチップ加算器210において、ウオルシュシンボルに累算され、トラフィック
チャネル信号としてドット積回路212に供給される。いくつかのアプリケーシ
ョンにおいて、パイロットフィルタ216により導入される遅延を補償するため
にウオルシュチップ加算器210とドット積回路212との間に付加的遅延素子
(図示せず)が介挿される。しかしながら、パイロットフィルタ216が因果関
係を示すフィルタであれば、そのような遅延素子(図示せず)は必要ない。ドッ
ト積回路はまた「共役積」回路としても知られている。共役積回路は以下の等価
フォームの1つにより数学的に表される。<a,b>=a・b=ab 但し
はbの複素共役である。
【0010】 逆拡散信号はまたウオルシュチップ加算器214に供給され、そこでウオルシ
ュシンボルに累算され、パイロットチャネルシンボルとしてパイロットフィルタ
216に供給される。パイロットチャネルは図1のウオルシュカバラー134に
おいて、すべて1のウオルシュシーケンスでカバーされているので、それは無為
の動作であり、対応するアンカバラーもまた動作が無為である。しかしながら、
一般的な場合、パイロット信号は、そのパイロット信号をカバーするために使用
される同じウオルシュシーケンスを用いてアンカバー可能である。パイロットフ
ィルタ216はパイロットシンボルのノイズを受付けないように作用し、位相と
スケールの基準値をドット積回路212に供給する。
【0011】 シンボルあたり一度、ドット積回路212はパイロットフィルタ216により
発生されたパイロットチャネル信号と同相のトラフィックチャネル信号の成分を
計算する。この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み
込まれる米国特許第5,506,865号(発明の名称:「パイロットキャリア
ドット積回路」、特許発行日:1996年4月9日)に記載されているように、
ドット積は、コヒーレント復調に必要な受信された信号の位相とスケールの両方
を調節する。
【0012】 ドット積回路212からのシンボル出力は、図1のインタリーバ108により
使用される同じフォーマットを用いてデインタリーバー218において、デイン
タリーブされる。デインタリーブされた信号は、図1のエンコーダ106により
採用されるエラー訂正コードに従ってデコーダ220においてデコードされる。
その結果得られる復号されたシンボルは、フレームが正しく復号されたことを保
証するために品質インジケータによりフレーム単位で解析が行なわれる。フレー
ムが正しく復号されたなら、復号されたフレームはさらなる処理のために送られ
る。品質インジケータ222は一般にはフレームのCRC部を調べるが、Yam
amotoメトリクスのような他のフレーム品質インジケータを使用することも
できる。
【0013】 典型的なパイロットフィルタ216はチャネル条件にかかわらず一定を保つす
べての定義するパラメータ(例えば、重み付け、窓幅、窓中心)を有した、等し
い重さの有限のインパルス応答(FIR)フィルタで実現される。あるいは、固
定のパラメータ(例えば減衰時間定数、スケーリング)を有する指数関数減衰無
限インパルス応答(IIR)フィルタを使用してもよい。言い換えれば、典型的
な従来のパイロットフィルタ216の設計者は、関心のあるほとんどのチャネル
条件に基づいて所定の1ビットあたりのエネルギー対ノイズ密度比(Eb/No
)に対して適切に実行するスタティックフィルタデザインを選択するが、全レン
ジの条件に対して最適に選択するわけではない。
【0014】 移動局(例えばセルラ電話、PCS電話あるいは他の無線遠隔通信端末)は地
上環境を通して移動するので、移動局が送受信する信号は種々の種類のフェージ
ングに遭遇する。移動環境は通常本質的にリシアン(Rician)またはレイリー(Ray
leigh)のいずれかであるフェージングによって特徴づけられる。他のタイプのフ
ェージングもまた可能である。一般的なチャネル信号におけるフェージング特性
は物理環境の多くの異なる特徴から反映される信号によって生じるので、マルチ
パスフェージングと呼ばれる。セルラ移動電話システムの周波数帯を含む移動無
線通信システムに通常採用されるUHF帯において、異なるパスを移動する信号
の著しい位相差を生じることがある。信号の強め合うおよび弱めあう加算の両方
の可能性が生じ得る。その際往々にして深刻なフェードが起きる。
【0015】 マルチパスチャネルフェージングは移動装置の物理的位置に非常に敏感なファ
ンクションである。移動装置の小さな位置の変化がすべての信号伝播路の物理的
遅延を変化させ、さらに各パスごとに位相が異なる結果となる。従って、環境を
介した移動装置の移動は急速なフェージング処理を結果として生じ得る。例えば
、850MHz無線周波数帯において、このフェージングは、一般的には、乗り
物の時速に対して1秒間に1回のフェードの速さである。これを激しくフェージ
