KR100722858B1 - 직교 코드 씨디엠에이 신호 검출방법 - Google Patents

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Abstract

개시된 본 발명은 직교코드 CDMA 신호 검출 방법에 관한 것으로서, 직교코드 CDMA 신호 검출 방법은,직교코드를 사용하는 타임슬롯(time-slot) CDMA 시스템의 수신장치에 이용되는 직교코드 CDMA 신호 검출방법에 있어서, A. 서빙 셀(serving cell) 내의 모든 사용자의 채널응답 추정결과를 얻기 위하여 수신된 신호를 미드앰블 코드를 이용하여 채널추정을 수행하는 단계; B. 상기 채널추정과 관련된 간섭코드 채널을 선택하고, 서빙 셀 내의 모든 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 다중경로 신호(multi-path signals)에 대한 간섭의 총 전력을 산출하는 단계; 및 C. 확산 스펙트럼 코드 및 검출된 그로부터의 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 각 코드 채널의 각 다중경로 신호를 반영하여 수신 신호에 대해 매치드 필터링을 수행하고 다중경로 신호에 대한 간섭의 총 전력을 이용하여 다중경로 신호의 매치드 필터링 결과에 대하여 최대 비율 결합을 수행하여 최적화 매치드 필터링(matched filtering) 결과를 획득하고 그리고 그 최적화 매치드 필터링 결과로부터 직교코드 CDMA 신호검출 결과를 획득하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법이다. 채널추정결과와 직교코드의 특성을 완전하게 이용하는 본 발명에 따르면 이동통신 시스템의 성능을 낮은 가격으로 향상시킬 수 있다는 장점이 있다. 본 발명은 특히 직교코드 CDMA 시스템의 단말기에 적합하다.
이동통신 단말기, 직교코드, 신호검출방법, CDMA, 결합검출, 매치드 필터링

Description

직교 코드 씨디엠에이 신호 검출방법{Method for Detecting the Orthogonal Code CDMA Signal}
본 발명은 이동통신 기술분야에 관련된 것으로, 보다 상세하게는 직교 코드 코드분할 다중 접속(Code Division Multiple Access, CDMA) 이동통신 시스템의 수신신호 검출방법에 관한 것이다.
CDMA 이동통신 시스템은 심각한 다중 접속 간섭(Multiple Access Interference, 이하 MAI) 및 부호간 간섭(Inter-Symbol Interference, 이하 ISI)이 존재한다. 종래의 단일 사용자의 수신신호 검출은 매치드 필터링 방법(matched filtering method)을 이용하였다. 매치드 필터링 방법은 바람직한 신호와 간섭신호를 검출하고 분리하기 위하여, 채널 응답 이후의 사용자 확산 스펙트럼 연속 파형에 대하여 관련된 매칭기능을 수행한다. 심각한 MAI 및 ISI가 존재하는 경우, 종래의 단일 사용자 매치드 필터링 방법은 요구되는 성능에 부합되지 않게 된다. 타임슬롯(time-slot) CDMA 시스템에서는 결합검출(joint detection) 기술이 이용될 수 있다. 즉, 모든 사용자의 전송된 신호 및 그 채널응답 정보가 이용되며, 신호검출은 단일화된 결합검출 과정으로서 취급된다. 결합검출 방법을 이용하여 수신된 신호가 검출되는 경우, MAI 및 ISI는 감소될 수 있으며, 또한, CDMA 시스템의 성능 역시 획기적으로 향상될 수 있다(see A. Klein, G. K. Kaleh and P. W. Baier, Zero forcing and minimum mean square error equalization for multiuser detection in code division multiple access channels,IEEE Trans. Veh. Technol.,vol. 45, pp.276-287, May 1996).
그러나, 시스템의 성능을 향상시키기 위하여 결합검출 방법을 사용하는 경우, 2가지 큰 문제점이 발생할 수 있다.
첫째, 결합검출을 수행하는 경우, 수신장치는 모든 사용자의 코드 채널에 대한 채널화 코드와 채널응답에 대한 완전한 정보를 필요로 한다. 특별한 경우, 특히 사용자 단말기가 위성신호(downlink signal)을 수신하는 경우, 완전한 정보를 획득하기 힘들게 되므로, 이러한 결합검출 방법을 사용할 수 없게 된다.
