KR100728257B1 - 채널 특성 변화를 이용한 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법 - Google Patents

채널 특성 변화를 이용한 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 채널 특성 변화를 이용한 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은 채널 정합 필터(channel-matched filter)를 이용하여 열악한 채널에 의해 왜곡된 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 비인과 필터(Noncausal filter)를 이용하여 채널정합필터에 의해 변화된 채널의 특성을 비최소위상(Nonminimum phase)에서 최소위상(Minimum phase)으로 근사화시키며, TBD(Trace Back Depth)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스(trellis) 복호기를 판정 궤환 등화 장치의 심볼 검출기로 사용함으로써 판정 에러를 감소시킬 수 있는, 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있음.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 수신신호와 훈련열을 통해 수신신호의 채널을 추정하기 위한 채널 추정 수단; 상기 채널 추정 수단에서 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시켜 수신신호의 채널 특성을 변화시키기 위한 채널 정합 필터링 수단; 상기 채널 정합 필터링 수단에서 변화시킨 채널을 비최소위상 채널에서 최소위상 채널로 근사화시키기 위한 비인과 필터링 수단; 상기 채널 정합 필터링 수단과 상기 비인과 필터링 수단을 통과한 수신심볼을 저장하기 위한 등화기 입력신호 저장 수단; 상기 채널 정합 필터링 수단과 상기 비인과 필터링 수단을 통과한 신호의 필터링을 통해 판정 궤환 등화(채널 등화)를 수행하기 위한 채널 등화 수단; 상기 채널 등화 수단에서 채널 등화한 신호로부터 심볼을 검출하기 위한 트렐리스 복호화 수단; 훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드 중 어느 한 모드를 선택하기 위한 모드 선택 수단; 상기 모드 선택 수단에서 선택한 모드의 출력신호와 상기 채널 등화 수단의 출력신호를 비교하여 에러신호를 계산하기 위한 에러신호 계산 수단; 및 상기 에러신호 계산 수단으로부터의 에러신호와 상기 등화기 입력신호 저장 수단의 출력신호와 상기 트렐리스 복호화 수단의 출력신호를 이용하여 상기 채널 등화 수단으로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 탭 계수 갱신 수단을 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 지상파 디지털 방송 수신기 등에 이용됨.
판정 궤환 등화, 채널 등화, 채널 정합 필터, 비인과 필터, 트렐리스 복호기

Description

채널 특성 변화를 이용한 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법{Apparatus and method of decision feedback equalization using channel properties change}
도 1은 일반적인 판정 궤환 등화 장치의 구성 예시도,
도 2는 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치의 일 실시 예 구성도,
도 3은 미국형 지상파 디지털 TV 표준인 8-VSB 시스템에서 사용되는 트렐리스 부호기(디지털 방송 송신 시스템에서의 TCM 부호기) 및 트렐리스도를 나타내는 도면,
도 4는 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치 중 트렐리스 복호기(TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기)에서의 심볼 검출 과정에 대한 일 실시 예 설명도,
도 5는 ATSC 8-VSB 전송 시스템에 사용되는 트렐리스 부호 인터리버의 일 실시 예 구성도,
도 6은 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 방법에 대한 일 실시 예 흐름도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
200 : 채널 추정부 210 : 채널 정합 필터
211 : 비인과 필터부 220 : 메인 필터부
230 : 트렐리스 복호기 240 : 통계 데이터 산출부
250 : 훈련열 저장부 260 : 스위칭부
270 : 제 2 에러신호 계산부 280 : 등화기 입력신호 저장부
291 : FFF 탭 계수 갱신부 292 : FBF 탭 계수 갱신부
본 발명은 지상파 디지털 방송 수신 시스템 등에 이용되는 채널 등화 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 채널 정합 필터(channel-matched filter)를 이용하여 열악한 채널에 의해 왜곡된 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 채널 정합 필터에 의해 변환된 채널의 특성을 비인과 필터(Noncausal filter)를 이용하여 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimum phase channel)로 근사화시키며, TBD(Trace Back Depth, 이하 "TBD"라 함)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스(trellis) 복호기를 판정 궤환 등화 장치의 심볼 검출기로 사용함으로써 판정 에러를 감소시킬 수 있는, 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
이하의 실시 예에서는 본 발명이 지상파 디지털 방송 수신 시스템, 즉 미국형 지상파 디지털 TV 표준인 8-VSB(Vestigial SideBand) 시스템에 적용되는 경우를 예로 들어 설명하나, 본 발명이 이에 한정되는 것이 아님을 미리 밝혀둔다.
일반적으로, 디지털 통신 시스템에서는 제한된 대역을 사용하여 데이터를 전송하기 때문에, 심볼의 펄스 에너지를 인접하고 있는 심볼 펄스로 분산시키는 시간 분산 효과(time dispersion effect)로 인해 인접 심볼에 간섭을 주게 된다. 뿐만 아니라, 송신된 데이터는 여러 가지 채널 왜곡에 의해 영향을 받는다. 이와 같은 채널 왜곡 현상으로는 다중 경로 현상, 주파수 오프셋, 및 위상 지터 등과 같은 것이 있으며, 이러한 것들은 디지털 통신 시스템에서 송신 심볼들이 인접한 심볼에 영향을 주는 심볼간 간섭(ISI : InterSymbol Interference)을 발생시켜 수신기에서 원하는 데이터를 얻는데 커다란 장애 요소가 된다.
이와 같은 심볼간 간섭(ISI)으로 인한 심볼 에러를 줄이기 위하여, 일반 수신기(예 : 디지털 방송 수신기)에서는 채널 등화 장치를 사용한다.
대부분의 통신 채널은 상기 언급한 왜곡 요소들이 가변적이기 때문에 시간에 따라 적응적으로 탭 계수를 갱신하는 적응 등화 장치(adaptive equalizer)를 사용한다.
도 1을 참조하여 일반적인 채널 등화 장치의 구성을 살펴보기로 한다.
도 1은 일반적인 판정 궤환 등화 장치의 구성 예시도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 일반적인 채널 등화 장치에서는 디지털 필터부(11)가 수신기(디지털 방송 수신기)에 수신된 기저대역(baseband) 신호에서 왜곡을 발생시키는 심볼 간의 간섭 성분을 제거하며, 심볼 검출부(단순 양자화기)(12)가 디지털 필터부(11)에서 출력되는 신호를 사전에 정해진 임계치와 비교하여 판정 (decision)된 데이터를 산출하여 출력한다.
그리고 탭 계수 갱신부(13)는 등화기 입력신호 저장부(17)의 출력신호, 디지털 필터부(11)의 출력신호, 스위칭부(16)에 의해 선택되는 에러 데이터를 입력받아, 에러를 산출하여 디지털 필터부(11)의 탭 계수를 갱신한다.
또한 훈련열 저장부(14)는 송신기(디지털 방송 송신기)에서도 알고 있는 훈련 데이터 열을 저장하며, 이 훈련 데이터 열은 훈련 모드 시에 읽혀 들여져 탭 계수 갱신부(13)로 출력된다.
또한 통계 데이터 산출부(15)는 블라인드 모드 시에 통계적인 에러를 산출하여 탭 계수 갱신부(13)로 출력한다.
또한 스위칭부(16)는 선택된 모드에 따라 훈련열 저장부(14), 통계 데이터 산출부(15) 및 심볼 검출부(12) 중에서 하나를 선택하여, 선택된 블록에서 출력되는 에러 데이터를 탭 계수 갱신부(13)로 출력한다.
그러면, 탭 계수 갱신부(13)는 해당하는 오차신호를 구한 다음에, 디지털 필터부(11)의 탭 계수에 해당하는 등화기 입력신호 저장부(17) 내의 데이터를 읽어들여 탭 계수를 갱신한 후 디지털 필터부(11)로 출력한다.
이러한 채널 등화 장치로서, 디지털 방송 수신기에서는 판정 궤환 등화 장치(DFE : Decision Feedback Equalizer)가 많이 사용되고 있다. 일반적으로, 판정 궤환 등화 장치는 그 출력의 눈 모형(eye diagram : 등화 장치의 성능 결정 요소. 즉, 출력 신호 판정 시에 정확하고 용이하게 하도록 하는 기능)이 열려 있어서, 심볼 검출기(symbol detector)의 출력이 올바르게 판정된 심볼일 경우, 피드백 필터부는 이전에 판정된 심볼에 의한 심볼간 간섭(ISI)을 제거하여 주면서도, 선형 등화 장치에서 채널 등화 시 발생하는 필터부 출력에서의 잡음 증폭 현상과 같은 문제가 나타나지 않는 장점이 있다.
