JP4870301B2 - 無線通信システムにおける適応チャネル推定 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信システムに関する。特に、この発明は無線通信チャネルのチャネル条件を適応的に推定するための新規で改良された方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線電話通信システムにおいて、多くのユーザは無線チャネルを介して通信を行なう。無線チャネルを介した通信は、限られた周波数スペクトルに多数のユーザを許容する種々の多重アクセス技術の１つであり得る。これらの多重アクセス技術は時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および符号分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）を含む。
【０００３】
ＣＤＭＡ技術は多くの利点を有する。ＣＤＭＡシステムの例は、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第４，９０１，３０７号（発明の名称：「衛星または地上レピータを用いたスペクトル拡散多重アクセス通信システム」、特許発行日：１９９０年２月１３日）に記載されている。例示ＣＤＭＡシステムは、さらに、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第５，１０３，４５９号（発明の名称：「ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形を発生するためのシステムおよび方法」、特許発行日：１９９２年４月７日）に記載されている。
【０００４】
上記各特許において、順方向リンク（基地局から通信局へ）パイロット信号が開示されている。ＥＩＡ／ＴＩＡ ＩＳ−９５に記載されたような一般的なＣＤＭＡ無線通信システムにおいて、パイロット信号は、常に零のシンボルを送信し、信号を搬送するトラフィックにより使用される同じ擬似雑音順序で広げられた「ビーコン」である。パイロット信号は一般にオール零ウオルシュシーケンスでカバーされている。初期システムの獲得において、移動局は基地局のパイロット信号を見つけるためにＰＮオフセットをサーチする。移動局がパイロット信号を獲得すると、移動局は、この発明の譲受人に譲渡され参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第５，７６４，６８７号（発明の名称：「スペクトル拡散多重アクセス通信システムのためのモバイルデモジュレータアーキテクチャ」に記載されたような干渉復調のための安定した位相と大きさの基準値を得ることができる。
【０００５】
ＣＤＭＡ基地局により使用される典型的な従来の順方向リンクデータフォーマッタの機能ブロック図を図１に示す。データ源１０２は、例えば、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に取り込まれる米国特許第５，６５７，４２０号（発明の名称「可変レートボコーダ」、特許発効日：１９９７年８月８日）に記載されているような可変レートボコーダであり得る。データ源１０２はデジタルデータのフレームの形態でトラフィックチャネル情報を発生する。ＣＲＣおよびテールビット発生器１０４は巡回冗長検査（ＣＲＣ）ビットとテールビットを計算してデータ源１０２により発生されたフレームに付加する。次に、フレームはエンコーダに供給される。エンコーダは、コンボルーション符号化のような順方向エラー訂正符号化を公知のフレームに供給する。符号化されたシンボルは繰り返し発生器１２０に供給される。繰り返し発生器１２０は整理し直されたシンボルを繰り返し適当な変調シンボルレートを提供する。繰返されたシンボルは次にインターリーバ１０８に供給される。インターリーバ１０８は所定のインターリーバフォーマットに従ってシンボルを整理し直す。反復されインターリーブされたシンボルは次にトラフィックウオルシュカバラー１２２において、直交ウオルシュシーケンスのセットの１つを用いてカバーされ、利得エレメント１２４で利得調節される。他の順方向リンクデータフォーマットもまた公知であることに注意されたい。例えば、繰り返し発生器１２０はインターリーバ１０８の後段に配置してもよい。
【０００６】
パイロット信号発生器１２８はすべて１の列であるパイロット信号を発生する。パイロット信号は次にすべて１のウオルシュシーケンスでカバーされ結合器１３６において、利得エレメント１２４の出力と結合される。結合されたパイロットチャネルおよびトラフィックチャネルデータ（これはプラスまたはマイナス１である）は次にＰＮ発生器１４０により発生された復号ＰＮコードを用いてＰＮ拡散器１３８において拡散され、無線周波送信機１４２によりアンテナ１４４に送信される。同様の順方向リンクデータフォーマッタはこの発明の譲受人に譲渡された、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国特許出願番号第０８／８８６，６０４（発明の名称：「高データレートＣＤＭＡ無線通信システム」）に開示されている。
【０００７】
他のデータフォーマッティング技術も存在する。例えば、ｃｄｍａ２０００逆方向リンクにおいて、パイロット信号は電力制御コマンドと時間多重化される。さらに、Ｗ−ＣＤＭＡにおいて、順方向リンクは、他の情報と時間多重化された専用パイロット信号を使用する。
【０００８】
図２はＣＤＭＡ移動局に使用されて典型的な従来のデータ復調器の機能ブロック図である。受信機２０２は図１の送信機１４２により送信された信号を受信し、ダウンコンバートする。受信機２０２のデジタルベースバンド出力はＰＮ逆拡散器２０４において、図１のＰＮ発生器１４０により発生されたＰＮコードと同じ復号ＰＮコードである、ＰＮ発生器２０６により発生された復号ＰＮコードを用いて逆拡散される。
【０００９】
逆拡散信号は次に、図１のトラフィックチャネルウオルシュカバラー１２２と同じウオルシュシーケンスを用いてトラフィックウオルシュアンカバラー２０８においてアンカバーされる。ウオルシュアンカバーされたチップは次にウオルシュチップ加算器２１０において、ウオルシュシンボルに累算され、トラフィックチャネル信号としてドット積回路２１２に供給される。いくつかのアプリケーションにおいて、パイロットフィルタ２１６により導入される遅延を補償するためにウオルシュチップ加算器２１０とドット積回路２１２との間に付加的遅延素子（図示せず）が介挿される。しかしながら、パイロットフィルタ２１６が因果関係を示すフィルタであれば、そのような遅延素子（図示せず）は必要ない。ドット積回路はまた「共役積」回路としても知られている。共役積回路は以下の等価フォームの１つにより数学的に表される。＜ａ，ｂ＞＝ａ・ｂ＝ａｂ＊ 但しｂ＊はｂの複素共役である。
【００１０】
逆拡散信号はまたウオルシュチップ加算器２１４に供給され、そこでウオルシュシンボルに累算され、パイロットチャネルシンボルとしてパイロットフィルタ２１６に供給される。パイロットチャネルは図１のウオルシュカバラー１３４において、すべて１のウオルシュシーケンスでカバーされているので、それは無為の動作であり、対応するアンカバラーもまた動作が無為である。しかしながら、一般的な場合、パイロット信号は、そのパイロット信号をカバーするために使用される同じウオルシュシーケンスを用いてアンカバー可能である。パイロットフィルタ２１６はパイロットシンボルのノイズを受付けないように作用し、位相とスケールの基準値をドット積回路２１２に供給する。
【００１１】
シンボルあたり一度、ドット積回路２１２はパイロットフィルタ２１６により発生されたパイロットチャネル信号と同相のトラフィックチャネル信号の成分を計算する。この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第５，５０６，８６５号（発明の名称：「パイロットキャリアドット積回路」、特許発行日：１９９６年４月９日）に記載されているように、ドット積は、コヒーレント復調に必要な受信された信号の位相とスケールの両方を調節する。
【００１２】
ドット積回路２１２からのシンボル出力は、図１のインタリーバ１０８により使用される同じフォーマットを用いてデインタリーバー２１８において、デインタリーブされる。デインタリーブされた信号は、図１のエンコーダ１０６により採用されるエラー訂正コードに従ってデコーダ２２０においてデコードされる。その結果得られる復号されたシンボルは、フレームが正しく復号されたことを保証するために品質インジケータによりフレーム単位で解析が行なわれる。フレームが正しく復号されたなら、復号されたフレームはさらなる処理のために送られる。品質インジケータ２２２は一般にはフレームのＣＲＣ部を調べるが、Ｙａｍａｍｏｔｏメトリクスのような他のフレーム品質インジケータを使用することもできる。
【００１３】
典型的なパイロットフィルタ２１６はチャネル条件にかかわらず一定を保つすべての定義するパラメータ（例えば、重み付け、窓幅、窓中心）を有した、等しい重さの有限のインパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで実現される。あるいは、固定のパラメータ（例えば減衰時間定数、スケーリング）を有する指数関数減衰無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを使用してもよい。言い換えれば、典型的な従来のパイロットフィルタ２１６の設計者は、関心のあるほとんどのチャネル条件に基づいて所定の１ビットあたりのエネルギー対ノイズ密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）に対して適切に実行するスタティックフィルタデザインを選択するが、全レンジの条件に対して最適に選択するわけではない。