ングすることは、地上チャネルの信号に極めて破壊的であり、脆弱な通信品質を
生じる。特に移動局の速度が時速150km/hrを超える場合はそうである。
【0016】 上述したように、一般的な固定パラメータパイロットフィルタ216はそのよ
うな広範囲のチャネル条件に最適化されない。一般的には、静止状態から約12
0km/hr、すなわち移動局は高速道路を自動車が走ることを想定して作動す
るように設計されている。しかしながら、ゆっくり移動する移動局と高速に移動
する移動局との間ではチャネルのフェージング特性が非常に異なるので、一般に
固定されたパラメータパイロットフィルタ216は両極端に対して最適化するこ
とができない。一般的に、これによって設計者は、移動局が静止状態にあるとき
あるいは150km/hrより遅い速度で移動するときのみ良好に動作し、15
0km/hrを超えると良好に動作しないパイロットフィルタ216の設計を強
いられる。弾丸列車や飛行機のような輸送手段はこの速度を越えるので、移動局
のユーザが信頼できる通信を獲得できるであろうことは見込めない。動作中のと
きでさえも、通信リンクの信号対雑音比(言い換えればEb/No)はこれらの
厳しいフェージング条件に対して信頼できるのに十分な高いレベルに維持しなけ
ればならない。通信リンクのEb/Noを増大させると無線システムの合計容量
を減少させる。特に、1つの送信機の送信が同じCDMA周波数帯の他のすべて
の送信機に干渉するCDMAシステムにおいてはそうである。この結果、固定パ
ラメータパイロットフィルタ216の設計者は一般に、そのような広範囲のチャ
ネル条件に遭遇したときフィルタパラメータを選択するにあたり、望ましくない
妥協案を採用する。
【0017】 従って、従来技術のこれらの欠点を回避する、特に無線通信環境におけるより
最適なパイロットフィルタリング方法および装置の必要性がある。
【0018】
【課題を解決するための手段】
この発明は無線通信システムにおけるパイロットチャネルのチャネル条件を適
応的に推定するための新規で改良された方法および回路である。この方法はパイ
ロットチャネルのチャネル統計を推定することを含み、推定されたチャネル統計
に応答してパイロットチャネルを適応的にフィルタリングすることを含む。この
推定は、検出又は復号の後であいまいさを除去した状態でパイロットチャネルま
たはあいまいデータを有したチャネルから得られるチャネル信号をフィルタリン
グすることにより行なわれる。これは推定されたチャネル平均値および推定され
たチャネル共分散を決定する。適応的なフィルタリングを行なうために、この発
明はパイロットチャネルを1つ以上のタイムスロットに分割し、推定されたチャ
ネル統計に従って各タイムスロットを重みづけする。従って、この発明の利点は
、広範囲のチャネル条件にわたって、パイロットフィルタ性能を最適化するよう
にパイロットフィルタパラメータを自動的かつ継続的に更新することである。
【0019】 この発明の一実施形態において、チャネル統計を決定するために、1つ以上の
無限インパルス応答(IIR)フィルタにおいて、チャネル信号が濾波される。
他の実施形態において、チャネル統計を決定するために、IIRと有限インパル
ス応答(FIR)フィルタの組合せにおいてチャネル信号が濾波される。
【0020】 パイロットチャネルが公知の符号を有するパイロット信号部および未知の符号
を有する電力制御ビット部から構成されるcdma2000システムに適用可能
な実施形態において、この発明の方法はまた、電力制御ビット部の符号を決定し
、電力制御ビット部の符号を訂正し、符号訂正された電力制御ビット部とパイロ
ット信号部を結合してチャネル信号を発生する。このチャネル信号からチャネル
統計がチャネル統計推定器により推定される。さらに他の実施形態において、こ
の方法は、トラフィック信号の符号を決定し、トラフィック信号に応答してチャ
ネル信号を発生することを含む。
【0021】 cdma2000システムにおいては、パイロットチャネルは電力制御グルー
プ列から構成され、cdma2000システムに適用可能な他の実施形態におい
て、各電力制御グループは公知の符号を有したパイロット信号部と、未知の符号
を有した電力制御ビット部を有する。タイムスロットはパイロット信号部の期間
に実質的に等しい期間を有する。
【0022】 この発明の方法を実行するための回路もここに記載される。
【0023】
【発明の実施の形態】
この発明の特徴、目的および利点は、同一部には同符号を付した図面とともに
下記詳細な記載から明らかになるであろう。
【0024】 この発明は、cdma2000逆方向リンク信号の復号に特定するが限定され
ないアプリケーションにおいて述べられる。提案されたIS−2000規格に記
載されるように、cdma2000逆方向リンク信号はトラフィックチャネル信