이러한 판정 궤환 등화 장치의 장점이 유용하기 위해서는 심볼 검출기의 출력에서 판정 에러가 나지 않도록 하는 것이 중요하고, 무엇보다도 등화 장치 출력의 눈 모형이 열리게 하는 것이 중요하다.
이를 위해, 미국형 지상파 디지털 TV 표준인 ATSC(Advanced Television System Committee) 디지털 방송 시스템에서는 데이터 효율이 줄어드는 것을 감수하면서 312 데이터 세그먼트(1 세그먼트 = 208 바이트)마다 1개의 훈련열 세그먼트를 삽입하여 등화 장치 출력의 눈 모형을 여는 데 활용할 수 있도록 하는 방법을 사용하고 있다.
그러나 긴 고스트(long ghost)가 있는 다중 경로 환경에서는 삽입된 훈련열이 짧아서 필터부 출력의 눈 모형(eye diagram)을 여는 데 실패하는 경우가 많다. 그리고 훈련열이 있더라도 필터부의 탭 계수가 수렴하기에 충분치 못한 길이이거나, 채널이 시간에 따라 변하는 시변 채널, 긴 고스트(long ghost) 또는 신호 레벨이 큰 고스트가 있는 열악한 다중 경로 환경에서는 필터부 출력의 눈 모형(eye diagram)을 여는 데 실패하는 경우가 많다. 만약, 눈 모형이 열리지 않으면, 심볼 검출기에서 판정 에러가 발생할 가능성이 매우 높고, 이로 인하여 판정 에러가 판정 궤환 등화 장치의 피드백 루프를 통해 누적되는 에러 전파가 발생하게 된다.
따라서 필터부의 탭 계수를 수렴시키거나 시변 채널을 적절하게 추적하여 적 응시키기 위해서는 훈련열이 없는 데이터 구간에서도 판정 에러를 줄이기 위한 방법이 요구되는데, 훈련열이 없이 심볼 검출기의 출력을 훈련열 대신에 사용해야 하므로 심볼 검출기의 판정 에러로 인한 효과를 최소화하기 위해서는 피드백 필터의 전체 탭 에너지를 줄여야 할 필요가 있다.
먼저, 판정 에러를 줄이기 위한 종래의 방법들은 대부분이 복호 지연(decoding delay)을 가지는 비터비 복호기를 이용하였으며, 대표적인 것으로 등화기 탭 계수 조정기에 비터비 복호기의 복호 지연과 동일한 지연을 두는 방법이 있는데, 이는 "G. Long"에 의하여 "The LMS Algorithm with Delayed Coefficient Adaptation"라는 명칭으로 "IEEE Trans. Acoust., Speeach, Signal Processing, vol. ASSP-37, Oct. 1989"의 문헌에 수록되어 있다.
또한 주기적인 인터리버 및 디인터리버를 추가시켜 비터비 복호기의 복호 지연을 해결하는 방법이 있는데, 이는 "M. V. Eyuboglu"에 의하여 "Detection of Coded Modulation Signals on Linear, Severely Distorted Channels Using Decision-Feedback Noise Prediction with Interleaving"라는 명칭으로 "IEEE Trans. Commun., vol. COM-36, pp. 401-409, April. 1988"의 문헌에 수록되어 있고, 또한 "Eyuboglu"가 특허 등록을 받은 미국특허 제4,833,693호에 수록되어 있다.
상기와 같은 판정 에러를 줄이기 위한 종래 방법들은 등화 장치 후단의 복호 지연값이 (TBD-1)인 비터비 복호기를 판정 궤환 등화 장치의 심볼 검출기로 이용하였기 때문에, 복호 지연을 없애기 위한 부가적인 장치들이 필요하다. 뿐만 아니라, 등화 장치 후단의 비터비 복호기가 충분한 성능을 가지기 위해서는 TBD가 부호화 과정에서 사용된 트렐리스 부호기 메모리 개수보다 하나 더 많은 값의 5배 이상이 되어야 한다.
그러나 일반적으로 비터비 복호기의 출력을 판정 궤환 등화 장치의 피드백 입력으로 사용하기 위해서는 복호 지연이 최대한 작아야 한다.
특히, 도 5에 도시된 바와 같이 트렐리스 부호 인터리버에 의해 12개의 TCM(Trellis Coded Modulation, 이하, "TCM"이라 함) 부호기를 사용하는 디지털 방송 시스템에서는 복호 지연값이 TBD-1이 아니라 12 x (TBD-1)이 되며, TCM 부호기의 메모리가 2개이므로 대략적인 복호 지연값은 168이 된다. 이러한 복호 지연값을 갖는 비터비 복호기를 실제 시스템에서 사용하는 것은 매우 비효율적이다.
따라서 비터비 복호기를 디지털 방송 수신 시스템의 판정 궤환 등화 장치의 심볼 검출기로 사용하기 위해서는 복호 지연이 최대한 작아야 하며, 복호 지연이 없는 것이 최상이다. 그리고 비터비 복호기를 구현함에 있어서 최대한 낮은 복잡도를 가져야 한다.
한편, 피드백 필터의 탭 에너지를 줄이기 위한 종래의 방법으로는, 후 고스트(post ghost)를 제거하는 피드포워드 필터의 탭 수를 증가시키거나, 안테나 빔 형성(beam-forming) 또는 채널 정합 필터를 사용하여 수신신호의 채널 특성(channel property)을 변화시키는 방법 등이 있다.
상기 피드포워드 필터의 탭 수를 증가시키는 종래 방법은 비효율적이며, 탭 수의 증가량에 비해 성능 향상이 작다. 또한 채널 정합 필터를 사용하여 채널 특성 을 변화시키는 종래 방법은 탭 수를 증가시키는 방법에 비해 상대적으로 좋은 성능을 나타내며, 이는 "Richard Citta"에 의하여 "A VSB Receiver Designed for Indoor and Distributed Transmission Environments"라는 명칭으로 "IEEE 52nd Annual Broadcast Symposium, Oct.9-11, 2002"의 문헌에 수록되어 있다.
상기 "Richard Citta"에 의해 제안된 채널 등화 방법은 오버샘플링(over-sampling)된 데이터를 이용하여 채널 정합 필터를 생성하고, 분수간격(fractionally-spaced) 등화 장치를 사용하므로 복잡도가 매우 높다. 또한 단순 양자화기(slicer)를 심볼 검출기로 사용하므로 판정 에러에 의한 에러 전파 문제가 발생할 수 있다.
이러한 "Richard Citta"에 의한 방법을 개선하기 위하여 낮은 복잡도를 갖는 심볼 단위의 채널 정합 필터와 등화 장치를 이용한 방법 및 판정 에러가 작은 심볼 검출기의 구현 방법이 제안되었는데, 이는 김형남, 박성익, 김승원에 의하여 "Performance improvement of channel equalization in terrestrial DTV receivers using channel estimation"라는 명칭으로 "신호처리 합동학술대회 논문집, vol. 16. no.1, pp. 176, Sept. 2003"의 문헌에 수록되어 있다.
상기 김형남, 박성익, 김승원에 의한 방법은 수렴의 안정성을 증가시켰지만, 채널 정합 필터(channel-matched filter)로 인한 전 고스트(pre ghost)의 길이가 길어지는 문제점이 발생하여, 수렴 후의 잔류 평균 자승 오차(residual Mean square error)는 오히려 채널 정합 필터(channel-matched filter)를 사용하지 않은 경우보다 더 커지는 문제가 있다.
따라서 이에 대한 개선책으로서, 전 고스트(pre ghost)를 후 고스트(post ghost)로 변환시켜 채널을 보다 온화(mild)하게 변화시킬 수 있는 필터의 개발이 요구되고 있다.