【００１４】
移動局（例えばセルラ電話、ＰＣＳ電話あるいは他の無線遠隔通信端末）は地上環境を通して移動するので、移動局が送受信する信号は種々の種類のフェージングに遭遇する。移動環境は通常本質的にリシアン(Rician)またはレイリー(Rayleigh)のいずれかであるフェージングによって特徴づけられる。他のタイプのフェージングもまた可能である。一般的なチャネル信号におけるフェージング特性は物理環境の多くの異なる特徴から反映される信号によって生じるので、マルチパスフェージングと呼ばれる。セルラ移動電話システムの周波数帯を含む移動無線通信システムに通常採用されるＵＨＦ帯において、異なるパスを移動する信号の著しい位相差を生じることがある。信号の強め合うおよび弱めあう加算の両方の可能性が生じ得る。その際往々にして深刻なフェードが起きる。
【００１５】
マルチパスチャネルフェージングは移動装置の物理的位置に非常に敏感なファンクションである。移動装置の小さな位置の変化がすべての信号伝播路の物理的遅延を変化させ、さらに各パスごとに位相が異なる結果となる。従って、環境を介した移動装置の移動は急速なフェージング処理を結果として生じ得る。例えば、８５０ＭＨｚ無線周波数帯において、このフェージングは、一般的には、乗り物の時速に対して１秒間に１回のフェードの速さである。これを激しくフェージングすることは、地上チャネルの信号に極めて破壊的であり、脆弱な通信品質を生じる。特に移動局の速度が時速１５０ｋｍ／ｈｒを超える場合はそうである。
【００１６】
上述したように、一般的な固定パラメータパイロットフィルタ２１６はそのような広範囲のチャネル条件に最適化されない。一般的には、静止状態から約１２０ｋｍ／ｈｒ、すなわち移動局は高速道路を自動車が走ることを想定して作動するように設計されている。しかしながら、ゆっくり移動する移動局と高速に移動する移動局との間ではチャネルのフェージング特性が非常に異なるので、一般に固定されたパラメータパイロットフィルタ２１６は両極端に対して最適化することができない。一般的に、これによって設計者は、移動局が静止状態にあるときあるいは１５０ｋｍ／ｈｒより遅い速度で移動するときのみ良好に動作し、１５０ｋｍ／ｈｒを超えると良好に動作しないパイロットフィルタ２１６の設計を強いられる。弾丸列車や飛行機のような輸送手段はこの速度を越えるので、移動局のユーザが信頼できる通信を獲得できるであろうことは見込めない。動作中のときでさえも、通信リンクの信号対雑音比（言い換えればＥｂ／Ｎｏ）はこれらの厳しいフェージング条件に対して信頼できるのに十分な高いレベルに維持しなければならない。通信リンクのＥｂ／Ｎｏを増大させると無線システムの合計容量を減少させる。特に、１つの送信機の送信が同じＣＤＭＡ周波数帯の他のすべての送信機に干渉するＣＤＭＡシステムにおいてはそうである。この結果、固定パラメータパイロットフィルタ２１６の設計者は一般に、そのような広範囲のチャネル条件に遭遇したときフィルタパラメータを選択するにあたり、望ましくない妥協案を採用する。
【００１７】
従って、従来技術のこれらの欠点を回避する、特に無線通信環境におけるより最適なパイロットフィルタリング方法および装置の必要性がある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この発明は無線通信システムにおけるパイロットチャネルのチャネル条件を適応的に推定するための新規で改良された方法および回路である。この方法はパイロットチャネルのチャネル統計を推定することを含み、推定されたチャネル統計に応答してパイロットチャネルを適応的にフィルタリングすることを含む。この推定は、検出又は復号の後であいまいさを除去した状態でパイロットチャネルまたはあいまいデータを有したチャネルから得られるチャネル信号をフィルタリングすることにより行なわれる。これは推定されたチャネル平均値および推定されたチャネル共分散を決定する。適応的なフィルタリングを行なうために、この発明はパイロットチャネルを１つ以上のタイムスロットに分割し、推定されたチャネル統計に従って各タイムスロットを重みづけする。従って、この発明の利点は、広範囲のチャネル条件にわたって、パイロットフィルタ性能を最適化するようにパイロットフィルタパラメータを自動的かつ継続的に更新することである。
【００１９】
この発明の一実施形態において、チャネル統計を決定するために、１つ以上の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタにおいて、チャネル信号が濾波される。他の実施形態において、チャネル統計を決定するために、ＩＩＲと有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの組合せにおいてチャネル信号が濾波される。
【００２０】
パイロットチャネルが公知の符号を有するパイロット信号部および未知の符号を有する電力制御ビット部から構成されるｃｄｍａ２０００システムに適用可能な実施形態において、この発明の方法はまた、電力制御ビット部の符号を決定し、電力制御ビット部の符号を訂正し、符号訂正された電力制御ビット部とパイロット信号部を結合してチャネル信号を発生する。このチャネル信号からチャネル統計がチャネル統計推定器により推定される。さらに他の実施形態において、この方法は、トラフィック信号の符号を決定し、トラフィック信号に応答してチャネル信号を発生することを含む。
【００２１】
ｃｄｍａ２０００システムにおいては、パイロットチャネルは電力制御グループ列から構成され、ｃｄｍａ２０００システムに適用可能な他の実施形態において、各電力制御グループは公知の符号を有したパイロット信号部と、未知の符号を有した電力制御ビット部を有する。タイムスロットはパイロット信号部の期間に実質的に等しい期間を有する。
【００２２】
この発明の方法を実行するための回路もここに記載される。
【００２３】
【発明の実施の形態】
この発明の特徴、目的および利点は、同一部には同符号を付した図面とともに下記詳細な記載から明らかになるであろう。
【００２４】
この発明は、ｃｄｍａ２０００逆方向リンク信号の復号に特定するが限定されないアプリケーションにおいて述べられる。提案されたＩＳ−２０００規格に記載されるように、ｃｄｍａ２０００逆方向リンク信号はトラフィックチャネル信号と逆方向リンクパイロット信号から構成される。各１．２５ｍｓ電力制御グループ（ＰＣＧ）の最後の１／４に広がる単一ビットである順方向リンク電力制御サブチャネルは逆方向リンクパイロットチャネル（Ｒ−ＰＩＣＨ）にパンクチャアドされる。この順方向リンク電力制御ビットは、順方向リンク上での移動局の受信品質に基づいてその送信電力を増加または減少するために移動局から基地局送信機への信号である。そのような逆方向リンクパイロットは、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国出願第０８／８８６，６０４（発明の名称：「高データレートＣＤＭＡ無線通信システム」）に詳細に記載されている。
【００２５】
Ｒ−ＰＩＣＨはデータ復調のためのコヒーレント基準値、周波数トラッキングのための周波数基準値、および電力制御測定のための受信された電力基準値として基地局により使用されるので、その他の点では確定的な信号に順方向リンク電力制御サブチャネルにより導入された不確実性が逆方向リンクの性能を劣化させる。言い換えれば、Ｒ−ＰＩＣＨへの順方向リンク電力制御サブチャネルのパンクチャリング(puncturing)は連続したパイロットチャネルよりさらに質の悪い逆方向リンク性能に導く。例えば、チャネルを推定するためにパイロットチャネルの非パンクチュアド部分のみを使用するなら、基地局により計算されたチャネル推定の信号対雑音比は減少する。Ｒ−ＰＩＣＨの符号のあいまいさを解決し、それから連続したパイロット信号を再構築するための技術は、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国出願第０９／２９８，３９４（発明の名称：「パンクチュアドパイロットチャネルを処理するための方法および装置」、出願日：１９９９年７月１２日）に記載されている。
【００２６】
この発明はパンクチュアド電力制御サブチャネルを有したＲ−ＰＩＣＨを有するｃｄｍａ２０００システムを参照して開示されるが、この発明は非パンクチュアドパイロットチャネルを有する他の無線通信システムにも等価に適用可能であることは当業者には理解されるであろう。従って以下の図はこの発明の例示アプリケーションを意図したものであり、ｃｄｍａ２０００システムにこの発明を限定することを意図したものではない。
【００２７】
図３を参照すると、この発明の第１の実施形態がｃｄｍａ２０００逆方向リンクトラフィックチャネル復調器において実現されるように示される。チャネル統計推定器３００は、以下に詳細に記載するように、パイロットチャネルを適応的に濾波するために適応非因果関係チャネル推定器３０２により使用されるチャネル統計を推定する。他の実施形態、実際には、以下に述べる図４の実施形態において、適応非因果関係チャネル推定器３０２の代わりに適応因果関係チャネル推定器あるいはフィルタを使用してもよい。しかしながら、図３の実施形態において、非因果関係フィルタの遅延が耐えられるとき、因果関係フィルタに対する改良された性能により非因果関係フィルタがチャネル推定のために使用される。図３の例示実施形態において、適応非因果関係チャネル推定器３０２はＦＩＲフィルタである。しかしながら、一般的なケースの場合、適応非因果関係チャネル推定器３０２はＩＩＲフィルタまたはＦＩＲ特性とＩＩＲ特性の両方を有するハイブリッドフィルタで構成し得る。１つの簡単な例はフィルタの実効インパルス応答が有限の範囲であるように、同じ時定数だが異なる重みの２つの指数関数減衰ＩＩＲフィルタの差分を出力するフィルタである。他の例は、縦列接続されたＦＩＲおよびＩＩＲフィルタである。