号と逆方向リンクパイロット信号から構成される。各1.25ms電力制御グル
ープ(PCG)の最後の1/4に広がる単一ビットである順方向リンク電力制御
サブチャネルは逆方向リンクパイロットチャネル(R−PICH)にパンクチャ
アドされる。この順方向リンク電力制御ビットは、順方向リンク上での移動局の
受信品質に基づいてその送信電力を増加または減少するために移動局から基地局
送信機への信号である。そのような逆方向リンクパイロットは、この発明の譲受
人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国出願
第08/886,604(発明の名称:「高データレートCDMA無線通信シス
テム」)に詳細に記載されている。
【0025】 R−PICHはデータ復調のためのコヒーレント基準値、周波数トラッキング
のための周波数基準値、および電力制御測定のための受信された電力基準値とし
て基地局により使用されるので、その他の点では確定的な信号に順方向リンク電
力制御サブチャネルにより導入された不確実性が逆方向リンクの性能を劣化させ
る。言い換えれば、R−PICHへの順方向リンク電力制御サブチャネルのパン
クチャリング(puncturing)は連続したパイロットチャネルよりさらに質の悪い逆
方向リンク性能に導く。例えば、チャネルを推定するためにパイロットチャネル
の非パンクチュアド部分のみを使用するなら、基地局により計算されたチャネル
推定の信号対雑音比は減少する。R−PICHの符号のあいまいさを解決し、そ
れから連続したパイロット信号を再構築するための技術は、この発明の譲受人に
譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国出願第0
9/298,394(発明の名称:「パンクチュアドパイロットチャネルを処理
するための方法および装置」、出願日:1999年7月12日)に記載されてい
る。
【0026】 この発明はパンクチュアド電力制御サブチャネルを有したR−PICHを有す
るcdma2000システムを参照して開示されるが、この発明は非パンクチュ
アドパイロットチャネルを有する他の無線通信システムにも等価に適用可能であ
ることは当業者には理解されるであろう。従って以下の図はこの発明の例示アプ
リケーションを意図したものであり、cdma2000システムにこの発明を限
定することを意図したものではない。
【0027】 図3を参照すると、この発明の第1の実施形態がcdma2000逆方向リン
クトラフィックチャネル復調器において実現されるように示される。チャネル統
計推定器300は、以下に詳細に記載するように、パイロットチャネルを適応的
に濾波するために適応非因果関係チャネル推定器302により使用されるチャネ
ル統計を推定する。他の実施形態、実際には、以下に述べる図4の実施形態にお
いて、適応非因果関係チャネル推定器302の代わりに適応因果関係チャネル推
定器あるいはフィルタを使用してもよい。しかしながら、図3の実施形態におい
て、非因果関係フィルタの遅延が耐えられるとき、因果関係フィルタに対する改
良された性能により非因果関係フィルタがチャネル推定のために使用される。図
3の例示実施形態において、適応非因果関係チャネル推定器302はFIRフィ
ルタである。しかしながら、一般的なケースの場合、適応非因果関係チャネル推
定器302はIIRフィルタまたはFIR特性とIIR特性の両方を有するハイ
ブリッドフィルタで構成し得る。1つの簡単な例はフィルタの実効インパルス応
答が有限の範囲であるように、同じ時定数だが異なる重みの2つの指数関数減衰
IIRフィルタの差分を出力するフィルタである。他の例は、縦列接続されたF
IRおよびIIRフィルタである。
【0028】 濾波されたパイロットチャネルシンボルは次に共役積回路306および308
に入力される。共役積回路308はまた、第2入力として遅延回路310により
遅延された、逆拡散され、ウオルシュアンカバーされ、遅延されたトラフィック
チャネルも受信する。遅延回路310は適応非因果関係チャネル推定器302に
より導入された遅延に実質的に等価な量だけトラフィックチャネルを遅延する。
共役積回路308は従来技術において知られているように、さらにデインターリ
ーブおよび復号のためのトラフィックチャネルシンボル(ソフト決定)を出力す
る。
【0029】 共役積回路306は第2入力として遅延回路304により遅延された遅延パイ
ロットチャネルを受信する。遅延回路304は適応非因果関係チャネル推定器3
02により導入された遅延量に実質的に等価な量だけパイロットチャネルを遅延
する。共役積回路306は、推定器302の出力と、逆方向リンクパイロットチ
ャネルにパンクチュアドされた電力制御ビットを含む遅延パイロットチャネルと
の共役乗算を実行する。次に、共役積回路は結果として得られた電力制御ビット
信号を以前の順方向リンク(FL)電力制御ビット(PCB)検出器314に送