본 발명은 상기와 같은 요구에 부응하기 위하여 제안된 것으로, 채널 정합 필터(channel-matched filter)를 이용하여 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 비인과 필터(Noncausal filter)를 이용하여 수신신호의 채널 특성을 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimum phase channel)로 근사화시키며, TBD(Trace Back Depth)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스(trellis) 복호기를 판정 궤환 등화 장치의 심볼 검출기로 사용함으로써 판정 에러를 감소시킬 수 있는, 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
즉, 본 발명은 채널 정합 필터(channel-matched filter)를 이용하여 열악한 채널에 의해 왜곡된 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 비인과 필터(Noncausal filter)를 이용하여 채널정합필터에 의해 변화된 채널의 특성을 비최소위상(Nonminimum phase)에서 최소위상(Minimum phase)으로 근사화시키며, TBD(Trace Back Depth)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스(trellis) 복호기를 판정 궤환 등화 장치의 심볼 검출기로 사용함으로써 판정 에러를 감소시킬 수 있는, 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시 예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 수신신호와 훈련열을 통해 수신신호의 채널을 추정하기 위한 채널 추정 수단; 상기 채널 추정 수단에서 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시켜 수신신호의 채널 특성을 변화시키기 위한 채널 정합 필터링 수단; 상기 채널 정합 필터링 수단에서 변화시킨 채널을 비최소위상 채널에서 최소위상 채널로 근사화시키기 위한 비인과 필터링 수단; 상기 채널 정합 필터링 수단과 상기 비인과 필터링 수단을 통과한 수신심볼을 저장하기 위한 등화기 입력신호 저장 수단; 상기 채널 정합 필터링 수단과 상기 비인과 필터링 수단을 통과한 신호의 필터링을 통해 판정 궤환 등화(채널 등화)를 수행하기 위한 채널 등화 수단; 상기 채널 등화 수단에서 채널 등화한 신호로부터 심볼을 검출하기 위한 트렐리스 복호화 수단; 훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드 중 어느 한 모드를 선택하기 위한 모드 선택 수단; 상기 모드 선택 수단에서 선택한 모드의 출력신호와 상기 채널 등화 수단의 출력신호를 비교하여 에러신호를 계산하기 위한 에러신호 계산 수단; 및 상기 에러신호 계산 수단으로부터의 에러신호와 상기 등화기 입력신호 저장 수단의 출력신호와 상기 트렐리스 복호화 수단의 출력신호를 이용하여 상기 채널 등화 수단으로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 탭 계수 갱신 수단을 포함한다.
한편, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 수신신호와 훈련열을 이용하여 훈련열 구간 동안 채널을 추정하는 단계; 상기 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시키기 위해 수신신호를 채널 정합 필터링하여 채널 특성을 변화시키는 채널 정합 필터링 단계; 상기 채널 정합 필터링한 신호를 비인과 필터링하여 비최소위상 채널을 최소위상 채널로 채널 특성을 근사화시키는 비인과 필터링 단계; 상기 채널 특성을 변화시킨 수신심벌의 판정 궤환에 필요한 파라미터의 수치를 결정하고, 채널 등화 파라미터를 초기화하는 단계; 상기 결정한 파라미터에 따른 등화기 출력신호로부터, TBD가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호 알고리즘을 이용하여 심볼(판정 데이터)을 검출하는 심볼 검출 단계; 통계적인 에러 데이터를 산출하는 단계; 훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드 중 어느 한 모드를 선택하는 단계; 상기 선택한 모드의 출력신호와 판정 궤환 등화 데이터를 비교하여 에러신호를 계산하는 단계; 상기 계산한 에러신호와 등화기 입력신호와 상기 검출한 심볼(판정 데이터)을 이용하여 탭 계수를 갱신하는 단계; 및 상기 갱신한 탭 계수를 이용하여 채널 등화를 수행하는 단계를 포함한다.
이처럼, 본 발명은 지상파 디지털 방송 수신 시스템 등에서 채널 정합 필터(channel-matched filter)와 비인과 필터(Noncausal filter), 및 트렐리스(trellis) 복호기를 구비한 판정 궤환 등화 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 채널 추정부(channel estimator)에서 수신신호와 훈련열(training sequence)을 사용하여 수신신호의 채널을 추정하고, 추정된 채널의 정보를 통해 채널 정합 필터를 생성하 고, 생성된 채널 정합 필터를 이용하여 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 변화된 채널을 비인과 필터(Noncausal filter)를 이용하여 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimum phase channel)로 근사화시키며, 채널 정합 필터와 비인과 필터를 통과한 신호를 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기(트렐리스 복호기)를 구비한 판정 궤환 등화기로 등화함으로써, 실내수신 및 이동수신과 같은 열악한 채널 환경에서도 효율적으로 채널 등화를 수행할 수 있도록 한다.
여기에서는 기존의 판정 궤환 등화기 전단에 심볼 단위의 채널 추정부로부터 생성된 채널 정합 필터와 전 고스트(pre ghost)를 후 고스트(post ghost)로 변환시키는 비인과 필터를 둠으로써, 실내수신 및 이동수신과 같은 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 변화된 채널을 비최소위상 채널에서 최소위상 채널로 근사화시키며, 기존의 판정 궤환 등화 장치에서 심볼 검출기로 사용하던 단순 양자화기 대신에 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기(트렐리스 복호기)를 사용함으로써, 심볼 검출기(트렐리스 복호기) 출력에서 판정 에러를 감소시켜 디지털 필터부(메인 필터부)의 수렴 속도를 향상시키고 수렴 후 정상 상태에서의 잔류 평균 자승 오차(residual MSE)를 줄일 수 있다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명 이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일 실시 예를 상세히 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치의 일 실시 예 구성도이다.
본 발명의 이해를 돕기 위하여, 지상파 디지털 방송 수신 시스템에서 채널 정합 필터(210)와 비인과 필터부(211), 및 트렐리스 복호기(230)를 구비한 판정 궤환 등화 장치의 구조 및 동작 과정을 설명하기에 앞서, 채널 추정부(200) 및 메인 필터부(220) 내의 탭 계수 갱신을 위한 계산식을 산출하는 과정에 대해 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 채널 추정부(200) 및 메인 필터부(220)의 입력신호와 기준신호 및 탭 계수를 정의하면 다음과 같다.
Figure 112005061301224-pat00001
는 채널 추정부(200) 내 채널 추정 필터(201)의 탭 계수이다.
그리고 r[k]는 시간 k에서의 채널 추정 필터(201)의 탭 계수 갱신을 위해 필요한 원하는 신호(desired signal), 즉 채널 정합 필터(210)의 입력신호이다.
그리고 s[k]는 시간 k에서의 채널 추정 필터(201)의 출력신호이다.
그리고
Figure 112005061301224-pat00002
는 채널 정합 필터(210)의 탭 계수이다.
그리고 u[k]는 시간 k에서의 비인과 필터부(211)의 입력신호, 즉 채널 정합 필터(210)의 출력신호이다.
그리고
Figure 112005061301224-pat00003
는 비인과 필터부(211)의 인과 필터(213)의 탭 계수이다.
그리고 x[k]는 시간 k에서의 메인 필터부(220)의 입력신호, 즉 비인과 필터부(211)의 출력신호이다.
그리고 y[k]는 시간 k에서의 메인 필터부(220)의 출력신호이다.
그리고 b i [k]는 시간 k에서의 메인 필터부(220) 내의 피드포워드 필터(FFF : FeedForward Filter)(221)의 탭 계수이다.
그리고 a i [k]는 시간 k에서의 메인 필터부(220) 내의 피드백 필터(FBF : FeedBack Filter)(222)의 탭 계수이다.
상기 채널 추정 필터(201)의 탭 계수로 구성되는 벡터인
Figure 112005061301224-pat00004
는 추정 채널 계수 벡터가 되며, 각 성분은 하기의 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005061301224-pat00005
상기 [수학식 1]에서, N은 채널 추정 필터(201)의 탭 수, h C,i 는 채널 추정 필터(201)의 i번째 탭 계수이고, δ[i]는 유니트 샘플(unit sample) 함수이다. 상 기
Figure 112005061301224-pat00006
를 이용하여 채널 추정 필터(201)의 출력신호를 구하면 하기의 [수학식 2]와 같다.
Figure 112005061301224-pat00007
상기 [수학식 2]에서, d[k]는 훈련열 저장부(250)에 저장되어 있는 훈련열이다.