둘째, 결합검출 방법을 이용하여 산출하는 것은 단일 사용자 매치드 필터링 방법을 사용하는 것에 비하여 훨씬 복잡하며, 비용, 전력소비 및 신뢰성 등의 면에 있어서 더 어려운 수행과정과 부작용을 가져올 수 있다.
다른 환경(양호하거나 또는 불량한 채널 환경, 완전한 정보의 이용여부 등) 및 조건(성능, 수행의 복잡성 등)하에서 신뢰성 있는 신호검출 방법을 제공하는 것은 CDMA 이동통신 시스템의 응용과 발전에 있어서 중요한 기술적 요구사항이다.
한편, 3GPP TDD standard 표준에 따르면, 통상적으로 세가지 다른 미드앰블(midamble) 할당방법- 통상, 기본 및 특별 모드-가 존재한다. 여기서 통상 및 기본 모드는 상술한 첫 번째 조건을 만족하기 때문에 결합검출 기술을 지원한다. 반면, 특별 모드는 고속 데이터 통신 사용자의 상황에 보다 더 적합하다. 왜냐하면, 특별 모드에서 각 이용자 단말기는 단지 이용자 단말기 자신의 확산 스펙트럼 코드와 그에 대응되는 채널응답만을 알게 되고, 다른 사용자의 확산 스펙트럼 코드와 미드앰블 코드 간의 대응 관계를 알 수 없기 때문에, 이러한 경우 결합검출을 수행하기 위하여 다른 채널의 정보를 이용하는 것이 거의 불가능 하고, 결과적으로 단말기 검출성능이 낮아지게 된다.
또한, 몇몇 응용에 있어서, 간단한 수신검출 알고리즘이 예상된다. 예를 들어, 단말기가 고속 위성신호 데이터(즉, High-Speed Downlink Packet Access, HSDPA)를 수신하는 경우 단말기에 의하여 보다 복잡한 수신검출 알고리즘이 수행되는 것은 거의 불가능하다. 다른 예로서, 결합검출을 수행할 필요가 없을 정도로 채널환경이 양호한 경우 복잡한 검출 알고리즘은 불필요하게 된다.
상술한 요구의 관점에서, 우리는 새로운 신호검출 방법을 발전시키기 위하여 CDMA 이동통신 시스템의 특징을 완벽하게 이용하여야만 한다.
3GPP TDD 시스템에 있어서, 2 종류의 중요한 정보가 이용될 수 있다. 하나는 확산 스펙트럼 코드의 직교성(orthogonality)이고, 다른 하나는 모든 사용자의 채널추정(channel estimation) 결과가 미드앰블 코드로부터 획득될 수 있다는 것이다.
확산 스펙트럼 코드와 관련하여 직교 코드 CDMA 시스템에 있어서, 확산 스펙트럼 코드는 상호 직교 채널화 코드와 셀(cell)의 혼합화 코드(scrambling codes)의 곱으로 산출되며, 이때 동일한 셀 내의 서로 다른 확산 스펙트럼 코드 간에는 직교성이 있다. 예를 들어 3GPP TDD 표준에서, 복합 확산 스펙트럼 코드
Figure 112007003950637-pct00053
는
Figure 112007003950637-pct00002
(
Figure 112007003950637-pct00003
는 코드칩의 시리얼넘버에 따른 순환 요소이다)에 의하여 변조된 이진수이고, 위성신호의 확산 스펙트럼 코드
Figure 112007003950637-pct00054
는 다음의 수학식에 의하여 산출된다.
Figure 112007003950637-pct00055
여기서,
Figure 112007003950637-pct00056
는
Figure 112007003950637-pct00057
(윌시 코드 = 16, 시리얼 넘버 =k)의 채널화 코드,
Figure 112007003950637-pct00058
는 대응되는 복합 요소,
Figure 112007003950637-pct00059
는 셀에 따른 복합 혼합코드 벡터이다.
확산 스펙트럼 코드 간에는 직교성, 즉, 아래와 같은 수학식과 같은 관계가 성립된다.