る。
【0030】 以前のFL PCB検出器314は結果として得られた電力制御ビット信号を
しきい値と比較し、それによりパンクチュアドされたFL PCBの符号を決定
する。「以前」という用語は以前のFL PCB検出器314により実効される
動作を表すのに使用される。なぜならば、いつでも検出される電力制御ビットは
、遅延回路304および適応非因果関係チャネル推定器302により遅延された
以前の電力制御グループからの電力制御ビットだからである。以前のFL PC
B検出器314により決定されたFL PCB決定は次にPCB符号訂正器31
6に送られ、そこで、必要であれば、パイロットチャネル(+1)の剰余の符号
に一致するように反転される。PCB符号訂正器316の出力は、遅延回路31
2からのさらに遅延されたパイロットチャネルと共に時間乗算器(MUX)31
8に供給される。時間MUX318は電力制御グループの第1の_期間、遅延回
路312からのさらに遅延されたパイロットチャネルに等しい出力を供給する。
これは、以前のFL PCB検出器314の処理時間を補償する。時間MUX3
18は、電力制御グループの残りの_期間、今、符号(+1)がパイロットチャ
ネルに等しいPCB符号訂正器316の出力を供給する。それゆえ、時間MUX
318から結果として得られる出力信号は一定の符号の再構築されたパイロット
チャネル信号である。連続したパイロットチャネル再構築のための同様の技術は
、上で取り込まれた同時係属出願09/298,394に記載される。
【0031】 再構築されたチャネル信号はチャネル統計推定器300に供給される。チャネ
ル統計推定器300は、上述したように適応非因果関係チャネル推定器302に
より使用される重み係数を設定するのに使用するため再構築されたチャネル信号
からチャネル統計を推定する。チャネル統計推定器300によるチャネル統計の
発生と、適応非因果関係チャネル推定器302による重み係数の印加について以
下に詳細に述べる。チャネル統計推定器300により使用される再構築されたチ
ャネル信号を発生するのに単に関係する図3の左側のエレメント(即ち、遅延3
04、共役積回路306、遅延312、以前のFL PCB検出器314、PC
B符号訂正器316および時間MUX318)はcdma2000逆方向リンク
のR−PICHのようなパンクチュアドパイロットチャネルにのみ必要であるこ
とに注意されたい。これらのエレメントは非パンクチュアドまたはそうでなけれ
ば連続パイロットチャネルを有するアプリケーションにおいて省略可能である。
そのような場合、パイロットチャネル信号自体はチャネル統計推定器300によ
り使用されるのに十分である。さらに、この発明の譲り受け人に譲渡され、この
明細書に参照することにより組み込まれる同時係属米国特許出願第09/289
,073(発明の名称:「CDMA無線通信システムにおけるチャネル推定」、
1999年4月8日出願)に記載されている方法を用いてトラフィック信号に含
まれるさらなるエネルギーからも生成可能である。上述した特許出願において、
復号されたトラフィックチャネルシンボルはフレーム品質インジケータにより再
符号化され、再インターリーブされ、重み付けされパイロットチャネル推定と結
合される。これは時間MUX318から出力される再構成されたチャネル信号で
ある。従って、一般的な場合、チャネル信号の発生、すなわちチャネルを表す信
号は、R−PICHのパイロット部分の寄与、R−PICHからの符号訂正され
たFL PCB、および1つ以上のトラフィックチャネル符号訂正されたトラフ
ィックの重み付けされた組合せであり得る。
【0032】 図4を参照すると、この発明の第2実施形態が、順方向リンク電力制御ビット
復調器において実現されるものとして示される。図4において、図3のチャネル
統計推定器300と同じであるチャネル統計推定器はチャネル信号を受信するよ
うに示される。このチャネル信号は図3のR−PICH復調器の場合に図3の再
構築チャネル信号であり得、あるいは上述した米国出願第09/289,073
に詳細に記載された復号、再符号化および再インタリービングの後の符号訂正さ
れたトラフィックチャネルからの再構築されたチャネル信号、あるいは2つの信
号の重み付けされた組合せである。一般的な場合に、チャネル統計推定器400
はチャネル統計推定器300と異なるようにしてもよい。両者は必須的に下記に
詳細に示すように同じアルゴリズムを使用してもよいが、異なるデータ、異なる
時間スロット、あるいは異なるチャネル信号入力に対して演算することができる
。チャネル信号は、適応予測因果関係チャネル推定器402がフィルタ重み係数
を割当てるチャネル統計を推定するために下記に詳細に記載するようにチャネル
統計推定器400により演算される。図4の例示実施形態において、適応予測因
果関係チャネル推定器402は、FIRフィルタである。しかしながら、一般的