상기 채널 추정 필터(201)의 탭 계수 갱신을 위한 에러신호, 즉 e 1 [k]는 하기의 [수학식 3]과 같다.
Figure 112005061301224-pat00008
그에 따라, 채널 추정 필터 탭 계수 갱신부(203)에서는 에러신호, 즉 상기 [수학식 3]의 e 1 [k]를 이용하여 훈련열 구간 동안 채널 추정 필터(201)의 탭 계수를 갱신한다.
이때, 갱신된 채널 추정 필터(201)의 탭 계수를 이용하여 채널 정합 필터 (210)의 탭 계수를 구하면 하기의 [수학식 4]와 같다.
Figure 112005061301224-pat00009
상기 [수학식 4]에서, *는 켤레복소수(complex conjugate)를 나타내며 h M,j 는 j번째 채널 정합 필터(210)의 탭 계수이다. 결국, 채널 정합 필터(210)의 탭 계수 h M 은 채널 추정 필터(201)의 탭 계수 h C 를 거울처럼 대칭으로 하여 구한 것이다. 이러한 과정으로 인해 채널 정합 필터(210)를 채널 거울 필터(channel mirror filter)라고도 한다.
시간 인덱스
Figure 112005061301224-pat00010
에서 상기 채널 정합 필터(210)와 상기 채널 추정부(200)에서 추정된 채널이 결합(combined)된 임펄스 응답 벡터를
Figure 112005061301224-pat00011
라고 할 때,
Figure 112005061301224-pat00012
에서
Figure 112005061301224-pat00013
번째 성분
Figure 112005061301224-pat00014
가 가장 큰 계수 값이라고 하면, 구하고자 하는 필터의 차수는
Figure 112005061301224-pat00015
가 된다. 이때, 비인과 필터부(211)의 전달 함수는 하기의 [수학식 5]와 같이 구해진다.
Figure 112005061301224-pat00016
상기 [수학식 5]에서, 비인과 필터부(211)의 임펄스 응답
Figure 112005061301224-pat00017
는 반복적으로 얻는데
Figure 112005061301224-pat00018
는 반복 횟수이다.
Figure 112005061301224-pat00019
는 전역통과 필터이고 다음과 같은 과정을 통해서 구하게 된다.
Figure 112005061301224-pat00020
의 계수는 채널 추정부(200)에서 추정된 채널과 채널 정합 필터(210)의 결합된 시스템의 임펄스 응답인
Figure 112005061301224-pat00021
를 이용하여 구할 수 있는데 하기의 [수학식 6]과 같다.
Figure 112005061301224-pat00022
상기 [수학식 6]에서
Figure 112005061301224-pat00023
는
Figure 112005061301224-pat00024
의
Figure 112005061301224-pat00025
번째 성분을 의미한다. 그리고 스케일 팩터(scale factor)
Figure 112005061301224-pat00026
은
Figure 112005061301224-pat00027
의 모든 폴(pole)들이 단위 원 밖으로 나가게 하여
Figure 112005061301224-pat00028
가 반전된 시간에서 동작하는 안정된 필터가 되도록 하기 위해
Figure 112005061301224-pat00029
의 값에 곱하게 되는데, 이때의
Figure 112005061301224-pat00030
은 하기의 [수학식 7]과 같다.
Figure 112005061301224-pat00031
상기 [수학식 7]에서
Figure 112005061301224-pat00032
은
Figure 112005061301224-pat00033
의 크기를 나타내고,
Figure 112005061301224-pat00034
는
Figure 112005061301224-pat00035
에서 크기가 두 번째로 큰 계수의 크기를 나타내며,
Figure 112005061301224-pat00036
는 문턱값을 나타낸다.
상기 [수학식 7]에서
Figure 112005061301224-pat00037
는 대략 0.5 근처의 값이 사용된다.
상기 [수학식 6]과 상기 [수학식 7]에 의해 구하여진 비인과 필터부(211)와
Figure 112005061301224-pat00038
와의 컨벌루우션에 의해 만들어지는 변경된 채널의 임펄스 응답 계수를
Figure 112005061301224-pat00039
,
Figure 112005061301224-pat00040
라고 하면 1회의 반복 과정을 통해서 얻어진 변화된 채널의 전달 함수는 하기의 [수학식 8]과 같다.
Figure 112005061301224-pat00041
상기 [수학식 8]에서
Figure 112005061301224-pat00042
는
Figure 112005061301224-pat00043
를 시간 반전시킨 후 인과 필터(213)인
Figure 112005061301224-pat00044
를 통과시키고 다시 원래 순방향 시간으로 되돌려서 얻어지는 필터 출력으로부터 쉽게 얻을 수 있다.
상기 [수학식 8]에서 구해진
Figure 112005061301224-pat00045
를 이용하여 두 번째 섹션(section)인
Figure 112005061301224-pat00046
를 구하면 하기의 [수학식 9]와 같다.
Figure 112005061301224-pat00047
상기 [수학식 9]에서
Figure 112005061301224-pat00048
는 상기 [수학식 7]에서 구한 방법과 같이 구한다.
Figure 112005061301224-pat00049
번째 섹션의 필터인
Figure 112005061301224-pat00050
역시 상기의 방법과 같이 구할 수 있는데 하기의 [수학식 10]과 같다.
Figure 112005061301224-pat00051
상기 [수학식 10]에서 볼 수 있듯이
Figure 112005061301224-pat00052
는 무한대의 차수를 가지지 만, 필터들의 z-영역의 곱
Figure 112005061301224-pat00053
의 차수는
Figure 112005061301224-pat00054
가 된다. 즉,
Figure 112005061301224-pat00055
가 되는 것이다. 이렇게 만들어진 비인과 필터부(211)를 통해 비인과 필터링을 수행하기 위해서는 비인과 필터부(211)의 입력을 시간 반전시키고 [수학식 11]과 같이 인과 필터링을 수행한다.
Figure 112005061301224-pat00056
상기 [수학식 11]에서,
Figure 112005061301224-pat00057
는 비인과 필터부(211)의 입력 신호인
Figure 112005061301224-pat00058
를 제 1 시간 반전부(212)를 통하여 시간 반전시킨 신호이고,
Figure 112005061301224-pat00059
는 비인과 필터인
Figure 112005061301224-pat00060
로부터 얻어지는 인과 필터(213)인
Figure 112005061301224-pat00061
의 탭 계수이다. 인과 필터(213)의 출력인
Figure 112005061301224-pat00062
를 제 2 시간 반전부(214)를 통과시켜 시간 반전을 하면, 등화기 입력 신호
Figure 112005061301224-pat00063
를 얻을 수 있다.
상기 등화기 입력신호 x[k]를 이용하여 메인 필터부(220)의 출력신호(y[k])를 구하면 하기의 [수학식 12]와 같다.
Figure 112005061301224-pat00064
상기 [수학식 12]에서, N b 는 피드포워드 필터(FFF)(221)의 탭 수이고, N a 는 피드백 필터(FBF)(222)의 탭 수이며,
Figure 112005061301224-pat00065
는 메인 필터부(220)의 출력신호(y[k])를 입력으로 받아 단순 양자화기(심볼 검출부)(도 1의 12)에 의해 사전에 정해진 임계치와 비교하여 판정되는 출력신호이다. 이때, 탭 계수 갱신을 위한 에러신호, 즉 e 2 [k]는 하기의 [수학식 13]과 같다.
Figure 112005061301224-pat00066
탭 계수 갱신을 위한 에러신호가 상기 [수학식 13]과 같은 경우, 피드포워드 필터(FFF)(221)와 피드백 필터(FBF)(222)의 탭 계수 갱신 수식은 하기의 [수학식 14]와 같다.
Figure 112005061301224-pat00067
상기 [수학식 14]에서, μ는 스텝 크기(step size)로서, 수렴 속도와 정상 상태의 평균 자승 오차(MSE : Mean Square Error)를 결정하는 값이다.
즉, 스텝 크기(μ)가 클 경우 수렴 속도는 빨라지지만 정상 상태에서의 잔류 평균 자승 오차(MSE)가 커지게 되는 반면에, 스텝 크기(μ)가 작을 경우 잔류 평균 자승 오차(MSE)는 작아지지만 수렴 속도가 느려지게 된다.