Figure 112005075477177-pct00010
여기서, *T는 공액변환(통상적으로 기호 H)을 의미하며, 확산 스펙트럼 코드가 16인 경우 2개의 동일한 시리얼 넘버를 가지는 2개의 확산 스펙트럼의 내적은 16이 되면, 동일한 시리얼 넘버를 가지지 않는 2개의 확산 스펙트럼의 내적은 0이 된다.
복수 사용자 채널(multi-user channel)의 추정과 관련하여 3GPP TDD 시스템에 있어서, 서빙 셀 내의 모든 유저의 채널응답 결과 h(k) 는 미드앰블 코드를 이용하여 아래의 수식으로부터 산출될 수 있다.
h (k)=(h1 (k), h2 (k), ...., hW (k))T
여기서, k=1,....., K으로, 다른 채널추정 창들을 나타내고, W는 채널추정 창의 길이, T 는 변환을 나타낸다.
3GPP TDD 표준의 상술한 세가지 서로 다른 미드앰블 배분방법에 있어서, 미드앰블 코드와 확산 스펙트럼 코드 간의 한정대응관계가 획득되지 않는다고 하더라도 서로 다른 사용자에 대한 대응되는 한정 채널응답 추정결과는 확실히 획득될 수 있다. 채널응답 추정결과는 다중 경로 반응의 시간파형 및 전력특성과 동일하게 적어도 하나 이상의 채널추정 창의 완전한 코드채널 응답을 반영할 수 있다.
본 발명의 목적은 직교코드 CDMA 신호의 특성을 완벽하게 이용할 수 있는 직교코드 CDMA 신호 검출방법을 제공하는 것이며, 또한, 매치드 필터링 방법 또는, 결합검출 방법을 개량하는 동시에 저렴한 비용으로 이동통신 시스템의 성능을 향상시키는 것이다.
상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 직교코드 CDMA 신호 검출방법을 제공하며, 상기 직교코드 CDMA 신호 검출방법은, 직교코드를 사용하는 타임슬롯(time-slot) CDMA 시스템의 수신장치에 이용되는 직교코드 CDMA 신호 검출방법에 있어서,
A. 서빙 셀(serving cell) 내의 모든 사용자의 채널응답 추정결과들을 얻기 위하여, 수신된 신호에 대해 미드앰블 코드를 이용하여 채널추정을 수행하는 단계;
B. 상기 채널추정과 관련된 간섭코드 채널들을 선택하고, 그 후 서빙 셀 내의 모든 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 다중경로신호들(multi-path signals)에 대한 간섭의 총 전력을 산출하는 단계; 및
C. 확산 스펙트럼 코드 및 검출된 그로부터의 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 각 코드 채널의 각 다중경로 신호에 관한 수신 신호에 대해 매치드 필터링을 수행하고, 그리고 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력을 이용하여 다중경로 신호들의 매치드 필터링 결과들에 대하여 최대 비율 결합을 수행하여 최적화 매치드 필터링(matched filtering) 결과를 얻고 그리고 그 최적화 매치드 필터링 결과로부터 직교코드 CDMA 신호검출 결과를 획득하는 단계;를 포함하고, 여기에서, 상기 매치드 필터링결과에 대하여 최대비율결합을 수행하는 단계는 최대비율결합계수를 결정하기 위하여 각 다중경로신호에 대한 간섭의 전력을 산출하는 단계와 그 후 다중경로신호들의 매치드 필터링 결과의 가중결합을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법이다.
또한, 본 발명의 목적을 달성하기 위하여 하기의 단계들이 선택적으로 수행되도록 구성될 수도 있다.