な場合は、それはIIRフィルタまたはFIR特性およびIIR特性の両方を有
するハイブリッドフィルタであってもよい。
【0033】 適応予測因果関係チャネル推定器402はチャネル推定を遅延404を介して
共役積回路406に供給する。共役積回路406はFL PCBパンクチュアド
をR−PICHに復調するためにチャネル推定とパイロットチャネル(この場合
にはR−PICH)の共役乗算を実行する。この結果得られる電力制御ビット信
号は、現在のFL PCBの符号を決定するために現在FL PCB検出器に送
られる。現在FL PCB検出器408は図3の以前のFL PCBと同様の構
成である。現在FL PCB検出器408は、共役積回路406からの電力制御
ビット信号をしきい値と比較することにより、FL PCBの符号に関する現在
FL PCB決定を推定する。現在FL PCB決定は次に、必要に応じてその
電力を減少または増加させるために順方向リンクトランスミッタ(図示せず)に
より使用することができる。
【0034】 上述したように、図3および図4の両実施形態において、チャネル統計推定器
300および400は、各フィルタ係数を設定する際に、適応非因果関係チャネ
ル推定器302および適応予測因果関係チャネル推定器402により使用される
ためのチャネル統計を推定する。このプロセスがどのように生じるかを説明する
ために、以下の数学的記載が導入される。最初に、移動局チャネル統計推定器3
00または400の入力に入力されるレーキ受信機の特定のレーキフィンガの受
信チャネル信号を考える。この受信信号は次の形態を有する。
【0035】 y[n]=a[n]+w[n] (1) 但し、y[n]はタイムスロットnにおいて実際の受信したチャネルを表す列ベ
クトルである。
【0036】 a[n]はタイムスロットnにおいてチャネルの真の表示として実際の情報信
号を表す列ベクトルである。
【0037】 w[n]はタイムスロットtにおいて、チャネル信号に含まれる実際の雑音を
表す列ベクトルである。
【0038】 nはタイムドメインのベクトル指数であり、受信したチャネル信号をサンプリ
ングするための任意のタイムスロットを表す。
【0039】 それゆえ、列ベクトルa[n]、w[n]、y[n]の次元あるいはnが取り
うる整数値は適応チャネル推定の入力として使用される受信されたチャネル信号
のタイムスロットの数と同じである。cdma2000 R−PICHにおいて
、FL PCBの予測推定に適応可能な第2例示実施形態において、各タイムス
ロットは単一1.25ms電力制御グループ(即ち、パイロットチャネルの非パ
ンクチャアド)の_である。2PCG分のチャネル信号を推定のための入力とし
て使用するとnは1から2の範囲なので、y[1]はパイロットの現在の_PC
Gの受信チャネル信号を表し、y[2]はパイロットの以前の_PCGの受信チ
ャネル信号を表す。
【0040】 他の実施形態では、計算のコストへのトレードオフとして望む分解能と推定精
度に応じてより大きなまたはより小さなタイムスロットを使用することができる
。例えばcdma2000実施形態において、パンクチュアドFL PCBはあ
いまいな符合を有した1つのコヒーレントタイムスロットであり、より細かな分
解能を望む場合には、いくつかの小さなコヒーレントタイムスロットから構成し
得る。各タイムスロットにおいて、受信したチャネル信号は、情報信号振幅ある
いはアプリケーションに応じて信号対雑音比を正規化するために適当に重み付け
をすることができる。他の実施形態では、タイムスロットは構成可能なパラメー
タである。より細かなタイムスロットへのチャネル信号の分割が使用される場合
には、指数nは1からより高い数の範囲を取ることができる。図3の実施形態の
ように、非因果関係推定器が所望の場合には、列ベクトルy[n]、a[n]お
よびw[n]のエレメントのいくつかが、チャネル推定が望まれるシステムにお
いて、関心時間の後の値も表すことができる。
【0041】 式(2)に示すように、所定の時刻に実際のチャネル値xを推定しなければな
らない。式(2)は適応非因果関係チャネル推定器302と適応予測因果関係チ
ャネル推定器402により行なわれる演算を表す。2つのアプリケーション間の
1つの差は上述した異なるタイムスロットへのチャネル信号の異なる分割である
。ここでの全ての推定は^(「ハット」)表示で示される。関心のあるタイムス
ロットにおける所望のチャネル値をxとする。y、aおよびwベクトルのための
指数nが図4の例示実施形態のように現在のPCGと以前のPCG期間における
パイロットチャネルのパイロット部分を表す値1および2を取る間、xはパイロ
ットチャネルの現在のPCB部分におけるチャネル値を表す。
【0042】
【数1】 言い換えればHは、フィルタが任意の信号z[n]に印加されるときその演算
から得られる出力はタイムドメイン表示において以下の如く表すことができる。
【0043】