전술한 바와 같이, 일반적으로 판정 궤환 등화 장치는 그 출력의 눈 모형(eye diagram : 등화 장치의 성능 결정 요소, 즉, 출력 신호 판정 시에 정확하고 용이하게 하도록 하는 기능)이 열려 있어서, 심볼 검출부(단순 양자화기)(도 1의 12)의 출력인
Figure 112005061301224-pat00068
가 올바르게 판정된 심볼일 경우, 피드백 필터부는 이전에 판정된 심볼에 의한 심볼간 간섭(ISI)을 제거하여 주며, 선형 등화 장치에서 채널 등화 시 발생하는 필터부 출력에서의 잡음 증폭 현상도 나타나지 않는다. 이러한 특성 때문에 판정 궤환 등화 장치는 디지털 방송 시스템에서 널리 사용되고 있다.
그러나 심볼 검출부(단순 양자화기)(도 1의 12)를 통해 판정된 심볼이 에러가 있는 경우, 그 에러가 피드백 필터부를 통과하면서 궤환 루프를 통해 누적되어 전파(에러 전파)되기 때문에 안전성을 보장받지 못하게 된다.
따라서 송/수신기 사이에 약속된 훈련열(training sequence)을 일정 주기로 삽입하여 눈 모형을 연 후, 훈련열 구간이 끝나고 데이터 구간이 되면 송신 심볼을 모르므로 심볼 검출부(단순 양자화기)(도 1의 12)의 출력인
Figure 112005061301224-pat00069
를 사용한다.
상기와 같이, 심볼 검출부(단순 양자화기)(도 1의 12)의 출력을 탭 계수 갱신을 위해 사용하는 것을 판정 의거 채널 등화(decision directed equalization)라 한다.
본 발명에서는, 도 1에 도시된 판정 궤환 등화 장치 전단에, 심볼 단위의 채널 추정부(200)로부터 생성된 채널 정합 필터(210)와 비인과 필터부(211)를 둠으로써, 실내수신 및 이동수신과 같은 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 변화된 채널을 비최소위상 채널에서 최소위상 채널로 근사화시키며, 도 1의 판정 궤환 등화 장치에서 심볼 검출부(도 1의 12)에서 사용하던 단순 양자화기 대신 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기(트렐리스 복호기)(230)를 사용함으로써, 트렐리스 복호기(심볼 검출부)의 출력에서 판정 에러를 감소시켜 메인 필터부(디지털 필터부)의 수렴 속도를 향상시키고, 수렴 후 정상 상태에서의 잔류 평균 자승 오차(residual MSE)를 줄일 수 있다.
이처럼, 채널 정합 필터(210)와 비인과 필터부(211), 및 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호기(230)를 구비한 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치는 미국형 지상파 디지털 TV 표준인 8-VSB(Vestigial SideBand) 시스템에 적용되어, 심볼 검출부(트렐리스 복호기) 출력에서 판정 에러를 감소시켜 등화 성능을 향상시 킬 수 있다.
상기 8-VSB 시스템은 313 세그먼트 중 한 개의 세그먼트를 훈련열로 사용하도록 하고 있으며, 송신 심볼이 ±1, ±3, ±5, ±7의 8 레벨 신호로서, QAM(Quardrature Amplitude Modulation) 방식과는 달리 1차원 성상을 갖는다.
다음으로, 지상파 디지털 방송 수신 시스템에서 채널 정합 필터(210)와 비인과 필터부(211), 및 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호기(230)를 구비한 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치의 구조 및 동작 과정에 대해 보다 상세하게 살펴보면 다음과 같다.
도 2에 도시된 바와 같이, 지상파 디지털 방송 수신 시스템에서 채널 정합 필터(210)와 비인과 필터부(211), 및 트렐리스 복호기(230)를 구비한 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치는, 외부로부터 입력되는 수신신호와 훈련열 저장부(250)로부터의 훈련열을 통해 심볼단위 수신신호의 채널을 추정하기 위한 채널 추정부(200)와, 상기 채널 추정부(200)에서 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시켜 수신신호의 채널 특성을 변화시키기 위한 채널 정합 필터(210)와, 상기 채널 정합 필터(210)에서 변화시킨 채널을 비최소위상 채널에서 최소위상 채널로 근사화시키기 위한 비인과 필터부(211)와, 상기 채널 정합 필터(210)와 상기 비인과 필터부(211)를 통해 변화된 채널을 통과한 효과를 가지는 수신심볼을 저장하기 위한 등화기 입력신호 저장부(280)와, 상기 채널 정합 필터(210)와 상기 비인과 필터부(211)를 통과한 신호의 필터링을 통해 판정 궤환 등화(채널 등화)를 수행하기 위한 메인 필터부(220)와, 상기 메인 필터부(220)에서 채널 등화한 수신심볼로부터, TBD(Trace Back Depth)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호 알고리즘을 이용하여 심볼(판정 데이터)을 검출하여 판정 의거 모드 시 출력하기 위한 트렐리스 복호기(230)와, 블라인드 모드 시에 필요한 통계적인 에러 데이터를 산출하여 출력하기 위한 통계 데이터 산출부(240)와, 훈련열을 저장하고 있는 훈련열 저장부(250)와, 훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드의 출력을 선택하기 위한 스위칭부(260)와, 상기 스위칭부(260)에서 선택한 모드의 출력신호(판정 데이터 또는 통계적인 에러 데이터 또는 훈련열 데이터)와 상기 메인 필터부(220)의 출력신호(판정 궤환 등화 데이터)를 비교하여 에러신호를 계산하기 위한 제 2 에러신호 계산부(270)와, 상기 제 2 에러신호 계산부(270)로부터의 에러신호와 상기 등화기 입력신호 저장부(280)의 출력신호를 이용하여 상기 메인 필터부(220)의 피드포워드 필터(FFF)(221)로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 FFF 탭 계수 갱신부(291)와, 상기 제 2 에러신호 계산부(270)로부터의 에러신호와 상기 트렐리스 복호기(230)의 출력신호를 이용하여 상기 메인 필터부(220)의 피드백 필터(FBF)(222)로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 FBF 탭 계수 갱신부(292)를 포함한다.
여기서, 채널 추정부(200)는 채널 추정 필터(201), 제 1 에러신호 계산부(202), 및 채널 추정 필터 탭 계수 갱신부(203)를 구비한다.
그리고 비인과 필터부(211)는 안정적인 비인과 필터링을 수행하기 위하여 제 1 시간 반전부(212), 인과 필터(213), 및 제 2 시간 반전부(214)를 구비한다.
그리고 메인 필터부(220)는 피드포워드 필터(FFF)(221), 피드백 필터(FBF)(222), 및 출력 감산기(223)를 포함한다.
상기와 같은 채널 정합 필터(210)와 비인과 필터부(211), 및 트렐리스 복호기(230)를 구비한 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치의 각 구성요소들의 동작을 상세히 살펴보면 다음과 같다.
상기 채널 추정부(200)는 외부로부터 입력되는 수신신호(r[k])와 상기 훈련열 저장부(250)로부터의 훈련열(d[k])을 이용하여 훈련열 구간 동안 채널을 추정한다. 여기서, 제 1 에러신호 계산부(202)에서는 훈련열(d[k])과 채널 추정 필터(201)의 출력신호(s[k])를 이용하여 에러신호(e 1 [k])를 계산하고, 채널 추정 필터 탭 계수 갱신부(203)는 상기 제 1 에러신호 계산부(202)에서 계산한 에러신호(e 1 [k])를 이용하여 채널 추정 필터(201)로 인가되는 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00070
)를 갱신한다. 이때, 채널 추정부(200)에서는 I(I≥1)개의 필드(1필드는 313 세그먼트이며 그 중 첫 번째 세그먼트가 훈련열 세그먼트임. 즉, 312 데이터 세그먼트마다 1개의 훈련열 세그먼트를 삽입하고 있음)마다 또는 처음 시작 필드에서만 훈련열과 수신신호를 이용하여 심볼단위 수신신호의 채널을 추정하고, 추정된 채널로부터 신호대잡음비를 최대화시키기 위해 채널 정합 필터(210)를 생성하여, 생성된 채널 정합 필터(210)로 수신신호를 통과시킴으로써, 실내수신 및 이동수신과 같은 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시킬 수 있다.