직교코드를 사용하는 타임슬롯(time-slot) CDMA 시스템의 수신장치에 이용되는 직교코드 CDMA 신호 검출방법은 다음 단계들을 포함한다:
A1. 서빙 셀 내의 모든 사용자의 채널응답 결과를 획득하기 위하여 미드앰블 코드를 이용하여 수신신호의 채널추정을 수행하는 단계;
B1. 결합검출 수행여부를 결정하는 단계를 포함하고, 만일 결합검출 수행이 선택되지 않는 경우에는 서빙 셀 내의 모든 코드 채널을 그 채널추정에 관련된 간섭코드 채널로 선택하고, 그렇지 않고 결합검출 수행이 선택되는 경우에는 서빙 셀 내의 결합검출에 관련되지 않은 코드채널을 그 채널추정에서 간섭코드채널로서 선택하여 서빙 셀 내의 모든 사용자의 채널응답 결과를 이용하여 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력을 산출하는 단계;
C1. 확산 스펙트럼 코드 및 검출된 그로부터의 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 각 코드 채널의 각 다중경로 신호들에 관한 수신 신호에 대해 매치드 필터링을 수행하고 그리고 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력를 이용하여 다중경로 신호들의 매치드 필터링 결과에 대하여 최대 비율결합을 수행하여 최적화 매치드 필터링 결과를 획득하는 단계, 여기에서, 상기 매치드 필터링결과에 대하여 최대비율결합을 수행하는 단계는 최대비율결합계수를 결정하기 위하여 각 다중경로신호에 대한 간섭의 전력을 산출하는 단계와 그 후 다중경로신호들의 매치드 필터링 결과의 가중결합을 수행하는 단계를 포함함;
D1. 상기 B1단계에서 결합검출 수행이 선택되지 않는 경우에는 이 단계를 종료하고 최적화 매치드 필터링 결과를 직교코드 CDMA 신호검출 결과로서 출력하고, 그렇지 않고 상기 B1단계에서 결합검출 수행이 선택되는 경우에는 E1단계로 진행하는 단계;
E1. 단계 C1에서 획득된 최적화 매치드 필터링 결과에 대하여 결합검출을 수행하고, 결합검출 결과를 직교코드 CDMA 신호검출 결과로서 출력하는 단계.
본 발명은 직교코드 CDMA 신호를 검출하기 위한 방법을 제공하며, 상기 검출 방법은 주로 다음의 3단계를 통하여 수행된다. 즉, 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력을 산출하는 단계; 다중경로 신호들에 대하여 매치드 필터링을 수행하고 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력을 이용하여 최대 비율 결합을 수행하여 최적화된 매치드 필터링 출력을 획득하는 단계; 최적화 매치드 필터링 출력에 대하여 결합검출을 수행하는 단계로 구성된다.
본 발명을 수행하는 방법에 는 2가지 방법이 있으며, 만약 최적 매치드 필터링 검출방법이 사용되는 경우 상기 3단계중 처음 2단계만이 수행되며, 만약 결합검출 방법이 사용되는 경우 상기 3단계가 모두 수행되게 된다.
본 발명에 따른 검출방법은 각각의 경로의 신호에 대한 간섭을 산출하기 위하여 그리고 산출된 간섭을 이용하여 최대 비율 결합을 수행하기 위하여 채널추정결과와 직교코드의 특성을 이용하게 된다. 또한, 본 발명에 따른 검출방법은 간단하고 발전된 방식으로 매치드 필터링 방법 또는 결합검출 방법을 수행하기 위하여 복수의 사용자(multi-user)의 채널추정 결과뿐만 아니라 직교코드의 특성을 이용하며, 보다 저렴한 비용으로 이동통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.
다음과 같은 2가지 경우에 있어, 본 발명은 중요한 의미를 가진다.
첫째, 수신장치가 현재 접속되어 있는 간섭코드 채널의 채널화 코드와 그에 대응되는 채널응답에 대한 완전한 정보를 획득할 수 없는 경우, 본 발명에 따른 검출방법에 따르면 수신장치에 유용한 정보, 즉, 직교코드의 특성과 다중사용자 채널 추정정보를 완벽하게 이용하므로, 종래의 매치드 필터링 및 결합검출 알고리즘을 발전시키고, 시스템 성능의 향상을 달성할 수 있게 된다.
둘째, 수신장치에서 복잡성이라는 제한 때문에 매치드 필터링 방법만이 가능하고 결합검출방법이 사용될 수 없는 경우, 본 발명에 따른 최적화 매치드 필터링 방법은 종래의 매치드 필터링 방법의 그것과 유사한 정도의 복잡성을 가지고 시스템 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있다.