【数2】 複数の時刻におけるチャネル推定が所望のとき、特にこれが、使用される計算
上のアーキテクチャによりアプリケーションのいくつかの実施形態において、特
別な実施利便性を提供するならより多くの値をパックすることによりxをベクト
ルにすることも可能である。
【0044】
【数3】 従って、これらのチャネル統計は、y[n]すなわち実際に受信したチャネル信
号が既知であるならば、上述の式(2)の必要とされる成分である。
【0045】 次にこれらのチャネル統計の発生について述べる。
【0046】
【数4】 最初の指数(図示)はタイムスロット(例えば上述したアプリケーションの第2
例示実施形態に使用される「現在のPCG」と「以前のPCG」を表し、第2(
図示せず)は「現在時刻」が進むにつれベクトル値を更新することを表す。
【0047】 同じ方法を用いて推定値
【数5】 が計算される。なぜならば、
【数6】 の要素は、恐らく異なるタイムスロットにおいてではあるが、
【数7】 の要素と同様に推定されたチャネルを表す。従って同じ方法を直接印加する前に
タイムスロット指数のシャッフルのみが必要である。チャネル平均値は通常しば
しば変わることはない。推定入力として使用されるタイムスロットが時間的に接
近している場合には、
【数8】 におけるすべての要素を表すために1つの値を使用することができる。なぜなら
ば、それらの要素は値が似通っており、従っておそらく計算を節約する。チャネ
ルが零の平均値を持つことを知られているこの発明のアプリケーションの他の実
施形態において、
【数9】 は、零となるようにとることができ、従って式(2)を簡単化することができる
【0048】
【数10】 チャネル統計推定器300および400は
【数11】 を発生する。xの共分散とベクトルy[n]は以下の関係式に従う。
【0049】
【数12】 但しgは、フィルタインパルス応答であり、これは一般的な場合FIRまたは
IIRまたはFIR特性とIIR特性の両方を持つハイブリッドフィルタのいず
れかであり得る。mとnは、それぞれ行と列のベクトル指数である。y[n]
はy[n]の共役である。この場合もやはり、たたみこみ演算が印加される時間
指数は示されていない。
【0050】 チャネル統計推定器300および400は
【数13】 を発生する。y[n]ベクトルの推定される共分散は以下の式に従う。
【0051】
【数14】 但し、gはフィルタインパルス応答であり、これは、一般的な場合、FIRま
たはIIRまたはFIR特性およびIIR特性の両方を持つハイブリッドフィル
タであり得る。y[m]はy[m]の共役である。この場合もやはり、たたみ
こみ演算が印加される時間指数は示されていない。この発明はまた、
【数15】 が共役対称であり得るという事実をうまく利用することを考える。
【0052】 すなわち、
【数16】 さらに、受信したチャネル信号ベクトルy[n]の一部が時間的に等しく離間
された値を表す等しい期間のタイムスロットを有するならば、共分散関数のシフ
ト不変式特性を利用することができるので、さらに計算を簡単にすることができ
る。
【0053】
【数17】 これらの3つのフィルタg、g、gは通常システムパラメータに依存し
てすぐ使えるように特定のアプリケーションのために選択される。例えば、1秒
のオーダの期間にチャネル統計が切り替わらなければ、フィルタg、g、g の時定数は1秒以下に選択することができる。
【0054】 複数のレーキ指が使用される場合、この発明のより高度なアプリケーションは
、異なる指からのチャネル統計は同一または類似であることを確実にし、その統
計推定のために異なる指からのすべてのチャネル信号を使用することができ、チ
ャネル統計の同一または類似の値を推定するための利用可能な入力の増加された
量によりさらに正確な推定を与える。
【0055】 従って、上述の数学的関係からわかるように、チャネル統計推定器300およ
び400はチャネル統計
【数18】 を発生する。これらは、次に各チャネル推定器(適応非因果関係チャネル推定器
302および適応予測因果関係チャネル推定器の両方、これらはまた一般に「パ
イロットフィルタ」とも呼ぶことができる。)に供給される。図3および図4の
チャネル推定器は次に、上記式(2)に記載された演算を実行する際に、すなわ
ちチャネル条件を適応的に推定する際にこれらのチャネル統計を使用する。
【0056】 この発明の中心となるのは、移動局がフェージング環境を解して移動するにつ
れ、チャネル統計がゆっくりではあるが、絶えず変化しているという概念である
。これらのチャネル統計は、それぞれ適応非因果関係チャネル推定器302およ
び適応予測因果関係チャネル推定器により使用するためにチャネル統計推定器3
00および400により煩雑に更新される。これらのチャネル統計は式(2)の
基礎、すなわち適応フィルタリング演算を形成するので、適応非因果関係チャネ