【００２８】
濾波されたパイロットチャネルシンボルは次に共役積回路３０６および３０８に入力される。共役積回路３０８はまた、第２入力として遅延回路３１０により遅延された、逆拡散され、ウオルシュアンカバーされ、遅延されたトラフィックチャネルも受信する。遅延回路３１０は適応非因果関係チャネル推定器３０２により導入された遅延に実質的に等価な量だけトラフィックチャネルを遅延する。共役積回路３０８は従来技術において知られているように、さらにデインターリーブおよび復号のためのトラフィックチャネルシンボル（ソフト決定）を出力する。
【００２９】
共役積回路３０６は第２入力として遅延回路３０４により遅延された遅延パイロットチャネルを受信する。遅延回路３０４は適応非因果関係チャネル推定器３０２により導入された遅延量に実質的に等価な量だけパイロットチャネルを遅延する。共役積回路３０６は、推定器３０２の出力と、逆方向リンクパイロットチャネルにパンクチュアドされた電力制御ビットを含む遅延パイロットチャネルとの共役乗算を実行する。次に、共役積回路は結果として得られた電力制御ビット信号を以前の順方向リンク（ＦＬ）電力制御ビット（ＰＣＢ）検出器３１４に送る。
【００３０】
以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４は結果として得られた電力制御ビット信号をしきい値と比較し、それによりパンクチュアドされたＦＬ ＰＣＢの符号を決定する。「以前」という用語は以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４により実効される動作を表すのに使用される。なぜならば、いつでも検出される電力制御ビットは、遅延回路３０４および適応非因果関係チャネル推定器３０２により遅延された以前の電力制御グループからの電力制御ビットだからである。以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４により決定されたＦＬ ＰＣＢ決定は次にＰＣＢ符号訂正器３１６に送られ、そこで、必要であれば、パイロットチャネル（＋１）の剰余の符号に一致するように反転される。ＰＣＢ符号訂正器３１６の出力は、遅延回路３１２からのさらに遅延されたパイロットチャネルと共に時間乗算器（ＭＵＸ）３１８に供給される。時間ＭＵＸ３１８は電力制御グループの第１の＿期間、遅延回路３１２からのさらに遅延されたパイロットチャネルに等しい出力を供給する。これは、以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４の処理時間を補償する。時間ＭＵＸ３１８は、電力制御グループの残りの＿期間、今、符号（＋１）がパイロットチャネルに等しいＰＣＢ符号訂正器３１６の出力を供給する。それゆえ、時間ＭＵＸ３１８から結果として得られる出力信号は一定の符号の再構築されたパイロットチャネル信号である。連続したパイロットチャネル再構築のための同様の技術は、上で取り込まれた同時係属出願０９／２９８，３９４に記載される。
【００３１】
再構築されたチャネル信号はチャネル統計推定器３００に供給される。チャネル統計推定器３００は、上述したように適応非因果関係チャネル推定器３０２により使用される重み係数を設定するのに使用するため再構築されたチャネル信号からチャネル統計を推定する。チャネル統計推定器３００によるチャネル統計の発生と、適応非因果関係チャネル推定器３０２による重み係数の印加について以下に詳細に述べる。チャネル統計推定器３００により使用される再構築されたチャネル信号を発生するのに単に関係する図３の左側のエレメント（即ち、遅延３０４、共役積回路３０６、遅延３１２、以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４、ＰＣＢ符号訂正器３１６および時間ＭＵＸ３１８）はｃｄｍａ２０００逆方向リンクのＲ−ＰＩＣＨのようなパンクチュアドパイロットチャネルにのみ必要であることに注意されたい。これらのエレメントは非パンクチュアドまたはそうでなければ連続パイロットチャネルを有するアプリケーションにおいて省略可能である。そのような場合、パイロットチャネル信号自体はチャネル統計推定器３００により使用されるのに十分である。さらに、この発明の譲り受け人に譲渡され、この明細書に参照することにより組み込まれる同時係属米国特許出願第０９／２８９，０７３（発明の名称：「ＣＤＭＡ無線通信システムにおけるチャネル推定」、１９９９年４月８日出願）に記載されている方法を用いてトラフィック信号に含まれるさらなるエネルギーからも生成可能である。上述した特許出願において、復号されたトラフィックチャネルシンボルはフレーム品質インジケータにより再符号化され、再インターリーブされ、重み付けされパイロットチャネル推定と結合される。これは時間ＭＵＸ３１８から出力される再構成されたチャネル信号である。従って、一般的な場合、チャネル信号の発生、すなわちチャネルを表す信号は、Ｒ−ＰＩＣＨのパイロット部分の寄与、Ｒ−ＰＩＣＨからの符号訂正されたＦＬ ＰＣＢ、および１つ以上のトラフィックチャネル符号訂正されたトラフィックの重み付けされた組合せであり得る。
【００３２】
図４を参照すると、この発明の第２実施形態が、順方向リンク電力制御ビット復調器において実現されるものとして示される。図４において、図３のチャネル統計推定器３００と同じであるチャネル統計推定器はチャネル信号を受信するように示される。このチャネル信号は図３のＲ−ＰＩＣＨ復調器の場合に図３の再構築チャネル信号であり得、あるいは上述した米国出願第０９／２８９，０７３に詳細に記載された復号、再符号化および再インタリービングの後の符号訂正されたトラフィックチャネルからの再構築されたチャネル信号、あるいは２つの信号の重み付けされた組合せである。一般的な場合に、チャネル統計推定器４００はチャネル統計推定器３００と異なるようにしてもよい。両者は必須的に下記に詳細に示すように同じアルゴリズムを使用してもよいが、異なるデータ、異なる時間スロット、あるいは異なるチャネル信号入力に対して演算することができる。チャネル信号は、適応予測因果関係チャネル推定器４０２がフィルタ重み係数を割当てるチャネル統計を推定するために下記に詳細に記載するようにチャネル統計推定器４００により演算される。図４の例示実施形態において、適応予測因果関係チャネル推定器４０２は、ＦＩＲフィルタである。しかしながら、一般的な場合は、それはＩＩＲフィルタまたはＦＩＲ特性およびＩＩＲ特性の両方を有するハイブリッドフィルタであってもよい。
【００３３】
適応予測因果関係チャネル推定器４０２はチャネル推定を遅延４０４を介して共役積回路４０６に供給する。共役積回路４０６はＦＬ ＰＣＢパンクチュアドをＲ−ＰＩＣＨに復調するためにチャネル推定とパイロットチャネル（この場合にはＲ−ＰＩＣＨ）の共役乗算を実行する。この結果得られる電力制御ビット信号は、現在のＦＬ ＰＣＢの符号を決定するために現在ＦＬ ＰＣＢ検出器に送られる。現在ＦＬ ＰＣＢ検出器４０８は図３の以前のＦＬ ＰＣＢと同様の構成である。現在ＦＬ ＰＣＢ検出器４０８は、共役積回路４０６からの電力制御ビット信号をしきい値と比較することにより、ＦＬ ＰＣＢの符号に関する現在ＦＬ ＰＣＢ決定を推定する。現在ＦＬ ＰＣＢ決定は次に、必要に応じてその電力を減少または増加させるために順方向リンクトランスミッタ（図示せず）により使用することができる。
【００３４】
上述したように、図３および図４の両実施形態において、チャネル統計推定器３００および４００は、各フィルタ係数を設定する際に、適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器４０２により使用されるためのチャネル統計を推定する。このプロセスがどのように生じるかを説明するために、以下の数学的記載が導入される。最初に、移動局チャネル統計推定器３００または４００の入力に入力されるレーキ受信機の特定のレーキフィンガの受信チャネル信号を考える。この受信信号は次の形態を有する。
【００３５】
ｙ［ｎ］＝ａ［ｎ］＋ｗ［ｎ］ （１）
但し、ｙ［ｎ］はタイムスロットｎにおいて実際の受信したチャネルを表す列ベクトルである。
【００３６】
ａ［ｎ］はタイムスロットｎにおいてチャネルの真の表示として実際の情報信号を表す列ベクトルである。
【００３７】
ｗ［ｎ］はタイムスロットｔにおいて、チャネル信号に含まれる実際の雑音を表す列ベクトルである。
【００３８】
ｎはタイムドメインのベクトル指数であり、受信したチャネル信号をサンプリングするための任意のタイムスロットを表す。
【００３９】
それゆえ、列ベクトルａ［ｎ］、ｗ［ｎ］、ｙ［ｎ］の次元あるいはｎが取りうる整数値は適応チャネル推定の入力として使用される受信されたチャネル信号のタイムスロットの数と同じである。ｃｄｍａ２０００ Ｒ−ＰＩＣＨにおいて、ＦＬ ＰＣＢの予測推定に適応可能な第２例示実施形態において、各タイムスロットは単一１．２５ｍｓ電力制御グループ（即ち、パイロットチャネルの非パンクチャアド）の＿である。２ＰＣＧ分のチャネル信号を推定のための入力として使用するとｎは１から２の範囲なので、ｙ［１］はパイロットの現在の＿ＰＣＧの受信チャネル信号を表し、ｙ［２］はパイロットの以前の＿ＰＣＧの受信チャネル信号を表す。
【００４０】