본 발명에 따른 검출방법은 직교코드를 사용하는 타임슬롯 CDMA 시스템에 이용되며, 특히 단말기의 수신장치에 이용될수 있고, 또한, 기지국의 수신장치에도 이용될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직교코드 CDMA 신호 검출과정도.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 대하여 상세히 설명하고자 한다.
직교코드를 사용하는 타임슬롯 CDMA 시스템의 복수 사용자들의 채널응답과 확산 스펙트럼 코드의 직교특성을 이용하기 위하여 제안된 본 발명의 바람직함 일 실시예에 따른 직교코드 CDMA 신호검출 방법은 각각 다른 환경과 요구조건에 따라 적합한 신호검출 방법을 제공한다.
첨부된 도 1을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예에 다른 검출방법 수행과정을 상세히 설명한다.
단계 11 : 채널추정 결과
Figure 112007003950637-pct00011
(채널추정은 어떠한 이동통신 시스템에서도 반드시 수행되어야 하는 단계이다.; 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 검출방법은 채널추정 결과를 기초로 수행되게 된다.)를 획득하기 위하여 미드앰블 코드를 이용하여 수신신호에 대하여 채널추정을 수행.
단계 12 : 채널추정 결과를 이용하여, 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력
Figure 112007003950637-pct00012
를 산출.
각 시간지연 포지션에서의 간섭코드채널들의 총 전력은 채널추정 결과로부터 산출될 수 있다. 직교코드 특성 중 하나는, 동일 시간 지연 포지션에서 서로 다른 직교코드 채널들 사이의 상호간섭 전력이 0이 된다는 것이다. 이러한 특성에 기초하여, 각 시간지연 포지션에서의 간섭코드 채널들로부터 특정 신호코드 채널까지의 간섭의 총 전력은 모든 시간 지연 포지션들에서의 간섭코드 채널의 전력의 합으로부터 그 시간 지연 포지션과 동일한 시간 지연 포지션에서의 간섭코드 채널의 전력을 빼서 구할 수 있다(수학식 2). 또한, 각 시간지연 포지션에서의 신호코드 채널에 대한 간섭의 총 전력은 서빙 셀 내에서 간섭코드 채널들로부터의 간섭 전력에 인접한 셀들과 써멀 노이즈(열잡음)의 전력을 더하여 구할 수 있게 된다(수학식 3).
먼저, 각 시간지연 포지션에서의 간섭코드 채널들로부터의 총 전력 PI,i(기호 I는 간섭을 의미한다)는 채널추정 결과
Figure 112007003950637-pct00013
에 의하여 산출되며, 채널추정 결과는 수학식 1에 의하여 구할 수 있다.
Figure 112007003950637-pct00060
여기서,i=1,.....,W, W는 채널추정 창의 길이를 나타내며, k=1,.....,K,는 다른 채널추정 창을 나타낸다. 주의할 점은, 만약 결합검출을 수행하도록 선택되어진 경우 수학식 1에서 "간섭코드 채널 k"는 결합검출에 관련되지 않은 서빙 셀 내의 코드채널들의 합으로 주어지며, 만약 결합검출을 수행하는 것이 선택되지 않는 경우 "간섭코드 채널 k"는 현재 사용자의 현재 코드채널을 포함한 서빙 셀 내의 모든 코드채널의 합으로 주어진다는 것이다. 결합검출을 수행하도록 선택되어진 경우, 결합검출 방법은 아래의 단계들에 의하여 수행되며, 결합검출은 확산 스펙트럼 코드의 채널추정 결과를 가지고 가중 최적화 매치드 필터링 결과에 대하여 수행하고, 그리하여 결합검출 결과가 획득되게 된다. 결합검출 수행이 선택되지 않은 경우, 복수 사용자 채널추정 결과, 입력신호 및 다중경로 신호에 대해 산출된 간섭전력을 가지고 가중 최적화 매치드 필터링이 수행되어 매치드 필터링 결과가 획득된다.
다음으로, 각 시간지연 포지션(또는 전체로서 W 시간 지연 포지션들이 있는, 탭 포지션(tap position)으로 언급됨)에서의 간섭코드채널로부터 신호코드채널까지의 대한 간섭의 총 전력 Ii는 직교코드의 특성(동일 시간 지연 포지션에서의 직교코드들의 간섭은 0)을 이용하여 산출된다.