ル推定器302および適応予測因果関係チャネル推定器402はチャネル条件の
変化に応答してそのフィルタパラメータを変えている。
【0057】 この発明に有利なことは、式(2)は推定出力の平均2乗誤差を最小化する推
定器を与えることである。さらに、この発明は、この式を採用するための全ての
構成要素を自動的に計算するための便利で効果的な方法を提供する。従って、適
応非因果関係チャネル推定器302と適応予測因果関係チャネル推定器402は
、その時に利用できるチャネル条件に最適化されるように、それぞれチャネル統
計推定器300、400により煩雑に更新される。これにより、適応非因果関係
チャネル推定器302と適応予測因果関係推定器402は広範囲のチャネル条件
の下で、与えられたチャネル条件に対して最良のチャネル推定を発生することが
可能となる。従来技術と著しく対照的に、この発明は、チャネル推定器のフィル
タパラメータを決定するために推定されたチャネル統計の使用に基づいて無線通
信システムのチャネル条件を適応的に推定するための方法および装置を提供する
。従って、この発明は、現在のチャネル条件に常に最適化され、与えられたビッ
トエラーレートに対して極めて低い通信リンクEb/No要件を生じる。
【0058】 好適実施形態の上述の記載は当業者がこの発明を作成しまたは使用することを
可能にするための提供される。これらの実施形態に対する種々の変形例は当業者
には明白であり、ここに定義される一般的な原理は発明能力の使用を伴わずに他
の実施形態に適用することができる。従ってこの発明は、ここに示す実施形態に
限定されず、ここに開示した原理と新規な特徴に一致する最も広い範囲に一致す
る。
【図面の簡単な説明】
【図1】 CDMA基地局により使用される典型的な従来の順方向リンクデータフォーマ
ッタの機能ブロック図である。
【図2】 CDMA移動局に使用される典型的な従来の復号器の機能ブロック図である。
【図3】 cdma2000逆方向リンクトラフィックチャネル復号器において実現され
るものとして示されるこの発明の第1の実施形態である。
【図4】 cdma2000順方向リンク電力制御ビット復号器において実現されるもの
として示されるこの発明の第2の実施形態である。
【符号の説明】
300・・・チャネル統計推定器 302・・・適応非因果関係チャネル推定器 306、308・・・共役積回路 304、310、312・・・遅延回路 314・・・順方向リンク電力制御ビット検出器 316・・・PCB符号訂正器 318・・・時間乗算器 400・・・チャネル統計推定器 402・・・適応予測因果関係チャネル推定器 404・・・遅延 406・・・共役積回路 408・・・PCB検出器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY, DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I T,LU,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GW,ML, MR,NE,SN,TD,TG),AP(GH,GM,K E,LS,MW,MZ,SD,SL,SZ,TZ,UG ,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD, RU,TJ,TM),AE,AG,AL,AM,AT, AU,AZ,BA,BB,BG,BR,BY,BZ,C A,CH,CN,CR,CU,CZ,DE,DK,DM ,DZ,EE,ES,FI,GB,GD,GE,GH, GM,HR,HU,ID,IL,IN,IS,JP,K E,KG,KP,KR,KZ,LC,LK,LR,LS ,LT,LU,LV,MA,MD,MG,MK,MN, MW,MX,MZ,NO,NZ,PL,PT,RO,R U,SD,SE,SG,SI,SK,SL,TJ,TM ,TR,TT,TZ,UA,UG,UZ,VN,YU, ZA,ZW

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 下記工程を具備する、無線通信システムにおけるパイロット
    チャネルのチャネル条件を適応的に推定するための方法: 前記パイロットチャネルのチャネル統計を推定する;および 前記推定されたチャネル統計に応答して前記パイロットチャネルを適応的に濾
    波する; 前記推定工程は、さらに受信した通信チャネルから得られるチャネル信号を濾
    波し、推定されたチャネル平均値および推定されたチャネル共分散を決定する工
    程をさらに具備する。
  2. 【請求項2】 前記パイロットチャネルを適応的に濾波する工程は下記工程
    から構成される、請求項1の方法: 前記パイロットチャネルを1つ以上のタイムスロットに分割する;および 前記推定されたチャネル統計に従って各タイムスロットを重み付けする。
  3. 【請求項3】 前記チャネル信号を濾波する前記工程は前記チャネル信号を