他の実施形態では、計算のコストへのトレードオフとして望む分解能と推定精度に応じてより大きなまたはより小さなタイムスロットを使用することができる。例えばｃｄｍａ２０００実施形態において、パンクチュアドＦＬ ＰＣＢはあいまいな符合を有した１つのコヒーレントタイムスロットであり、より細かな分解能を望む場合には、いくつかの小さなコヒーレントタイムスロットから構成し得る。各タイムスロットにおいて、受信したチャネル信号は、情報信号振幅あるいはアプリケーションに応じて信号対雑音比を正規化するために適当に重み付けをすることができる。他の実施形態では、タイムスロットは構成可能なパラメータである。より細かなタイムスロットへのチャネル信号の分割が使用される場合には、指数ｎは１からより高い数の範囲を取ることができる。図３の実施形態のように、非因果関係推定器が所望の場合には、列ベクトルｙ［ｎ］、ａ［ｎ］およびｗ［ｎ］のエレメントのいくつかが、チャネル推定が望まれるシステムにおいて、関心時間の後の値も表すことができる。
【００４１】
式（２）に示すように、所定の時刻に実際のチャネル値ｘを推定しなければならない。式（２）は適応非因果関係チャネル推定器３０２と適応予測因果関係チャネル推定器４０２により行なわれる演算を表す。２つのアプリケーション間の１つの差は上述した異なるタイムスロットへのチャネル信号の異なる分割である。ここでの全ての推定は＾（「ハット」）表示で示される。関心のあるタイムスロットにおける所望のチャネル値をｘとする。ｙ、ａおよびｗベクトルのための指数ｎが図４の例示実施形態のように現在のＰＣＧと以前のＰＣＧ期間におけるパイロットチャネルのパイロット部分を表す値１および２を取る間、ｘはパイロットチャネルの現在のＰＣＢ部分におけるチャネル値を表す。
【００４２】
【数１】
言い換えればＨは、フィルタが任意の信号ｚ［ｎ］に印加されるときその演算から得られる出力はタイムドメイン表示において以下の如く表すことができる。
【００４３】
【数２】
複数の時刻におけるチャネル推定が所望のとき、特にこれが、使用される計算上のアーキテクチャによりアプリケーションのいくつかの実施形態において、特別な実施利便性を提供するならより多くの値をパックすることによりｘをベクトルにすることも可能である。
【００４４】
【数３】
従って、これらのチャネル統計は、ｙ［ｎ］すなわち実際に受信したチャネル信号が既知であるならば、上述の式（２）の必要とされる成分である。
【００４５】
次にこれらのチャネル統計の発生について述べる。
【００４６】
【数４】
最初の指数（図示）はタイムスロット（例えば上述したアプリケーションの第２例示実施形態に使用される「現在のＰＣＧ」と「以前のＰＣＧ」を表し、第２（図示せず）は「現在時刻」が進むにつれベクトル値を更新することを表す。
【００４７】
同じ方法を用いて推定値
【数５】
が計算される。なぜならば、
【数６】
の要素は、恐らく異なるタイムスロットにおいてではあるが、
【数７】
の要素と同様に推定されたチャネルを表す。従って同じ方法を直接印加する前にタイムスロット指数のシャッフルのみが必要である。チャネル平均値は通常しばしば変わることはない。推定入力として使用されるタイムスロットが時間的に接近している場合には、
【数８】
におけるすべての要素を表すために１つの値を使用することができる。なぜならば、それらの要素は値が似通っており、従っておそらく計算を節約する。チャネルが零の平均値を持つことを知られているこの発明のアプリケーションの他の実施形態において、
【数９】
は、零となるようにとることができ、従って式（２）を簡単化することができる。
【００４８】
【数１０】
チャネル統計推定器３００および４００は
【数１１】
を発生する。ｘの共分散とベクトルｙ［ｎ］は以下の関係式に従う。
【００４９】
【数１２】
但しｇ２は、フィルタインパルス応答であり、これは一般的な場合ＦＩＲまたはＩＩＲまたはＦＩＲ特性とＩＩＲ特性の両方を持つハイブリッドフィルタのいずれかであり得る。ｍとｎは、それぞれ行と列のベクトル指数である。ｙ＊［ｎ］はｙ［ｎ］の共役である。この場合もやはり、たたみこみ演算が印加される時間指数は示されていない。
【００５０】
チャネル統計推定器３００および４００は
【数１３】
を発生する。ｙ［ｎ］ベクトルの推定される共分散は以下の式に従う。
【００５１】
【数１４】
但し、ｇ３はフィルタインパルス応答であり、これは、一般的な場合、ＦＩＲまたはＩＩＲまたはＦＩＲ特性およびＩＩＲ特性の両方を持つハイブリッドフィルタであり得る。ｙ＊［ｍ］はｙ［ｍ］の共役である。この場合もやはり、たたみこみ演算が印加される時間指数は示されていない。この発明はまた、
【数１５】
が共役対称であり得るという事実をうまく利用することを考える。
【００５２】
すなわち、
【数１６】
さらに、受信したチャネル信号ベクトルｙ［ｎ］の一部が時間的に等しく離間された値を表す等しい期間のタイムスロットを有するならば、共分散関数のシフト不変式特性を利用することができるので、さらに計算を簡単にすることができる。
【００５３】
【数１７】
これらの３つのフィルタｇ１、ｇ２、ｇ３は通常システムパラメータに依存してすぐ使えるように特定のアプリケーションのために選択される。例えば、１秒のオーダの期間にチャネル統計が切り替わらなければ、フィルタｇ１、ｇ２、ｇ３の時定数は１秒以下に選択することができる。
【００５４】
複数のレーキ指が使用される場合、この発明のより高度なアプリケーションは、異なる指からのチャネル統計は同一または類似であることを確実にし、その統計推定のために異なる指からのすべてのチャネル信号を使用することができ、チャネル統計の同一または類似の値を推定するための利用可能な入力の増加された量によりさらに正確な推定を与える。
【００５５】
従って、上述の数学的関係からわかるように、チャネル統計推定器３００および４００はチャネル統計
【数１８】
を発生する。これらは、次に各チャネル推定器（適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器の両方、これらはまた一般に「パイロットフィルタ」とも呼ぶことができる。）に供給される。図３および図４のチャネル推定器は次に、上記式（２）に記載された演算を実行する際に、すなわちチャネル条件を適応的に推定する際にこれらのチャネル統計を使用する。
【００５６】
この発明の中心となるのは、移動局がフェージング環境を解して移動するにつれ、チャネル統計がゆっくりではあるが、絶えず変化しているという概念である。これらのチャネル統計は、それぞれ適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器により使用するためにチャネル統計推定器３００および４００により煩雑に更新される。これらのチャネル統計は式（２）の基礎、すなわち適応フィルタリング演算を形成するので、適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器４０２はチャネル条件の変化に応答してそのフィルタパラメータを変えている。
【００５７】
この発明に有利なことは、式（２）は推定出力の平均２乗誤差を最小化する推定器を与えることである。さらに、この発明は、この式を採用するための全ての構成要素を自動的に計算するための便利で効果的な方法を提供する。従って、適応非因果関係チャネル推定器３０２と適応予測因果関係チャネル推定器４０２は、その時に利用できるチャネル条件に最適化されるように、それぞれチャネル統計推定器３００、４００により煩雑に更新される。これにより、適応非因果関係チャネル推定器３０２と適応予測因果関係推定器４０２は広範囲のチャネル条件の下で、与えられたチャネル条件に対して最良のチャネル推定を発生することが可能となる。従来技術と著しく対照的に、この発明は、チャネル推定器のフィルタパラメータを決定するために推定されたチャネル統計の使用に基づいて無線通信システムのチャネル条件を適応的に推定するための方法および装置を提供する。従って、この発明は、現在のチャネル条件に常に最適化され、与えられたビットエラーレートに対して極めて低い通信リンクＥｂ／Ｎｏ要件を生じる。
【００５８】
好適実施形態の上述の記載は当業者がこの発明を作成しまたは使用することを可能にするための提供される。これらの実施形態に対する種々の変形例は当業者には明白であり、ここに定義される一般的な原理は発明能力の使用を伴わずに他の実施形態に適用することができる。従ってこの発明は、ここに示す実施形態に限定されず、ここに開示した原理と新規な特徴に一致する最も広い範囲に一致する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＣＤＭＡ基地局により使用される典型的な従来の順方向リンクデータフォーマッタの機能ブロック図である。
【図２】 ＣＤＭＡ移動局に使用される典型的な従来の復号器の機能ブロック図である。
【図３】 ｃｄｍａ２０００逆方向リンクトラフィックチャネル復号器において実現されるものとして示されるこの発明の第１の実施形態である。
【図４】 ｃｄｍａ２０００順方向リンク電力制御ビット復号器において実現されるものとして示されるこの発明の第２の実施形態である。
【符号の説明】
３００・・・チャネル統計推定器
３０２・・・適応非因果関係チャネル推定器
３０６、３０８・・・共役積回路
３０４、３１０、３１２・・・遅延回路
３１４・・・順方向リンク電力制御ビット検出器
３１６・・・ＰＣＢ符号訂正器
３１８・・・時間乗算器
４００・・・チャネル統計推定器
４０２・・・適応予測因果関係チャネル推定器
４０４・・・遅延
４０６・・・共役積回路
４０８・・・ＰＣＢ検出器