그리고 채널 정합 필터(210)는 채널 추정부(200)에서 계산된 채널 추정 필터 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00071
)를 이용하여 채널 정합 필터 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00072
)를 생성하고, 생성된 채널 정합 필터 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00073
)와 수신신호(r[k])를 이용하여 수신신호의 신호대잡음비 (SNR : Signal to Noise Ratio)를 최대화시킨다.
그리고 비인과 필터부(211)는 채널 정합 필터(210)의 출력신호를 시간 반전시켜 인과 필터(213)를 통과시킨 후 다시 순방향으로 시간 반전시켜 채널 정합 필터(210)를 통과한 수신신호의 전 고스트(pre ghost)를 전부 후 고스트(post ghost)로 변환시켜 채널의 특성을 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimum phase channel)로 근사화시킨다. 이를 위하여, 비인과 필터부(211)는, 상기 채널 정합 필터(210)의 출력신호를 블록 단위로 저장한 후 시간 반전시키기 위한 제 1 시간 반전부(212)와, 상기 제 1 시간 반전부(212)에서 시간 반전된 신호를 안정되게 필터링하기 위한 인과 필터(213)와, 상기 인과 필터(213)를 통과한 신호를 다시 시간 반전시키기 위한 제 2 시간 반전부(214)를 포함한다.
그리고 메인 필터부(220)는 비인과 필터부(211)의 출력신호의 필터링을 통해 채널 등화를 수행한다.
그리고 트렐리스 복호기(230)는 메인 필터부(220)로부터 수신되는 디지털 방송신호를 TBD가 1인 비터비 복호 알고리즘(트렐리스 복호 알고리즘)을 이용하여 심볼을 검출한다. 즉, 트렐리스 복호기(230)는 도 5에 도시된 바와 같이 트렐리스 부호 인터리버에 의해 12개의 트렐리스 부호기(TCM 부호기)를 사용하는 디지털 방송 시스템에서 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호 알고리즘을 이용하여 심볼을 검출함으로써, 복호 지연값을 0으로 만들 수 있다.
그리고 통계 데이터 산출부(240)는 블라인드 모드 시 필요한 통계 데이터를 산출하여 스위칭부(260)로 출력한다.
그리고 훈련열 저장부(250)는 훈련 모드 및 채널 추정부(200)에서 사용되는 훈련열을 저장하고 있다.
그리고 스위칭부(260)는 훈련 모드, 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드의 출력을 선택한다. 즉, 스위칭부(260)는 훈련 모드 시에는 훈련열 저장부(250)로부터의 훈렬열 데이터를 선택하고, 판정 의거 모드 시에는 트렐리스 복호기(230)로부터의 판정 데이터를 선택하며, 블라인드 모드 시에는 통계 데이터 산출부(240)로부터의 통계적인 에러 데이터를 선택한다.
그리고 제 2 에러신호 계산부(270)는 메인 필터부(220)의 출력신호(y[k])를 트렐리스 복호기(230)의 출력신호(
Figure 112005061301224-pat00074
) 또는 통계 데이터 산출부(240)의 출력신호 또는 훈련열 저장부(250)의 출력신호와 비교하여 에러신호(e 2 [k])를 계산한다.
그리고 피드포워드 필터(FFF) 탭 계수 갱신부(291)는 등화기 입력신호 저장부(280)의 출력신호와 제 2 에러신호 계산부(270)에서 계산된 에러신호(e 2 [k])를 이용하여 피드포워드 필터(FFF)(221)로 인가되는 탭 계수(b i [k])를 갱신한다.
그리고 피드백 필터(FBF) 탭 계수 갱신부(292)는 트렐리스 복호기(230)의 출력신호(
Figure 112005061301224-pat00075
)와 제 2 에러신호 계산부(270)에서 계산된 에러신호(e 2 [k])를 이용하여 피드백 필터(FBF)(222)로 인가되는 탭 계수(a i [k])를 갱신한다.
다음으로, TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호 알고리즘(트렐리스 복호 알고리즘)을 이용하여 심볼을 검출하는 트렐리스 복호기(230)의 동작을 도 3 및 도 4를 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 3은 미국형 지상파 디지털 TV 표준인 8-VSB 시스템에서 사용되는 트렐리스 부호기(디지털 방송 송신 시스템에서의 TCM 부호기)(300) 및 트렐리스도(320)를 나타내는 도면이다.
도 3의 트렐리스도(320)에서 실선(321)은 길쌈 부호기(310)의 입력(x1)이 0일 때 메모리(311)의 상태 천이를 나타내며, 점선(322)은 길쌈 부호기(310)의 입력(x1)이 1일 때 메모리(311)의 상태 천이를 나타낸다.
기저대역에서 부호율 2/3 트렐리스 부호기(Trellis Encoder)(2개의 지연기와 하나의 2진 가산기로 이루어짐)(300)를 적용하여 2비트를 입력(x1,x2)하여 3비트의 출력(z0,z1,z2)을 얻고, 이 3비트에서 표현되는 8가지 정보를 {-7, -5, -3, -1, 1, 3, 5, 7}의 심볼들로 대응시킨다. 심볼 매퍼(mapper)의 출력이 VSB 변조기를 거치면 전송하고자 하는 주파수 스펙트럼이 된다.
부호율 2/3 트렐리스 부호기(송신 시스템의 TCM 부호기)(300)의 적용에 의해 8-VSB 변조기에서는 전송해야 할 비트가 2비트에서 3비트로 늘어나서 출력 심볼이 8개의 성상으로 나타나게 된다. 따라서 인접하는 심볼 성상간의 간격이 2가 되어 동일한 송신전력에 대하여 잡음 여유도가 작아지게 되지만, 트렐리스 부호기(송신기 TCM 부호기)의 동작에 의해 심볼 오류정정이 수행되어 출력 성상간의 거리가 해밍(hamming) 거리에서 유클리디안(euclidean) 거리로 변환되어 심볼간의 유효거리가 증가하기 때문에 TCM 부호기를 적용하지 않은 경우에 비해 TOV(Threshold Of Visibility) 측면에서 더 좋은 성능을 갖는다.
도 3에 도시된 TCM 부호기(300)의 메모리(지연기)(311)의 초기 상태를 "0(m1=0,m0=0)" 상태로, 출력신호(송신신호)를 (1.0, 1.0, 1.0, -3.0, -5.0)라 두자. 또한 메인 필터부(220)의 출력신호, 즉 심볼 검출기(트렐리스 복호기)(230)의 입력신호를 (1.7, -0.4, 2.5, -1.8, -5.2)라 두자. 그러면, 디지털 방송 수신 시스템의 기존 판정 궤환 등화 장치(도 1 참조)에서 심볼 검출부(12)로 사용하던 단순 양자화기의 출력은 (1.0, -1.0, 3.0, -1.0, -5.0)이 되어, 세 심볼(-1.0, 3.0, -1.0)에서 오류가 발생한다.
그러나 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호 알고리즘(비터비 복호 알고리즘)을 이용하여 심볼을 검출하면, 트렐리스 복호기(심볼 검출기)(230)에서의 에러를 현격히 줄일 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 장치 중 트렐리스 복호기(TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기)에서의 심볼 검출 과정에 대한 일 실시 예 설명도로서, 트렐리스 복호 알고리즘의 일 예로 비터비 복호 알고리즘을 이용하여 심볼을 검출하는 과정을 나타내고 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 트렐리스 복호기(TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기)(230)에서는 기존의 비터비 복호기와는 달리, 먼저 심볼 검출기(트렐리스 복호기) 입력신호(y[k])와 트렐리스도(320)에 나타나는 4개의 심볼 쌍[D0(=-7 또는 +1), D1(=-5 또는 +3), D2(=-3 또는 +5), D3(=-1 또는 +7)]들 사이의 절대치 거리(410)를 하기의 [수학식 15]에 의하여 계산한다.
Figure 112005061301224-pat00076
이후, 상기 계산한 절대치 거리 쌍들 중에서 각 쌍들마다 작은 절대치 거리(420)를 선택한다.
다음으로, 시간 인덱스(k)에서 트렐리스도(320)에 나타나는 모든 상태[0=(00), 1=(01), 2=(10), 3=(11)]마다 이전에 계산된 누적 절대치 거리와 상기 계산한 절대치 거리를 합하여, 새로운 누적 절대치 거리를 계산한다.
