KR100689175B1 - 적응형 변조 무선 통신 시스템을 위한 개선된 프레임 구조 - Google Patents

적응형 변조 무선 통신 시스템을 위한 개선된 프레임 구조 Download PDF

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Abstract

유닛이 상이한 변조 체계를 사용하여 데이터를 생성할 수 있도록 수신 유닛에 다운링크 타임 슬롯을 할당하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 바람직하게는 유닛에 의해 사용되는 변조 체계의 복잡도의 함수로서 다운링크 타임 슬롯을 할당한다. 또한, 상기 방법은 바람직하게 가장 덜 복잡한 변조 체계에서 최대 복잡한 체계의 타임 슬롯을 할당한다. 상기 방법은 또한 전송 유닛이 상이한 변조 체계를 사용하여 데이터를 생성할 수 있도록 전송 유닛에 업링크 타임 슬롯을 할당한다. 상기 방법은 바람직하게는 업링크 유닛에 의해 이용되는 변조 체계의 복잡도의 함수로서 업링크 타임 슬롯을 할당한다. 또한, 상기 방법은 바람직하게는 가장 덜 복잡한 변조 체계에서 최대 복잡한 체계로 업링크 타임 슬롯을 할당한다. 다른 실시예에서, 다운링크 타임 슬롯은 수신 유닛에 의해 이용되는 기호당 비트 레이트에 따라 할당되며, 바람직하게는 최저 기호당 비트 레이트에서 최고 기호당 비트 레이트로 할당한다. 또한, 업링크 타임 슬롯은 전송 유닛에 의해 이용되는 기호당 비트 레이트의 함수로서 할당되며, 바람직하게는 최저 기호당 비트 레이트에서 최고 기호당 비트 레이트로 할당된다. 본 발명은 또한 프레임 내의 소정 데이터의 비트의 인코딩을 단순화하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 프레임의 길이 곱하기 프레임의 보드 레이트 곱하기 데이터의 비트 패킹의 비를 데이터의 총비트로 나는 비가 항상 정수이도록 오류 코딩 비트를 부가한다. 상기 방법은 또한 상기 방정식이 항상 정수이도록 데이터의 비트를 컨벌루션하게 인코딩할 수 있다. 본 발명은 또 한 필터가 가변 변조 레이트를 갖는 기호를 처리하도록 FIR 필터의 가중치를 업데이트하는 방법을 제공한다. 입력 기호의 변조 레이트가 변할 때, 새로운 변조 레이트를 갖는 제1 기호에 상응하는 가중치는 필터를 통하여 기호가 전달됨에 기초하여 변하게 된다.
적응형 변조, 변조 체계, 프레임 구조, 복잡도