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信システムに関する。特に、この発明は無線通信チャネルのチャネル条件を適応的に推定するための新規で改良された方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線電話通信システムにおいて、多くのユーザは無線チャネルを介して通信を行なう。無線チャネルを介した通信は、限られた周波数スペクトルに多数のユーザを許容する種々の多重アクセス技術の１つであり得る。これらの多重アクセス技術は時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および符号分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）を含む。
【０００３】
ＣＤＭＡ技術は多くの利点を有する。ＣＤＭＡシステムの例は、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第４，９０１，３０７号（発明の名称：「衛星または地上レピータを用いたスペクトル拡散多重アクセス通信システム」、特許発行日：１９９０年２月１３日）に記載されている。例示ＣＤＭＡシステムは、さらに、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第５，１０３，４５９号（発明の名称：「ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形を発生するためのシステムおよび方法」、特許発行日：１９９２年４月７日）に記載されている。
【０００４】
上記各特許において、順方向リンク（基地局から通信局へ）パイロット信号が開示されている。ＥＩＡ／ＴＩＡ ＩＳ−９５に記載されたような一般的なＣＤＭＡ無線通信システムにおいて、パイロット信号は、常に零のシンボルを送信し、信号を搬送するトラフィックにより使用される同じ擬似雑音順序で広げられた「ビーコン」である。パイロット信号は一般にオール零ウオルシュシーケンスでカバーされている。初期システムの獲得において、移動局は基地局のパイロット信号を見つけるためにＰＮオフセットをサーチする。移動局がパイロット信号を獲得すると、移動局は、この発明の譲受人に譲渡され参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第５，７６４，６８７号（発明の名称：「スペクトル拡散多重アクセス通信システムのためのモバイルデモジュレータアーキテクチャ」に記載されたような干渉復調のための安定した位相と大きさの基準値を得ることができる。
【０００５】
ＣＤＭＡ基地局により使用される典型的な従来の順方向リンクデータフォーマッタの機能ブロック図を図１に示す。データ源１０２は、例えば、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に取り込まれる米国特許第５，６５７，４２０号（発明の名称「可変レートボコーダ」、特許発効日：１９９７年８月８日）に記載されているような可変レートボコーダであり得る。データ源１０２はデジタルデータのフレームの形態でトラフィックチャネル情報を発生する。ＣＲＣおよびテールビット発生器１０４は巡回冗長検査（ＣＲＣ）ビットとテールビットを計算してデータ源１０２により発生されたフレームに付加する。次に、フレームはエンコーダに供給される。エンコーダは、コンボルーション符号化のような順方向エラー訂正符号化を公知のフレームに供給する。符号化されたシンボルは繰り返し発生器１２０に供給される。繰り返し発生器１２０は整理し直されたシンボルを繰り返し適当な変調シンボルレートを提供する。繰返されたシンボルは次にインターリーバ１０８に供給される。インターリーバ１０８は所定のインターリーバフォーマットに従ってシンボルを整理し直す。反復されインターリーブされたシンボルは次にトラフィックウオルシュカバラー１２２において、直交ウオルシュシーケンスのセットの１つを用いてカバーされ、利得エレメント１２４で利得調節される。他の順方向リンクデータフォーマットもまた公知であることに注意されたい。例えば、繰り返し発生器１２０はインターリーバ１０８の後段に配置してもよい。
【０００６】
パイロット信号発生器１２８はすべて１の列であるパイロット信号を発生する。パイロット信号は次にすべて１のウオルシュシーケンスでカバーされ結合器１３６において、利得エレメント１２４の出力と結合される。結合されたパイロットチャネルおよびトラフィックチャネルデータ（これはプラスまたはマイナス１である）は次にＰＮ発生器１４０により発生された復号ＰＮコードを用いてＰＮ拡散器１３８において拡散され、無線周波送信機１４２によりアンテナ１４４に送信される。同様の順方向リンクデータフォーマッタはこの発明の譲受人に譲渡された、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国特許出願番号第０８／８８６，６０４（発明の名称：「高データレートＣＤＭＡ無線通信システム」）に開示されている。
【０００７】
他のデータフォーマッティング技術も存在する。例えば、ｃｄｍａ２０００逆方向リンクにおいて、パイロット信号は電力制御コマンドと時間多重化される。さらに、Ｗ−ＣＤＭＡにおいて、順方向リンクは、他の情報と時間多重化された専用パイロット信号を使用する。
【０００８】
図２はＣＤＭＡ移動局に使用されて典型的な従来のデータ復調器の機能ブロック図である。受信機２０２は図１の送信機１４２により送信された信号を受信し、ダウンコンバートする。受信機２０２のデジタルベースバンド出力はＰＮ逆拡散器２０４において、図１のＰＮ発生器１４０により発生されたＰＮコードと同じ復号ＰＮコードである、ＰＮ発生器２０６により発生された復号ＰＮコードを用いて逆拡散される。
【０００９】
逆拡散信号は次に、図１のトラフィックチャネルウオルシュカバラー１２２と同じウオルシュシーケンスを用いてトラフィックウオルシュアンカバラー２０８においてアンカバーされる。ウオルシュアンカバーされたチップは次にウオルシュチップ加算器２１０において、ウオルシュシンボルに累算され、トラフィックチャネル信号としてドット積回路２１２に供給される。いくつかのアプリケーションにおいて、パイロットフィルタ２１６により導入される遅延を補償するためにウオルシュチップ加算器２１０とドット積回路２１２との間に付加的遅延素子（図示せず）が介挿される。しかしながら、パイロットフィルタ２１６が因果関係を示すフィルタであれば、そのような遅延素子（図示せず）は必要ない。ドット積回路はまた「共役積」回路としても知られている。共役積回路は以下の等価フォームの１つにより数学的に表される。＜ａ，ｂ＞＝ａ・ｂ＝ａｂ＊ 但しｂ＊はｂの複素共役である。
【００１０】
逆拡散信号はまたウオルシュチップ加算器２１４に供給され、そこでウオルシュシンボルに累算され、パイロットチャネルシンボルとしてパイロットフィルタ２１６に供給される。パイロットチャネルは図１のウオルシュカバラー１３４において、すべて１のウオルシュシーケンスでカバーされているので、それは無為の動作であり、対応するアンカバラーもまた動作が無為である。しかしながら、一般的な場合、パイロット信号は、そのパイロット信号をカバーするために使用される同じウオルシュシーケンスを用いてアンカバー可能である。パイロットフィルタ２１６はパイロットシンボルのノイズを受付けないように作用し、位相とスケールの基準値をドット積回路２１２に供給する。
【００１１】
シンボルあたり一度、ドット積回路２１２はパイロットフィルタ２１６により発生されたパイロットチャネル信号と同相のトラフィックチャネル信号の成分を計算する。この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる米国特許第５，５０６，８６５号（発明の名称：「パイロットキャリアドット積回路」、特許発行日：１９９６年４月９日）に記載されているように、ドット積は、コヒーレント復調に必要な受信された信号の位相とスケールの両方を調節する。
【００１２】
ドット積回路２１２からのシンボル出力は、図１のインタリーバ１０８により使用される同じフォーマットを用いてデインタリーバー２１８において、デインタリーブされる。デインタリーブされた信号は、図１のエンコーダ１０６により採用されるエラー訂正コードに従ってデコーダ２２０においてデコードされる。その結果得られる復号されたシンボルは、フレームが正しく復号されたことを保証するために品質インジケータによりフレーム単位で解析が行なわれる。フレームが正しく復号されたなら、復号されたフレームはさらなる処理のために送られる。品質インジケータ２２２は一般にはフレームのＣＲＣ部を調べるが、Ｙａｍａｍｏｔｏメトリクスのような他のフレーム品質インジケータを使用することもできる。
【００１３】
典型的なパイロットフィルタ２１６はチャネル条件にかかわらず一定を保つすべての定義するパラメータ（例えば、重み付け、窓幅、窓中心）を有した、等しい重さの有限のインパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで実現される。あるいは、固定のパラメータ（例えば減衰時間定数、スケーリング）を有する指数関数減衰無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを使用してもよい。言い換えれば、典型的な従来のパイロットフィルタ２１６の設計者は、関心のあるほとんどのチャネル条件に基づいて所定の１ビットあたりのエネルギー対ノイズ密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）に対して適切に実行するスタティックフィルタデザインを選択するが、全レンジの条件に対して最適に選択するわけではない。
【００１４】