이어서, 시간 인덱스(k)에서 트렐리스도(320)에 나타나는 모든 상태마다 가장 작은 누적 절대치를 제외한 나머지 누적 절대치를 제거한다.
이후에, 시간 인덱스(k)에서 트렐리스도(320)에 나타나는 모든 상태들 중에서 가장 작은 누적 절대치를 가지는 상태를 선택하고, 상기 선택한 상태로 전이된 트렐리스도상의 가지로부터 심볼 검출기(트렐리스 복호기)(230)의 출력을 얻어낸다.
그리고 상기의 각 과정들을 심볼 시간 인덱스(k)마다 반복적으로 수행한다.
이와 같은 과정을 통해 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호 알고리즘을 이용하여 심볼을 검출하는 트렐리스 복호기(230)의 출력신호는 (1.0, 1.0, 1.0, -3.0, -5.0)이 되어, 도 3의 트렐리스 부호기(디지털 방송 송신 시스템에서의 TCM 부호기)의 출력신호, 즉 송신신호와 동일하게 된다.
상기와 같이 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기를 사용하는 트렐리스 복호기(230)를 구비한 판정 궤환 등화 장치는 심볼 검출기(트렐리스 복호기) 출력에서 판정 에러를 감소시킴으로써, 수렴 속도를 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라 수렴 후 잔류 평균 자승 오차를 줄일 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 판정 궤환 등화 방법에 대한 일 실시 예 흐름도이다.
먼저, 채널 추정부(200)에서 수신신호(r[k])와 훈련열(d[k])을 이용하여 훈련열 구간 동안 채널을 추정한다(601).
이후, 상기 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시키기 위해 수신신호(r[k])를 채널 정합 필터(210)로 필터링하는데, 이를 통해 수신신호(r[k])의 채널 특성을 변화시킨다(602). 즉, 채널 정합 필터(210)가, 채널 추정부(200)에서 계산된 채널 추정 필터 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00077
)를 이용하여 채널 정합 필터 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00078
)를 생성하고, 생성된 채널 정합 필터 탭 계수(
Figure 112005061301224-pat00079
)와 수신신호(r[k])를 이용하여 수신신호(r[k])의 신호대잡음비(SNR)를 최대화시킨다.
그리고 채널 정합 필터(210)를 통과한 신호를 비인과 필터부(211)를 통과시켜 비최소위상 채널을 최소위상 채널로 근사화시켜 채널 특성을 변화시킨다(603). 즉, 채널 정합 필터(210)를 통과한 신호를 비인과 필터부(211)를 통과시켜 전 고스트(pre ghost)를 후 고스트(post ghost)로 변화시킨다. 이렇게 함으로써, 실내수신 및 이동수신과 같은 열악한 채널을 통과한 수신신호(r[k])의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키며, 수렴 후의 잔류 평균 자승 오차(residual MSE)를 줄일 수 있다.
이후, 상기 채널 특성을 변화시킨 수신심벌의 효율적인 판정 궤환에 필요한 파라미터의 수치를 결정하고, 그 외 채널 등화 파라미터를 초기화한다(604).
이후, 상기 결정한 파라미터에 따른 특정 시간 인덱스 신호의 등화기 출력신호로부터, TBD가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호기(230)를 이용하여 심볼을 검출한다(605).
그리고 통계 데이터 산출부(240)에서 블라인드 모드 시 필요한 통계 데이터를 산출한다(606).
이후, 스위칭부(260)를 통해 훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드 중 하나를 선택한다(607).
이때, 제 2 에러신호 계산부(270)에서는 선택된 모드의 출력신호(예를 들면, 훈련 모드인 경우 훈련열 저장부(250)의 출력신호, 또는 판정 의거 모드인 경우 트렐리스 복호기(230)의 출력신호(
Figure 112005061301224-pat00080
), 또는 블라인드 모드인 경우 통계 데이터 산출부(240)의 출력신호)와 메인 필터부(220)의 출력신호(y[k])를 비교하여 에러신호(e 2 [k])를 계산한다(608).
이렇게 계산된 에러신호(e 2 [k])는 피드포워드 필터(FFF) 탭 계수 갱신부(291) 및 피드백 필터(FBF) 탭 계수 갱신부(292)로 전달되어, 탭 계수(b i [k], (a i [k]) 갱신에 사용된다(609). 즉, 피드포워드 필터(FFF) 탭 계수 갱신부(291)에서는 등화기 입력신호 저장부(280)의 출력신호와 에러신호(e 2 [k])를 이용하여 피드포워드 필터(FFF)(221)로 인가되는 탭 계수(b i [k])를 갱신하고, 피드백 필터(FBF) 탭 계수 갱신부(292)에서는 트렐리스 복호기(230)의 출력신호(
Figure 112005061301224-pat00081
)와 에러신호(e 2 [k])를 이용하여 피드백 필터(FBF)(222)로 인가되는 탭 계수(a i [k])를 갱신한다.
이후, 메인 필터부(220)에서는 갱신된 탭 계수(b i [k], (a i [k])를 이용하여 채널 등화를 수행한다(610).
상기의 "601" 과정 내지 "610" 과정은 반복적으로 수행된다.
상술한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 형태로 기록매체(씨디롬, 롬, 램, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다. 이러한 과정은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있으므로 더 이상 상세히 설명하지 않기로 한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시 예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기한 바와 같은 본 발명은, 채널 정합 필터(channel-matched filter)를 이용하여 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시키고, 비인과 필터(Noncausal filter)를 이용하여 수신신호의 채널 특성을 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimum phase channel)로 근사화시키며, 판정 궤환 등화 장치에서 심볼 검출기로 TBD(Trace Back Depth)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스(trellis) 복호기를 사용함으로써 판정 에러를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
즉, 본 발명은 기존의 판정 궤환 등화기 전단에 심볼단위의 채널 추정부로부터 생성된 채널 정합 필터와 비인과 필터를 둠으로써, 실내수신 및 이동수신과 같은 열악한 수신신호의 채널 특성을 온화(mild)하게 변화시킬 수 있고, 전 고스트(pre ghost)가 존재하는 비최소위상 채널을 최소위상 채널로 근사화시켜 수렴 후의 잔류 평균 자승 오차를 줄일 수 있으며, 기존의 판정 궤환 등화 장치에서 심볼 검출기로 사용하던 단순 양자화기 대신에 TBD가 1이고 복잡도가 감소된 비터비 복호기(트렐리스 복호기)를 사용함으로써, 심볼 검출기(트렐리스 복호기) 출력에서 판정 에러를 감소시켜 디지털 필터부(메인 필터부)의 수렴 속도를 향상시키고 안정성을 높이며, 수렴 후 정상 상태에서의 잔류 평균 자승 오차(residual MSE)를 줄일 수 있는 효과가 있다.