Figure 112007003950637-pct00061
다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력
Figure 112007003950637-pct00016
는 수학식 3과 같이 각 시간지연 포지션에서의 간섭코드 채널들로부터 신호코드 채널까지의 간섭의 총 전력에 인접 셀 및 써멀 노이즈(열잡음)의 간섭의 총합을 더하여 산출된다.
Figure 112005075477177-pct00017
여기서,
Figure 112007003950637-pct00018
는 인접 셀들과 써멀 노이즈(열잡음)로부터 발생되는 간섭전력이며,
Figure 112007003950637-pct00019
는 수학식 2의 각 시간지연 포지션에서의 간섭코드 채널들로부터 신호코드 채널까지의 간섭을 산출하기 위한 가중요소로서, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면 바람직하게는 0.5 이상 2 이내의 범위, 더 바람직하게는 1로 설정될 수 있다.
단계 13 : 다중경로신호들에 대한 매치드 필터링을 수행하고 그리고 다중경로 신호들에 대한 간섭 전력을 고려하여 최대 비율 결합을 수행하여 최적화 매치드 필터링 출력을 획득. 즉, 최적화 매치드 필터링 출력을 획득하기 위하여, 각 시간지연 포지션에서 검출되는 사용자의 확산 스펙트럼 코드의 채널응답 산출결과를 이용하여 다중경로 신호들의 각각에 대하여 관련된 매치드 필터링을 수행하고, 단계 12에서 획득된 각 시간지연 포지션에서의 신호코드 채널에 대한 간섭의 총 전력을 이용하여 다중경로신호들에 대한 매치드 필터링 결과를 최대비율결합에 따라 가중합산을 수행한다.
각 시간지연 포지션에서의 매치드 필터링 이후의 각 코드채널에 대한 가중요소를
Figure 112007003950637-pct00020
라 하면,
Figure 112007003950637-pct00021
는 아래의 수학식 4에 표현된 바와 같이 간섭의 총 전력
Figure 112007003950637-pct00022
에 반비례한다.
Figure 112005075477177-pct00023
따라서, 최적화 매치드 필터링 출력은 다음 수학식 5와 같이 구해진다.
Figure 112005075477177-pct00024
여기서,
Figure 112005075477177-pct00025
는 가중요소 행렬이며,
Figure 112005075477177-pct00026
는 크로네 크 곱(Kroneck product), I는 단위행렬, A는 시스템 응답행렬,
Figure 112005075477177-pct00027
, e는 입력된 수신신호이다.
단계 12에서, 만약 산출과 관련된 간섭코드 채널이 서빙 셀 내의 모든 코드채널인 경우(즉, 결합검출 수행이 선택되지 않은 경우), 이 단계는 종결되고 최적화 매치드 필터링 결과가 직교코드 CDMA 신호검출 결과로서 출력된다. 즉, 매치드 필터링 결과
Figure 112007003950637-pct00028
(도 1의 1에서 출력됨)가 직교코드 CDMA 신호검출 결과로서 출력된다. 단계 12에서 만약 산출과 관련된 간섭코드가 서빙 셀 내의 결합검출이 수행되지 않은 코드채널인 경우(즉, 결합검출 수행이 선택된 경우) 단계 14가 수행된다.
단계 14 : 최적화 매치드 필터링 출력에 대하여 결합검출을 수행. 즉, 확산 스펙트럼 코드와 그에 대응되는 채널응답(채널추정결과)를 이용하여 단계 13에서 획득된 매치드 필터링 결과에 대하여 결합검출을 수행한다. 결합검출은 선형처리 방법 또는, 비선형 처리방법이 사용될 수 있다. 결합검출 후 다중코드 채널신호에 대한 결합검출 결과(도1의 2에서 얻어짐)가 직교코드 CDMA 신호검출 결과가 된다.
결합검출은 결정 피드백 및 간섭제거 방법(decision feedback and interference cancellation method)(가장 보편적인 결합검출 방법 중 하나) 또는, 선형 블록 균등화 방법(Linear Block Equalization method)으로 수행될 수 있다. 여기서, 선형 블록 균등화 방법을 이용한 결합검출 알고리즘은 다음 수학식 6과 같다.