移動局（例えばセルラ電話、ＰＣＳ電話あるいは他の無線遠隔通信端末）は地上環境を通して移動するので、移動局が送受信する信号は種々の種類のフェージングに遭遇する。移動環境は通常本質的にリシアン(Rician)またはレイリー(Rayleigh)のいずれかであるフェージングによって特徴づけられる。他のタイプのフェージングもまた可能である。一般的なチャネル信号におけるフェージング特性は物理環境の多くの異なる特徴から反映される信号によって生じるので、マルチパスフェージングと呼ばれる。セルラ移動電話システムの周波数帯を含む移動無線通信システムに通常採用されるＵＨＦ帯において、異なるパスを移動する信号の著しい位相差を生じることがある。信号の強め合うおよび弱めあう加算の両方の可能性が生じ得る。その際往々にして深刻なフェードが起きる。
【００１５】
マルチパスチャネルフェージングは移動装置の物理的位置に非常に敏感なファンクションである。移動装置の小さな位置の変化がすべての信号伝播路の物理的遅延を変化させ、さらに各パスごとに位相が異なる結果となる。従って、環境を介した移動装置の移動は急速なフェージング処理を結果として生じ得る。例えば、８５０ＭＨｚ無線周波数帯において、このフェージングは、一般的には、乗り物の時速に対して１秒間に１回のフェードの速さである。これを激しくフェージングすることは、地上チャネルの信号に極めて破壊的であり、脆弱な通信品質を生じる。特に移動局の速度が時速１５０ｋｍ／ｈｒを超える場合はそうである。
【００１６】
上述したように、一般的な固定パラメータパイロットフィルタ２１６はそのような広範囲のチャネル条件に最適化されない。一般的には、静止状態から約１２０ｋｍ／ｈｒ、すなわち移動局は高速道路を自動車が走ることを想定して作動するように設計されている。しかしながら、ゆっくり移動する移動局と高速に移動する移動局との間ではチャネルのフェージング特性が非常に異なるので、一般に固定されたパラメータパイロットフィルタ２１６は両極端に対して最適化することができない。一般的に、これによって設計者は、移動局が静止状態にあるときあるいは１５０ｋｍ／ｈｒより遅い速度で移動するときのみ良好に動作し、１５０ｋｍ／ｈｒを超えると良好に動作しないパイロットフィルタ２１６の設計を強いられる。弾丸列車や飛行機のような輸送手段はこの速度を越えるので、移動局のユーザが信頼できる通信を獲得できるであろうことは見込めない。動作中のときでさえも、通信リンクの信号対雑音比（言い換えればＥｂ／Ｎｏ）はこれらの厳しいフェージング条件に対して信頼できるのに十分な高いレベルに維持しなければならない。通信リンクのＥｂ／Ｎｏを増大させると無線システムの合計容量を減少させる。特に、１つの送信機の送信が同じＣＤＭＡ周波数帯の他のすべての送信機に干渉するＣＤＭＡシステムにおいてはそうである。この結果、固定パラメータパイロットフィルタ２１６の設計者は一般に、そのような広範囲のチャネル条件に遭遇したときフィルタパラメータを選択するにあたり、望ましくない妥協案を採用する。
【００１７】
従って、従来技術のこれらの欠点を回避する、特に無線通信環境におけるより最適なパイロットフィルタリング方法および装置の必要性がある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この発明は無線通信システムにおけるパイロットチャネルのチャネル条件を適応的に推定するための新規で改良された方法および回路である。この方法はパイロットチャネルのチャネル統計を推定することを含み、推定されたチャネル統計に応答してパイロットチャネルを適応的にフィルタリングすることを含む。この推定は、検出又は復号の後であいまいさを除去した状態でパイロットチャネルまたはあいまいデータを有したチャネルから得られるチャネル信号をフィルタリングすることにより行なわれる。これは推定されたチャネル平均値および推定されたチャネル共分散を決定する。適応的なフィルタリングを行なうために、この発明はパイロットチャネルを１つ以上のタイムスロットに分割し、推定されたチャネル統計に従って各タイムスロットを重みづけする。従って、この発明の利点は、広範囲のチャネル条件にわたって、パイロットフィルタ性能を最適化するようにパイロットフィルタパラメータを自動的かつ継続的に更新することである。
【００１９】
この発明の一実施形態において、チャネル統計を決定するために、１つ以上の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタにおいて、チャネル信号が濾波される。他の実施形態において、チャネル統計を決定するために、ＩＩＲと有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの組合せにおいてチャネル信号が濾波される。
【００２０】
パイロットチャネルが公知の符号を有するパイロット信号部および未知の符号を有する電力制御ビット部から構成されるｃｄｍａ２０００システムに適用可能な実施形態において、この発明の方法はまた、電力制御ビット部の符号を決定し、電力制御ビット部の符号を訂正し、符号訂正された電力制御ビット部とパイロット信号部を結合してチャネル信号を発生する。このチャネル信号からチャネル統計がチャネル統計推定器により推定される。さらに他の実施形態において、この方法は、トラフィック信号の符号を決定し、トラフィック信号に応答してチャネル信号を発生することを含む。
【００２１】
ｃｄｍａ２０００システムにおいては、パイロットチャネルは電力制御グループ列から構成され、ｃｄｍａ２０００システムに適用可能な他の実施形態において、各電力制御グループは公知の符号を有したパイロット信号部と、未知の符号を有した電力制御ビット部を有する。タイムスロットはパイロット信号部の期間に実質的に等しい期間を有する。
【００２２】
この発明の方法を実行するための回路もここに記載される。
【００２３】
【発明の実施の形態】
この発明の特徴、目的および利点は、同一部には同符号を付した図面とともに下記詳細な記載から明らかになるであろう。
【００２４】
この発明は、ｃｄｍａ２０００逆方向リンク信号の復号に特定するが限定されないアプリケーションにおいて述べられる。提案されたＩＳ−２０００規格に記載されるように、ｃｄｍａ２０００逆方向リンク信号はトラフィックチャネル信号と逆方向リンクパイロット信号から構成される。各１．２５ｍｓ電力制御グループ（ＰＣＧ）の最後の１／４に広がる単一ビットである順方向リンク電力制御サブチャネルは逆方向リンクパイロットチャネル（Ｒ−ＰＩＣＨ）にパンクチャアドされる。この順方向リンク電力制御ビットは、順方向リンク上での移動局の受信品質に基づいてその送信電力を増加または減少するために移動局から基地局送信機への信号である。そのような逆方向リンクパイロットは、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国出願第０８／８８６，６０４（発明の名称：「高データレートＣＤＭＡ無線通信システム」）に詳細に記載されている。
【００２５】
Ｒ−ＰＩＣＨはデータ復調のためのコヒーレント基準値、周波数トラッキングのための周波数基準値、および電力制御測定のための受信された電力基準値として基地局により使用されるので、その他の点では確定的な信号に順方向リンク電力制御サブチャネルにより導入された不確実性が逆方向リンクの性能を劣化させる。言い換えれば、Ｒ−ＰＩＣＨへの順方向リンク電力制御サブチャネルのパンクチャリング(puncturing)は連続したパイロットチャネルよりさらに質の悪い逆方向リンク性能に導く。例えば、チャネルを推定するためにパイロットチャネルの非パンクチュアド部分のみを使用するなら、基地局により計算されたチャネル推定の信号対雑音比は減少する。Ｒ−ＰＩＣＨの符号のあいまいさを解決し、それから連続したパイロット信号を再構築するための技術は、この発明の譲受人に譲渡され、参照することによりこの明細書に組み込まれる同時係属米国出願第０９／２９８，３９４（発明の名称：「パンクチュアドパイロットチャネルを処理するための方法および装置」、出願日：１９９９年７月１２日）に記載されている。
【００２６】
この発明はパンクチュアド電力制御サブチャネルを有したＲ−ＰＩＣＨを有するｃｄｍａ２０００システムを参照して開示されるが、この発明は非パンクチュアドパイロットチャネルを有する他の無線通信システムにも等価に適用可能であることは当業者には理解されるであろう。従って以下の図はこの発明の例示アプリケーションを意図したものであり、ｃｄｍａ２０００システムにこの発明を限定することを意図したものではない。
【００２７】
図３を参照すると、この発明の第１の実施形態がｃｄｍａ２０００逆方向リンクトラフィックチャネル復調器において実現されるように示される。チャネル統計推定器３００は、以下に詳細に記載するように、パイロットチャネルを適応的に濾波するために適応非因果関係チャネル推定器３０２により使用されるチャネル統計を推定する。他の実施形態、実際には、以下に述べる図４の実施形態において、適応非因果関係チャネル推定器３０２の代わりに適応因果関係チャネル推定器あるいはフィルタを使用してもよい。しかしながら、図３の実施形態において、非因果関係フィルタの遅延が耐えられるとき、因果関係フィルタに対する改良された性能により非因果関係フィルタがチャネル推定のために使用される。図３の例示実施形態において、適応非因果関係チャネル推定器３０２はＦＩＲフィルタである。しかしながら、一般的なケースの場合、適応非因果関係チャネル推定器３０２はＩＩＲフィルタまたはＦＩＲ特性とＩＩＲ特性の両方を有するハイブリッドフィルタで構成し得る。１つの簡単な例はフィルタの実効インパルス応答が有限の範囲であるように、同じ時定数だが異なる重みの２つの指数関数減衰ＩＩＲフィルタの差分を出力するフィルタである。他の例は、縦列接続されたＦＩＲおよびＩＩＲフィルタである。
【００２８】