Description

적응형 변조 무선 통신 시스템을 위한 개선된 프레임 구조{IMPROVED FRAME STRUCTURE FOR AN ADAPTIVE MODULATION WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 셀과 연관된 기지국과 다수의 CPE를 갖는 예시적인 셀 구조를 도시하는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 예시적인 시분할 듀플렉스(TDD) 프레임을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 TDD 프레임의 타임 슬롯을 할당하는 예시적인 프로세스의 흐름도.
도 4는 본 발명에 의하여 TDD 프레임 내에 삽입되는 데이터의 구조를 단순화하는 예시적인 프로세스의 흐름도.
도 5는 본 발명에 사용하기 위한 예시적인 송신기의 블록도.
도 6은 본 발명에 사용하기 위한 예시적인 수신기의 블록도.
도 7은 본 발명에 사용하기 적합한 종래 기술의 유한 임펄스 응답("FIR") 필터의 블록도.
도 8a 내지 8f는 필터를 통해 새로운 기호가 전달됨에 따라 FIR 필터의 가중치를 변경하는 본 발명의 방법을 도시하는 도면.
본 발명은 통신 시스템을 위한 프레임 구조에 관한 것으로, 보다 상세하게는 적응형 변조 무선 통신 시스템용 프레임 구조에 관한 것이다.
무선 통신 시스템은 복수개의 고객 댁내 장치(customer premise equipment, CPE)와 네트워크 인프라스트럭처 사이에 양방향 통신을 손쉽게 한다. 예시적인 시스템으로는 이동 휴대폰 시스템, 개인휴대통신(PCS) 및 무선전화기를 포함한다. 이들 무선 통신 시스템의 목표는 CPE 유저를 네트워크 인프라스트럭처(통상 유선-회선 시스템)에 접속할 목적으로 CPE에 접속된 유저와 기지국간에 요구에 따른 통신 채널을 제공하려는데 있다. 다중 액세스 무선 체계에 있어서, 기본 전송 단위는 통상 시간 프레임(frame of time)이다. 이러한 프레임은 통상 복수의 타임 슬롯(time slots)으로 세분된다. 프레임의 타임 슬롯은 제어 데이터와 유저 정보 혹은 데이터를 포함하는 상이한 종류의 데이터를 보유할 수 있다. 프레임의 타임 슬롯의 사용을 관리하기 위해서, 타임 슬롯은 하나 이상의 CPE에 할당되거나 배치될 수 있다. 이런 경우에, 타임 슬롯의 할당을 수신하거나 갖는 CPE는 CPE에 연관된 하나 이상의 유저간의 타임 슬롯의 할당을 파싱(parsing)할 수 있다. CPE는 전형적으로는 접속의 양방향으로 정보를 교환하게 하는 "듀플렉스(duplex)" 체계를 사용하여 기지국과 통신한다. 이런 체계에 있어서, 각 프레임의 타임 슬롯은 기지국으로부터 CPE까지 송신된 데이터 및 CPE로부터 기지국까지 송신된 데이터에 할당될 수 있다.
기지국으로부터 CPE까지의 전송을 통상 "다운링크(downlink)" 전송이라 한다. CPE로부터 기지국까지의 전송은 통상 "업링크(uplink)" 전송이라 한다. 종래기술의 무선 통신 시스템은 전형적으로 기지국과 CPE간 정보 교환을 손쉽게 하도록 본 기술분야에 공지된 시분할 듀플렉싱(Time Division Duplexing: TDD)을 사용한다. TDD 시스템에 있어서, 기지국과 관련 CPE간 전송의 듀플렉싱은 시간 도메인 내에서 수행된다. 또한, CPE는 전형적으로는 특정한 미리 정해진 무선 주파수를 갖는 신호로 관련 기지국과 통신한다. TDD 시스템에 있어서, 신호의 대역폭 혹은 채널은 반복적인 시간 기간(time periods) 혹은 타임 "슬롯"(slots)을 갖는 프레임으로 시분할된다. 타임 슬롯은 기지국과 관련 CPE간 업링크 및 다운링크 송신을 위해 이용된다.
무선 시스템이 하나의 지역 내에서 실행될 때, 그 지역은 통상 각 셀 내에 위치된 기지국을 갖는 셀로 분할된다. 무선 시스템의 셀 내에 각 기지국은 이상적으로는 셀 내에 위치한 CPE들 사이에 통신을 제공한다. 셀의 크기 혹은 구조는 일반적으로는 기지국의 물리적 위치, 빌딩 위치 및 셀 내에 놓인 다른 물리적 장애물의 함수로서 결정된다. 셀에 이용될 수 있는 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계는 셀 내의 채널 간섭 및 CPE의 구현 혹은 모뎀 복잡도로 인해 제한될 수 있다. 채널 간섭은 셀 내에 기지국과 CPE들간 신호의 왜곡으로 말미암아 셀 내의 상이한 CPE에 할당된 인접 타임 슬롯 사이에 발생할 수 있다. 이러한 신호는 신호의 파괴적인 다중경로 응답(여기서 신호는 셀 내에 물리적 물체로부터 떨어져 반사된다)에 의해 통상 왜곡된다. 부가하여, 신호는 (비와 같은)대기 조건에 의해 통상 왜곡된다. 따라서, 셀 내에 기지국과 연관된 모든 CPE들간에 듀플렉스 통신을 갖기 위하여, 기지국과 연관된 모든 CPE들간의 통신을 가능케하는 기호당 비트 레이트를 갖는 변조 체계가 선택된다.