Figure 112005075477177-pct00029
여기서, (T)는 다음 식에 따라 산출되며,
Figure 112005075477177-pct00030
여기서 ZF-BLE은 제로포싱-블록 선형 균등화 접근법(Zero Forcing-Block Linear Equalization approach), MMSE-BLE은 최소 평균 제곱오류-블록 선형 균등화접근법(Minimum Mean Squared Error-Block Linear Equalization approach),
Figure 112007003950637-pct00031
는 서빙 셀 내의 코드채널로부터의 간섭을 포함한 모든 간섭의 전력이다.
결론적으로, 실제적인 응용에 있어서, 본 발명에 따른 검출방법은 다음의 2가지 전형적인 방법 중 하나로 수행되어질 수 있다.
첫번째 방법은 결합검출 방법을 이용한다. 이 방법은 상술한 모든 단계(단계 12, 13 및 14)의 수행을 필요로 한다. 그러나 단계 12의 다중경로 신호들에 대한 간섭 전력 산출에 있어서, 간섭코드 채널 k는 결합검출에 관계되지 않는 다른 직교코드 채널의 합계로서 주어진다.
또 다른 방법은, 결합검출 방법을 이용하지 않는다. 이 방법은, 상술한 최적화 매치드 필터링 단계(단계 12 및 13)의 수행을 필요로 한다. 그러나, 단계 12의 다중경로 신호들에 대한 간섭 전력을 산출함에 있어서, 간섭코드 채널 k는 모든 직교채널(현재 사용자의 현재 코드를 포함)의 합계로서 주어진다.
본 발명에 따른 검출방법은 특히 직교코드 CDMA 시스템의 단말기에 적합하 며, 또한, 기지국 장치에도 사용이 가능함은 당업자에게 자명할 것이다.
직교코드를 사용하는 타임슬롯 CDMA 시스템의 복수 사용자들의 채널응답과 확산 스펙트럼 코드의 직교특성을 이용하기 위하여 제안된 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 직교코드 CDMA 신호검출 방법은 각각 다른 환경과 요구조건에 따라 적합한 신호검출 방법을 제공한다.
또한, 본 발명에 따르면 저렴한 비용으로 이동통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

Claims (9)

  1. 직교코드를 사용하는 타임슬롯(time-slot) CDMA 시스템의 수신장치에 이용되는 직교코드 CDMA 신호 검출방법에 있어서,
    A. 서빙 셀(serving cell) 내의 모든 사용자의 채널응답 추정결과들을 얻기 위하여 수신된 신호를 미드앰블 코드를 이용하여 채널추정을 수행하는 단계;
    B. 상기 채널추정과 관련된 간섭코드 채널들을 선택하고, 그 후 서빙 셀 내의 모든 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 다중경로 신호(multi-path signals)에 대한 간섭의 총 전력을 산출하는 단계; 및
    C. 확산 스펙트럼 코드 및 검출된 그로부터의 사용자의 채널응답 추정결과를 이용하여 각 코드 채널의 각 다중경로 신호에 관한 수신 신호에 대해 매치드 필터링을 수행하고 그리고 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력을 이용하여 다중경로 신호들의 매치드 필터링 결과들에 대하여 최대 비율 결합을 수행하여 최적화 매치드 필터링(matched filtering) 결과를 획득하고 그리고 상기 최적화 매치드 필터링 결과로부터 직교코드 CDMA 신호검출 결과를 획득하는 단계;를 포함하고,
    여기에서, 상기 매치드 필터링결과에 대하여 최대비율결합을 수행하는 단계는 최대비율결합계수를 결정하기 위하여 각 다중경로신호에 대한 간섭 전력을 산출하는 단계와 그 후 다중경로신호들의 매치드 필터링 결과의 가중결합을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 B 단계는 결합검출(joint detection) 수행여부를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 B 단계에서 결합검출(joint detection)을 수행하는 것이 선택되지 않는 경우, 서빙 셀 내의 모든 코드 채널들을 상기 채널추정에 관련된 간섭코드 채널들로 선택하고,
    상기 C 단계에 있어서, 획득된 상기 최적화 매치드 필터링 결과는 직교코드 CDMA 신호검출 결과가 되는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 B 단계는 결합검출(joint detection) 수행여부를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 B 단계에서 결합검출을 수행하는 것이 선택되는 경우, 서빙 셀 내의 결합검출에 관련되지 않은 코드채널들을 상기 채널추정에 관련된 간섭코드 채널들로 선택하고,
    상기 C 단계는 결합검출을 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 직교코드 CDMA 신호 검출결과는 최적화 매치드 필터링 결과에 대해 결합검출을 수행함으로써 획득되는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 C 단계에 있어서, 상기 결합검출을 수행하는 단계는 선형 블록 등균화 결합검출 방법(joint detection method of linear block equalization)을 이용함으로써,