濾波されたパイロットチャネルシンボルは次に共役積回路３０６および３０８に入力される。共役積回路３０８はまた、第２入力として遅延回路３１０により遅延された、逆拡散され、ウオルシュアンカバーされ、遅延されたトラフィックチャネルも受信する。遅延回路３１０は適応非因果関係チャネル推定器３０２により導入された遅延に実質的に等価な量だけトラフィックチャネルを遅延する。共役積回路３０８は従来技術において知られているように、さらにデインターリーブおよび復号のためのトラフィックチャネルシンボル（ソフト決定）を出力する。
【００２９】
共役積回路３０６は第２入力として遅延回路３０４により遅延された遅延パイロットチャネルを受信する。遅延回路３０４は適応非因果関係チャネル推定器３０２により導入された遅延量に実質的に等価な量だけパイロットチャネルを遅延する。共役積回路３０６は、推定器３０２の出力と、逆方向リンクパイロットチャネルにパンクチュアドされた電力制御ビットを含む遅延パイロットチャネルとの共役乗算を実行する。次に、共役積回路は結果として得られた電力制御ビット信号を以前の順方向リンク（ＦＬ）電力制御ビット（ＰＣＢ）検出器３１４に送る。
【００３０】
以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４は結果として得られた電力制御ビット信号をしきい値と比較し、それによりパンクチュアドされたＦＬ ＰＣＢの符号を決定する。「以前」という用語は以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４により実効される動作を表すのに使用される。なぜならば、いつでも検出される電力制御ビットは、遅延回路３０４および適応非因果関係チャネル推定器３０２により遅延された以前の電力制御グループからの電力制御ビットだからである。以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４により決定されたＦＬ ＰＣＢ決定は次にＰＣＢ符号訂正器３１６に送られ、そこで、必要であれば、パイロットチャネル（＋１）の剰余の符号に一致するように反転される。ＰＣＢ符号訂正器３１６の出力は、遅延回路３１２からのさらに遅延されたパイロットチャネルと共に時間乗算器（ＭＵＸ）３１８に供給される。時間ＭＵＸ３１８は電力制御グループの第１の＿期間、遅延回路３１２からのさらに遅延されたパイロットチャネルに等しい出力を供給する。これは、以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４の処理時間を補償する。時間ＭＵＸ３１８は、電力制御グループの残りの＿期間、今、符号（＋１）がパイロットチャネルに等しいＰＣＢ符号訂正器３１６の出力を供給する。それゆえ、時間ＭＵＸ３１８から結果として得られる出力信号は一定の符号の再構築されたパイロットチャネル信号である。連続したパイロットチャネル再構築のための同様の技術は、上で取り込まれた同時係属出願０９／２９８，３９４に記載される。
【００３１】
再構築されたチャネル信号はチャネル統計推定器３００に供給される。チャネル統計推定器３００は、上述したように適応非因果関係チャネル推定器３０２により使用される重み係数を設定するのに使用するため再構築されたチャネル信号からチャネル統計を推定する。チャネル統計推定器３００によるチャネル統計の発生と、適応非因果関係チャネル推定器３０２による重み係数の印加について以下に詳細に述べる。チャネル統計推定器３００により使用される再構築されたチャネル信号を発生するのに単に関係する図３の左側のエレメント（即ち、遅延３０４、共役積回路３０６、遅延３１２、以前のＦＬ ＰＣＢ検出器３１４、ＰＣＢ符号訂正器３１６および時間ＭＵＸ３１８）はｃｄｍａ２０００逆方向リンクのＲ−ＰＩＣＨのようなパンクチュアドパイロットチャネルにのみ必要であることに注意されたい。これらのエレメントは非パンクチュアドまたはそうでなければ連続パイロットチャネルを有するアプリケーションにおいて省略可能である。そのような場合、パイロットチャネル信号自体はチャネル統計推定器３００により使用されるのに十分である。さらに、この発明の譲り受け人に譲渡され、この明細書に参照することにより組み込まれる同時係属米国特許出願第０９／２８９，０７３（発明の名称：「ＣＤＭＡ無線通信システムにおけるチャネル推定」、１９９９年４月８日出願）に記載されている方法を用いてトラフィック信号に含まれるさらなるエネルギーからも生成可能である。上述した特許出願において、復号されたトラフィックチャネルシンボルはフレーム品質インジケータにより再符号化され、再インターリーブされ、重み付けされパイロットチャネル推定と結合される。これは時間ＭＵＸ３１８から出力される再構成されたチャネル信号である。従って、一般的な場合、チャネル信号の発生、すなわちチャネルを表す信号は、Ｒ−ＰＩＣＨのパイロット部分の寄与、Ｒ−ＰＩＣＨからの符号訂正されたＦＬ ＰＣＢ、および１つ以上のトラフィックチャネル符号訂正されたトラフィックの重み付けされた組合せであり得る。
【００３２】
図４を参照すると、この発明の第２実施形態が、順方向リンク電力制御ビット復調器において実現されるものとして示される。図４において、図３のチャネル統計推定器３００と同じであるチャネル統計推定器はチャネル信号を受信するように示される。このチャネル信号は図３のＲ−ＰＩＣＨ復調器の場合に図３の再構築チャネル信号であり得、あるいは上述した米国出願第０９／２８９，０７３に詳細に記載された復号、再符号化および再インタリービングの後の符号訂正されたトラフィックチャネルからの再構築されたチャネル信号、あるいは２つの信号の重み付けされた組合せである。一般的な場合に、チャネル統計推定器４００はチャネル統計推定器３００と異なるようにしてもよい。両者は必須的に下記に詳細に示すように同じアルゴリズムを使用してもよいが、異なるデータ、異なる時間スロット、あるいは異なるチャネル信号入力に対して演算することができる。チャネル信号は、適応予測因果関係チャネル推定器４０２がフィルタ重み係数を割当てるチャネル統計を推定するために下記に詳細に記載するようにチャネル統計推定器４００により演算される。図４の例示実施形態において、適応予測因果関係チャネル推定器４０２は、ＦＩＲフィルタである。しかしながら、一般的な場合は、それはＩＩＲフィルタまたはＦＩＲ特性およびＩＩＲ特性の両方を有するハイブリッドフィルタであってもよい。
【００３３】
適応予測因果関係チャネル推定器４０２はチャネル推定を遅延４０４を介して共役積回路４０６に供給する。共役積回路４０６はＦＬ ＰＣＢパンクチュアドをＲ−ＰＩＣＨに復調するためにチャネル推定とパイロットチャネル（この場合にはＲ−ＰＩＣＨ）の共役乗算を実行する。この結果得られる電力制御ビット信号は、現在のＦＬ ＰＣＢの符号を決定するために現在ＦＬ ＰＣＢ検出器に送られる。現在ＦＬ ＰＣＢ検出器４０８は図３の以前のＦＬ ＰＣＢと同様の構成である。現在ＦＬ ＰＣＢ検出器４０８は、共役積回路４０６からの電力制御ビット信号をしきい値と比較することにより、ＦＬ ＰＣＢの符号に関する現在ＦＬ ＰＣＢ決定を推定する。現在ＦＬ ＰＣＢ決定は次に、必要に応じてその電力を減少または増加させるために順方向リンクトランスミッタ（図示せず）により使用することができる。
【００３４】
上述したように、図３および図４の両実施形態において、チャネル統計推定器３００および４００は、各フィルタ係数を設定する際に、適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器４０２により使用されるためのチャネル統計を推定する。このプロセスがどのように生じるかを説明するために、以下の数学的記載が導入される。最初に、移動局チャネル統計推定器３００または４００の入力に入力されるレーキ受信機の特定のレーキフィンガの受信チャネル信号を考える。この受信信号は次の形態を有する。
【００３５】
ｙ［ｎ］＝ａ［ｎ］＋ｗ［ｎ］ （１）
但し、ｙ［ｎ］はタイムスロットｎにおいて実際の受信したチャネルを表す列ベクトルである。
【００３６】
ａ［ｎ］はタイムスロットｎにおいてチャネルの真の表示として実際の情報信号を表す列ベクトルである。
【００３７】
ｗ［ｎ］はタイムスロットｔにおいて、チャネル信号に含まれる実際の雑音を表す列ベクトルである。
【００３８】
ｎはタイムドメインのベクトル指数であり、受信したチャネル信号をサンプリングするための任意のタイムスロットを表す。
【００３９】
それゆえ、列ベクトルａ［ｎ］、ｗ［ｎ］、ｙ［ｎ］の次元あるいはｎが取りうる整数値は適応チャネル推定の入力として使用される受信されたチャネル信号のタイムスロットの数と同じである。ｃｄｍａ２０００ Ｒ−ＰＩＣＨにおいて、ＦＬ ＰＣＢの予測推定に適応可能な第２例示実施形態において、各タイムスロットは単一１．２５ｍｓ電力制御グループ（即ち、パイロットチャネルの非パンクチャアド）の＿である。２ＰＣＧ分のチャネル信号を推定のための入力として使用するとｎは１から２の範囲なので、ｙ［１］はパイロットの現在の＿ＰＣＧの受信チャネル信号を表し、ｙ［２］はパイロットの以前の＿ＰＣＧの受信チャネル信号を表す。
【００４０】
他の実施形態では、計算のコストへのトレードオフとして望む分解能と推定精度に応じてより大きなまたはより小さなタイムスロットを使用することができる。例えばｃｄｍａ２０００実施形態において、パンクチュアドＦＬ ＰＣＢはあいまいな符合を有した１つのコヒーレントタイムスロットであり、より細かな分解能を望む場合には、いくつかの小さなコヒーレントタイムスロットから構成し得る。各タイムスロットにおいて、受信したチャネル信号は、情報信号振幅あるいはアプリケーションに応じて信号対雑音比を正規化するために適当に重み付けをすることができる。他の実施形態では、タイムスロットは構成可能なパラメータである。より細かなタイムスロットへのチャネル信号の分割が使用される場合には、指数ｎは１からより高い数の範囲を取ることができる。図３の実施形態のように、非因果関係推定器が所望の場合には、列ベクトルｙ［ｎ］、ａ［ｎ］およびｗ［ｎ］のエレメントのいくつかが、チャネル推定が望まれるシステムにおいて、関心時間の後の値も表すことができる。