    無限インパルス応答フィルタにおいて濾波する工程から構成される、請求項2の
    方法。
  4. 【請求項4】 前記チャネル信号を濾波する前記工程は、無限インパルス応
    答フィルタと有限インパルス応答フィルタの組合せにおいて濾波する工程から構
    成される、請求項2の方法。
  5. 【請求項5】 前記パイロットチャネルは公知の符号を有するパイロット信
    号部と未知の符号を有する電力制御ビット部から構成され、さらに下記工程を具
    備する請求項2の方法: 前記電力制御ビット部の前記符号を決定する; 前記電力制御ビット部の前記符号を訂正する; 前記符号訂正された電力制御ビット部を前記パイロット信号部と結合し、前記
    チャネル信号を発生する。
  6. 【請求項6】 前記無線通信システムはさらにトラフィックチャネルを具備
    し、前記トラフィックチャネルは未知の符号のトラフィック信号を有し、さらに
    下記工程を具備する、請求項2の方法: 前記トラフィック信号の前記符号を決定する; 前記トラフィック信号に応答して前記チャネル信号を発生する。
  7. 【請求項7】 前記パイロットチャネルは、電力制御グループの列から構成
    され、各電力制御グループは公知の符号を有するパイロット信号部と、未知の符
    号を有する電力制御ビットを有し、前記タイムスロットは前記パイロット信号部
    の期間と実質的に等しい期間を有する、請求項2の方法。
  8. 【請求項8】 下記手段を具備する、無線通信システムにおいてパイロット
    チャネルのチャネル条件を適応的に推定するための回路: 前記パイロットチャネルのチャネル統計を推定するチャネル統計推定器;およ
    び 前記推定されたチャネル統計に応答して前記パイロットチャネルを適応的に濾
    波する適応パイロットフィルタ; 前記チャネル統計推定器は前記パイロットチャネルから得られたチャネル信号
    を濾波し、推定されたチャネル平均値と推定されたチャネル共分散を決定する。
  9. 【請求項9】 前記チャネル統計推定器は前記パイロットチャネルを1つ以
    上のタイムスロットに分割し、前記適応パイロットフィルタは、前記チャネル統
    計に従って各タイムスロットに重み付けをする、請求項8の回路。
  10. 【請求項10】 前記チャネル統計推定器は前記チャネル信号を濾波するた
    めの無限インパルス応答フィルタから構成される請求項9の方法。
  11. 【請求項11】 前記チャネル統計推定器は前記チャネル信号を濾波するた
    めの無限インパルス応答フィルタおよび有限インパルス応答フィルタの組合せか
    ら構成される、請求項9の方法。
  12. 【請求項12】 前記パイロットチャネルは、公知の符号を有するパイロッ
    ト信号部と、未知の符号を有する電力制御ビット部から構成され、さらに下記手
    段を具備する請求項9の回路: 前記電力制御ビット部の前記符号を決定するための電力制御ビット符号; 前記電力制御ビット部の前記符号を訂正するための電力制御ビット符号訂正器
    ; 前記符号訂正された電力制御ビット部を前記パイロット信号部と結合し、前記
    チャネル信号を発生するマルチプレクサ。
  13. 【請求項13】 前記パイロットチャネルは電力制御グループの列から構成
    され、各電力制御グループは、公知の符号を有するパイロット信号部と、未知の
    符号を有する電力制御ビット部を有し、前記タイムスロットは、前記パイロット
    信号部の期間に実質的に等しい期間を有する、請求項9の回路。
  14. 【請求項14】 前記チャネル信号を濾波する工程はさらに下記工程を具備
    する、請求項1の方法: 第1の重み付け係数を用いて第1の受信した通信チャネル信号を重み付けする
    ; 第2の重み付け係数を用いて第2の受信した通信チャネル信号を重み付けする
    ; 前記第1および第2の重み付けされた受信通信チャネル信号を結合し、前記チ
    ャネル信号を発生する。
  15. 【請求項15】 前記推定工程はさらに複数のレーキ受信機フィンガからの
    複数のチャネル信号を結合する工程を具備する、請求項1の方法。
  16. 【請求項16】 前記チャネル統計推定器は第1の重み付け係数を用いて第
    1の受信通信チャネル信号を重み付けし、第2の重み付け係数を用いて第2の受
    信通信チャネル信号を重み付けし、前記第1および第2の重み付けされた受信通
    信チャネル信号を結合し、前記チャネル信号を発生する、請求項8の回路。
  17. 【請求項17】 前記チャネル統計推定器は複数のレーキ受信機フィンガか
    ら複数のチャネル信号を結合する、請求項8の回路。
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