Claims (13)

  1. 수신신호와 훈련열을 통해 수신신호의 채널을 추정하기 위한 채널 추정 수단;
    상기 채널 추정 수단에서 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시켜 수신신호의 채널 특성을 변화시키기 위한 채널 정합 필터링 수단;
    상기 채널 정합 필터링 수단에서 변화시킨 채널을 비최소위상 채널에서 최소위상 채널로 근사화시키기 위한 비인과 필터링 수단;
    상기 채널 정합 필터링 수단과 상기 비인과 필터링 수단을 통과한 수신심볼을 저장하기 위한 등화기 입력신호 저장 수단;
    상기 채널 정합 필터링 수단과 상기 비인과 필터링 수단을 통과한 신호의 필터링을 통해 판정 궤환 등화(채널 등화)를 수행하기 위한 채널 등화 수단;
    상기 채널 등화 수단에서 채널 등화한 신호로부터 심볼을 검출하기 위한 트렐리스 복호화 수단;
    훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드 중 어느 한 모드를 선택하기 위한 모드 선택 수단;
    상기 모드 선택 수단에서 선택한 모드의 출력신호와 상기 채널 등화 수단의 출력신호를 비교하여 에러신호를 계산하기 위한 에러신호 계산 수단; 및
    상기 에러신호 계산 수단으로부터의 에러신호와 상기 등화기 입력신호 저장 수단의 출력신호와 상기 트렐리스 복호화 수단의 출력신호를 이용하여 상기 채널 등화 수단으로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 탭 계수 갱신 수단
    을 포함하는 판정 궤환 등화 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 정합 필터링 수단은,
    상기 채널 추정 수단에서 계산된 채널 추정 필터 탭 계수를 이용하여 채널 정합 필터 탭 계수를 생성하고, 상기 생성한 채널 정합 필터 탭 계수와 수신신호를 이용하여 수신신호의 신호대잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 최대화시켜 수신신호의 채널 특성을 변화시키는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 비인과 필터링 수단은,
    상기 채널 정합 필터링 수단의 출력신호를 시간 반전시켜 인과 필터를 통과시킨 후 다시 순방향으로 시간 반전시켜 상기 채널 정합 필터링 수단을 통과한 수신신호의 전 고스트(pre ghost)를 후 고스트(post ghost)로 변환시켜 채널의 특성을 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimum phase channel)로 근사화시키는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 비인과 필터링 수단은,
    상기 채널 정합 필터링 수단의 출력신호를 블록 단위로 저장한 후 시간 반전시키기 위한 제 1 시간 반전부;
    상기 제 1 시간 반전부에서 시간 반전시킨 신호를 필터링하기 위한 상기 인과 필터; 및
    상기 인과 필터를 통과한 신호를 다시 시간 반전시키기 위한 제 2 시간 반전부
    를 포함하는 판정 궤환 등화 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 트렐리스 복호화 수단은,
    상기 채널 등화 수단에서 채널 등화한 수신심볼로부터, TBD(Trace Back Depth)가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호 알고리즘을 이용하여 심볼을 검출하는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 트렐리스 복호화 수단은,
    상기 트렐리스 복호화 수단의 입력신호(상기 채널 등화 수단의 출력신호)와 트렐리스도에 나타나는 심볼 쌍들 사이의 절대치 거리를 계산하고,
    상기 계산한 절대치 거리 쌍들 중에서 각 쌍들마다 작은 절대치 거리를 선택하며,
    특정 시간 인덱스에서 상기 트렐리스도에 나타나는 모든 상태마다 이전에 계산된 누적 절대치 거리와 상기 계산한 절대치 거리를 합하여, 새로운 누적 절대치 거리를 계산하고,
    상기 특정 시간 인덱스에서 상기 트렐리스도에 나타나는 모든 상태마다 가장 작은 누적 절대치를 제외한 나머지 누적 절대치를 제거하며,
    상기 특정 시간 인덱스에서 상기 트렐리스도에 나타나는 모든 상태들 중에서 가장 작은 누적 절대치를 가지는 상태를 선택하고,
    상기 선택한 상태로 전이된 상기 트렐리스도상의 가지로부터 트렐리스 복호기 출력신호를 획득하는 과정
    을 심볼 시간 인덱스마다 반복적으로 수행하는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 채널 추정 수단은,
    I(I≥1)개의 필드(313개의 세그먼트, 즉 312개의 데이터 세그먼트마다 1개의 훈련열 세그먼트를 삽입)마다 또는 처음 시작 필드에서만 훈련열과 수신신호를 이용하여 심볼단위 수신신호의 채널을 추정하고, 상기 추정한 채널로부터 신호대잡음비를 최대화시키기 위해 상기 채널 정합 필터링 수단을 생성하는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 장치.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 탭 계수 갱신 수단은,
    상기 에러신호 계산 수단으로부터의 에러신호와 상기 등화기 입력신호 저장 수단의 출력신호를 이용하여 상기 채널 등화 수단의 피드포워드 필터(FFF)로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 FFF 탭 계수 갱신부; 및
    상기 에러신호 계산 수단으로부터의 에러신호와 상기 트렐리스 복호화 수단의 출력신호를 이용하여 상기 채널 등화 수단의 피드백 필터(FBF)로 인가되는 탭 계수를 갱신하기 위한 FBF 탭 계수 갱신부
    를 포함하는 판정 궤환 등화 장치.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 모드 선택 수단은,
    통계적인 에러 데이터를 산출하기 위한 통계 데이터 산출부;
    상기 훈련열을 저장하고 있는 훈련열 저장부; 및
    훈련 모드 시 상기 훈련열 저장부로부터의 훈렬열 데이터를 선택하고, 판정 의거 모드 시 상기 트렐리스 복호화 수단으로부터의 판정 데이터를 선택하며, 블라인드 모드 시 상기 통계 데이터 산출부로부터의 통계적인 에러 데이터를 선택하기 위한 스위칭부
    를 포함하는 판정 궤환 등화 장치.
  10. 수신신호와 훈련열을 이용하여 훈련열 구간 동안 채널을 추정하는 단계;
    상기 추정한 채널로부터 신호대잡음비(SNR)를 최대화시키기 위해 수신신호를 채널 정합 필터링하여 채널 특성을 변화시키는 채널 정합 필터링 단계;
    상기 채널 정합 필터링한 신호를 비인과 필터링하여 비최소위상 채널을 최소위상 채널로 채널 특성을 근사화시키는 비인과 필터링 단계;
    상기 채널 특성을 변화시킨 수신심벌의 판정 궤환에 필요한 파라미터의 수치를 결정하고, 채널 등화 파라미터를 초기화하는 단계;
    상기 결정한 파라미터에 따른 등화기 출력신호로부터, TBD가 1이고 복잡도가 감소된 트렐리스 복호 알고리즘을 이용하여 심볼(판정 데이터)을 검출하는 심볼 검출 단계;
    통계적인 에러 데이터를 산출하는 단계;
    훈련 모드 또는 판정 의거 모드 또는 블라인드 모드 중 어느 한 모드를 선택하는 단계;
    상기 선택한 모드의 출력신호와 판정 궤환 등화 데이터를 비교하여 에러신호를 계산하는 단계;
    상기 계산한 에러신호와 등화기 입력신호와 상기 검출한 심볼(판정 데이터)을 이용하여 탭 계수를 갱신하는 단계; 및
    상기 갱신한 탭 계수를 이용하여 채널 등화를 수행하는 단계
    를 포함하는 판정 궤환 등화 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 채널 정합 필터링 단계는,
    상기 채널 추정 단계에서 계산된 채널 추정 필터 탭 계수를 이용하여 채널 정합 필터 탭 계수를 생성하고, 상기 생성한 채널 정합 필터 탭 계수와 수신신호를 이용하여 수신신호의 신호대잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 최대화시켜 수신신호의 채널 특성을 변화시키는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 방법.
  12. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 비인과 필터링 단계는,
    상기 채널 정합 필터링한 신호를 시간 반전시켜 인과 필터를 통과시킨 후 다시 순방향으로 시간 반전시켜 상기 채널 정합 필터링한 수신신호의 전 고스트(pre ghost)를 후 고스트(post ghost)로 변환시켜 채널의 특성을 비최소위상 채널(Nonminimum phase channel)에서 최소위상 채널(Minimumphase channel)로 근사화시키는 것을 특징으로 하는 판정 궤환 등화 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 심볼 검출 단계는,
    트렐리스 복호기 입력신호(등화기 출력신호)와 트렐리스도에 나타나는 심볼 쌍들 사이의 절대치 거리를 계산하는 단계;
    상기 계산한 절대치 거리 쌍들 중에서 각 쌍들마다 작은 절대치 거리를 선택하는 단계;
    특정 시간 인덱스에서 상기 트렐리스도에 나타나는 모든 상태마다 이전에 계산된 누적 절대치 거리와 상기 계산한 절대치 거리를 합하여, 새로운 누적 절대치 거리를 계산하는 단계;
    상기 특정 시간 인덱스에서 상기 트렐리스도에 나타나는 모든 상태마다 가장 작은 누적 절대치를 제외한 나머지 누적 절대치를 제거하는 단계;
    상기 특정 시간 인덱스에서 상기 트렐리스도에 나타나는 모든 상태들 중에서 가장 작은 누적 절대치를 가지는 상태를 선택하고, 상기 선택한 상태로 전이된 상기 트렐리스도상의 가지로부터 트렐리스 복호기 출력신호를 획득하는 단계; 및
    상기 각 단계들을 심볼 시간 인덱스마다 반복적으로 수행하는 단계
    를 포함하는 판정 궤환 등화 방법.
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