【００４１】
式（２）に示すように、所定の時刻に実際のチャネル値ｘを推定しなければならない。式（２）は適応非因果関係チャネル推定器３０２と適応予測因果関係チャネル推定器４０２により行なわれる演算を表す。２つのアプリケーション間の１つの差は上述した異なるタイムスロットへのチャネル信号の異なる分割である。ここでの全ての推定は＾（「ハット」）表示で示される。関心のあるタイムスロットにおける所望のチャネル値をｘとする。ｙ、ａおよびｗベクトルのための指数ｎが図４の例示実施形態のように現在のＰＣＧと以前のＰＣＧ期間におけるパイロットチャネルのパイロット部分を表す値１および２を取る間、ｘはパイロットチャネルの現在のＰＣＢ部分におけるチャネル値を表す。
【００４２】
【数１】
【００４３】
【数２】
【００４４】
【数３】
【００４５】
次にこれらのチャネル統計の発生について述べる。
【００４６】
【数４】
【００４７】
同じ方法を用いて推定値
【数５】
【数６】
【数７】
【数８】
【数９】
【００４８】
【数１０】
【数１１】
【００４９】
【数１２】
【００５０】
チャネル統計推定器３００および４００は
【数１３】
【００５１】
【数１４】
【数１５】
【００５２】
すなわち、
【数１６】
【００５３】
【数１７】
【００５４】
複数のレーキ指が使用される場合、この発明のより高度なアプリケーションは、異なる指からのチャネル統計は同一または類似であることを確実にし、その統計推定のために異なる指からのすべてのチャネル信号を使用することができ、チャネル統計の同一または類似の値を推定するための利用可能な入力の増加された量によりさらに正確な推定を与える。
【００５５】
従って、上述の数学的関係からわかるように、チャネル統計推定器３００および４００はチャネル統計
【数１８】
【００５６】
この発明の中心となるのは、移動局がフェージング環境を解して移動するにつれ、チャネル統計がゆっくりではあるが、絶えず変化しているという概念である。これらのチャネル統計は、それぞれ適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器により使用するためにチャネル統計推定器３００および４００により煩雑に更新される。これらのチャネル統計は式（２）の基礎、すなわち適応フィルタリング演算を形成するので、適応非因果関係チャネル推定器３０２および適応予測因果関係チャネル推定器４０２はチャネル条件の変化に応答してそのフィルタパラメータを変えている。
【００５７】
この発明に有利なことは、式（２）は推定出力の平均２乗誤差を最小化する推定器を与えることである。さらに、この発明は、この式を採用するための全ての構成要素を自動的に計算するための便利で効果的な方法を提供する。従って、適応非因果関係チャネル推定器３０２と適応予測因果関係チャネル推定器４０２は、その時に利用できるチャネル条件に最適化されるように、それぞれチャネル統計推定器３００、４００により煩雑に更新される。これにより、適応非因果関係チャネル推定器３０２と適応予測因果関係推定器４０２は広範囲のチャネル条件の下で、与えられたチャネル条件に対して最良のチャネル推定を発生することが可能となる。従来技術と著しく対照的に、この発明は、チャネル推定器のフィルタパラメータを決定するために推定されたチャネル統計の使用に基づいて無線通信システムのチャネル条件を適応的に推定するための方法および装置を提供する。従って、この発明は、現在のチャネル条件に常に最適化され、与えられたビットエラーレートに対して極めて低い通信リンクＥｂ／Ｎｏ要件を生じる。
【００５８】
好適実施形態の上述の記載は当業者がこの発明を作成しまたは使用することを可能にするための提供される。これらの実施形態に対する種々の変形例は当業者には明白であり、ここに定義される一般的な原理は発明能力の使用を伴わずに他の実施形態に適用することができる。従ってこの発明は、ここに示す実施形態に限定されず、ここに開示した原理と新規な特徴に一致する最も広い範囲に一致する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＣＤＭＡ基地局により使用される典型的な従来の順方向リンクデータフォーマッタの機能ブロック図である。
【図２】 ＣＤＭＡ移動局に使用される典型的な従来の復号器の機能ブロック図である。
【図３】 ｃｄｍａ２０００逆方向リンクトラフィックチャネル復号器において実現されるものとして示されるこの発明の第１の実施形態である。
【図４】 ｃｄｍａ２０００順方向リンク電力制御ビット復号器において実現されるものとして示されるこの発明の第２の実施形態である。
【符号の説明】
３００・・・チャネル統計推定器
３０２・・・適応非因果関係チャネル推定器
３０６、３０８・・・共役積回路
３０４、３１０、３１２・・・遅延回路
３１４・・・順方向リンク電力制御ビット検出器
３１６・・・ＰＣＢ符号訂正器
３１８・・・時間乗算器
４００・・・チャネル統計推定器
４０２・・・適応予測因果関係チャネル推定器
４０４・・・遅延
４０６・・・共役積回路
４０８・・・ＰＣＢ検出器
Claims (9)
- 無線通信システムにおけるパイロットチャネルのチャネル条件を適応的に推定するための方法であって、前記方法は、
前記パイロットチャネルのチャネル統計を推定する工程であって、前記パイロットチャネルは、符号訂正された電力制御ビット部を具備する、推定工程と、および
前記推定されたチャネル統計に応答して前記パイロットチャネルを適応的に濾波する工程であって、前記パイロットチャネルを１つ以上のタイムスロットに分割する工程と、および前記推定されたチャネル統計に従って各タイムスロットを重み付けする工程とを具備する濾波工程と
を具備し、
電力制御ビット部の符号を決定する工程と、
前記電力制御ビット部の前記符号を訂正し、パイロット信号部の符号を一致させる工程と、および
前記符号訂正された電力制御ビット部を前記パイロット信号部と結合し、前記パイロットチャネルを発生する工程と
をさらに具備する方法；
ここにおいて、前記推定工程は、受信したパイロットチャネルから得られるチャネル信号を濾波し、推定されたチャネル平均値および推定されたチャネル共分散を決定する工程をさらに具備する。 - 前記無線通信システムは、トラフィックチャネルをさらに具備し、前記トラフィックチャネルは、未知の符号のトラフィック信号を有し、前記方法は、下記工程をさらに具備する、請求項１の方法：
前記トラフィック信号の前記符号を決定する工程；
前記トラフィック信号に応答して前記チャネル信号を発生する工程。 - 前記パイロットチャネルは、電力制御グループの列を具備し、各電力制御グループは、公知の符号を有するパイロット信号部と、未知の符号を有する電力制御ビットを有し、前記タイムスロットは、前記パイロット信号部の期間と実質的に等しい期間を有する、請求項１の方法。
- 無線通信システムにおいてパイロットチャネルのチャネル条件を適応的に推定するための回路であって、前記回路は、
前記パイロットチャネルのチャネル統計を推定するチャネル統計推定器であって、前記パイロットチャネルは、符号訂正された電力制御ビット部を具備する、チャネル統計推定器と、および
前記推定されたチャネル統計に応答して前記パイロットチャネルを適応的に濾波する適応パイロットフィルタと
を具備する回路であって、
電力制御ビット部の符号を決定するための電力制御ビット符号検出器と、
前記電力制御ビット部の前記符号を訂正し、パイロット信号部の符号を一致させるための電力制御ビット符号訂正器と、および
前記符号訂正された電力制御ビット部を前記パイロット信号部と結合し、前記パイロットチャネルを発生するマルチプレクサと
をさらに具備する回路；
ここにおいて、前記チャネル統計推定器は、前記パイロットチャネルから得られたチャネル信号を濾波し、推定されたチャネル平均値と推定されたチャネル共分散を決定し、前記パイロットチャネルを１つ以上のタイムスロットに分割し、前記適応パイロットフィルタは、前記チャネル統計に従って各タイムスロットに重み付けをする。 - 前記パイロットチャネルは、電力制御グループの列を具備し、各電力制御グループは、公知の符号を有するパイロット信号部と、未知の符号を有する電力制御ビット部を有し、前記タイムスロットは、前記パイロット信号部の期間に実質的に等しい期間を有する、請求項４の回路。
- 前記チャネル信号を濾波する工程は、下記工程をさらに具備する、請求項１の方法：
第１の重み付け係数を用いて第１の受信信号を重み付けする工程；
第２の重み付け係数を用いて第２の受信信号を重み付けする工程；および
前記第１および第２の重み付けされた受信信号を結合し、前記チャネル信号を発生する工程、
ここにおいて、前記第1または第2の受信信号のうちの一方は前記パイロットチャネルからであり、他方はトラフィックチャネルからである。 - 前記推定工程は、複数のレーキ受信機フィンガからの複数のチャネル信号を結合する工程をさらに具備する、請求項１の方法。
- 前記チャネル統計推定器は、第１の重み付け係数を用いて第１の受信信号を重み付けし、第２の重み付け係数を用いて第２の受信信号を重み付けし、前記第１および第２の重み付けされた受信信号を結合し、前記チャネル信号を発生する、ここにおいて、前記第1または第2の受信信号のうちの一方は、前記パイロットチャネルからであり、他方は、トラフィックチャネルからである、請求項４の回路。
- 前記チャネル統計推定器は、複数のレーキ受信機フィンガから複数のチャネル信号を結合する、請求項４の回路。
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