    Figure 112007003950637-pct00033
    식을 가지고 결합검출 결과
    Figure 112007003950637-pct00062
    를 산출하는 것을 포함하고,
    여기에서 상기
    Figure 112007003950637-pct00034
    는 상기 C 단계에서 획득된 최적화 매치드 필터링 결과이고, 상기 e 는 입력된 수신신호이고, 상기 (T)는
    Figure 112007003950637-pct00035
    식을 이용하여 산출되며, 여기에서 상기
    Figure 112007003950637-pct00036
    는 간섭전력이고 상기 A 는 시스템 응답행렬인 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 단계 C에 있어서, 상기 결합검출을 수행하는 단계는 결정 피드백 및 간섭제거 방법(decision feedback and interference cancellation method)을 사용하여 상기 단계 C에 획득된 최적화 매치드 필터링 결과에 대해 결합검출을 수행하는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출방법.
  6. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 단계 B에서의 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력을 산출하는 단계는,
    B1. 채널응답 결과
    Figure 112007003950637-pct00063
    를 이용하여
    Figure 112007003950637-pct00064
    식(여기서, k =1,..., K으로 서로 다른 채널추정 창들임)을 가지고 각 시간지연 포지션에서의 간섭코드 채널들로부터 간섭의 총 전력 PI,i를 산출하는 단계;
    B2. 직교코드 특성에 기초하여 각 시간지연 포지션에서의 간섭코드 채널들로부터 신호코드 채널까지의 대한 간섭의 총 전력 Ii를
    Figure 112007003950637-pct00065
    식(여기서, i =1,..., W , W 는 채널추정 창의 길이를 나타냄)을 이용하여 산출하는 단계; 및
    B3. 다중경로 신호들에 대한 간섭의 총 전력
    Figure 112007003950637-pct00040
    을
    Figure 112007003950637-pct00041
    식(여기서,
    Figure 112007003950637-pct00042
    는 인접 셀들과 써멀 노이즈(열잡음)로부터 발생되는 간섭전력이고,
    Figure 112007003950637-pct00043
    는 각 시간지연 포지션에 따른 간섭코드 채널로부터 신호코드 채널까지의 간섭을 산출하기 위한 가중요소(weighting factor)임)을 이용하여 산출하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기
    Figure 112005075477177-pct00044
    는 0.5이상 2이하인 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기
    Figure 112005075477177-pct00045
    는 1인 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호 검출 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 C 단계에서의 최대 비율 결합을 수행하여 최적화 매치드 필터링 결과를 획득하는 단계는,
    C1. 다중경로 신호에 대한 총간섭전력
    Figure 112007003950637-pct00046
    와
    Figure 112007003950637-pct00047
    식을 이용하여, 매치드 필터링 이후의 각 시간지연 포지션에서의 코드채널을 위한 가중요소
    Figure 112007003950637-pct00048
    를 산출하는 단계; 및
    C2. 최적화 매치드 필터링 결과를
    Figure 112007003950637-pct00049
    식
    (여기서, 가중요소 행렬
    Figure 112007003950637-pct00050
    ,
    Figure 112007003950637-pct00051
    ,
    Figure 112007003950637-pct00052
    는 크로네크 곱(Kroneck product), I 는 단위행렬, A 는 시스템 응답행렬, e 는 입력 수신신호)을 이용하여 획득하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교코드 CDMA 신호검출 방법.
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