그러나, CPE와 기지국간 채널 간섭은 각 CPE에 대하여, 예를 들면 기지국과 CPE간의 물리적 장애에 따라 변한다. 결과적으로, 각 CPE와 기지국간 통신에 사용될 수 있는 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계(즉, 주어진 채널 간섭에서 수용가능한 오차율을 가짐)는 변할 수 있다. 부가하여, 기지국과 연관된 CPE의 구현 혹은 모뎀 복잡성은 몇몇 CPE가 기지국과 연관된 다른 것들보다 높은 기호당 비트 레이트 변조 체계를 지원할 수 있는곳에서 변할 수 있다. 따라서, 몇몇 CPE가 셀 내에 보다 높은 기호당 비트 레이트 변조를 지원할 수 있는, 모든 CPE에 대한 하나의 낮은 기호당 비트 레이트의 선택은 대역폭 활용을 극대화할 수 없을 것이다. 상이하거나 가변인, 셀과 연관된 다른 CPE에 대한 기호당 비트 레이트의 사용은 대역폭 활용을 개선시킬 수 있을 것이다. 불행히도, 가변 기호당 비트 레이트는 그 복잡성으로 말미암아 기지국과 연관된 CPE간 통신에 사용되지 않는다. 특히, 가변 기호당 비트 레이트 변조 체계는 통상적으로 몇몇 CPE가 구현 혹은 모뎀 복잡성을 이미 제한한 복잡한 CPE 복조기를 필요로 한다. 따라서 CPE의 복잡성을 증가시키지 않는, 셀 내의 CPE와 기지국에 대한 가변 기호당 비트 레이트 변조를 가능케하는 프레임 구조 및 프레임 구성 기술에 대한 요구가 존재한다. 본 발명은 이같은 프레임 구조 및 프레임 구성 기술을 제공한다.
본 발명은 다운링크 타임 슬롯 내에 저장되는 변조 데이터의 복잡도에 기초하여 다운링크 타임 슬롯을 순서짓거나 할당하는 방법을 포함한다. 바람직하게는 상기 다운링크 타임 슬롯은 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 최대 복잡한 변조 체계(modulation scheme)까지 분류된다. 일 실시예에 있어서, 상기 방법은 적어도 2개의 유닛에 의해 이용되는 변조 체계가 변할 수 있는 적어도 2개의 수신 유닛에 적어도 2개의 다운링크 타임 슬롯의 일부를 할당한다. 상기 방법은 우선 적어도 2개의 유닛에 의해 사용되는 변조 체계의 복잡도를 결정한다. 그런 다음 상기 방법은 이들이 사용하는 변조 체계의 복잡도에 기초하여 적어도 2개의 유닛에 적어도 2개의 타임 슬롯의 일부를 할당한다. 주지한 바와 같이, 이상적으로, 적어도 2개의 다운링크 타임 슬롯 중 일부는 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 가장 복잡한 변조 체계까지 할당된다. 또 다른 실시예에서, 상기 방법은 우선 이들이 사용하는 변조 체계의 복잡도의 함수로서 적어도 2개의 유닛을 순서지을 수 있다. 그런 다음 상기 방법은 상기 적어도 2개의 유닛의 순서에 기초하여 적어도 2개의 타임 슬롯의 일부를 할당할 수 있다.
또한, 상기 방법은 업링크 타임 슬롯 내에 저장될 변조 데이터의 복잡도에 기초하여 프레임의 업링크 타임 슬롯을 순서지을 수 있다. 바람직하게, 업링크 타임 슬롯은 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 최대 복잡한 변조 체계까지 분류된다. 일 실시예에서, 상기 방법은 적어도 2개의 전송 유닛에 의해 사용되는 변조 체계가 변할 수 있는 적어도 2개의 전송 유닛에 적어도 2개의 업링크 타임 슬롯을 할당한 다. 상기 방법은 우선 적어도 2개의 전송 유닛에 의해 사용되는 변조 체계의 복잡도를 결정한다. 그런 다음 상기 방법은 이들이 사용하는 변조 체계의 복잡도에 기초하여 적어도 2개의 전송 유닛에 적어도 2개의 타임 슬롯을 할당한다. 주지된 바와 같이, 이상적으로는 상기 적어도 2개의 업링크 타임 슬롯은 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 최대 복잡한 변조 체계까지 할당된다. 다른 실시예에서, 상기 방법은 우선, 이들이 사용하는 변조 체계의 복잡도의 함수로서 적어도 2개의 전송 유닛을 순서지을 수 있다. 그런 다음 상기 방법은 적어도 2개의 전송 유닛의 순서에 기초하여 적어도 2개의 업링크 타임 슬롯을 할당할 수 있다.
본 발명은 또한 다운링크 타임 슬롯 내에 저장되는 데이터를 생성하도록 사용되는 변조 체계의 기호당 비트 레이트에 기초하여 다운링크 타임 슬롯을 순서짓는 방법을 포함한다. 바람직하게는 상기 다운링크 타임 슬롯은 최저 기호당 비트 레이트 변조 체계부터 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계까지 분류된다. 일 실시예에서, 상기 방법은 적어도 2개의 유닛에 의해 이용되는 기호당 비트 레이트 변조 체계가 변할 수 있는 적어도 2개의 수신 유닛에 적어도 2개의 다운링크 타임 슬롯의 일부를 할당한다. 상기 방법은 우선 적어도 2개의 유닛에 의해 이용되는 변조 체계의 기호당 비트 레이트를 결정한다. 그런 다음, 상기 방법은 이들이 이용하는 기호당 비트 레이트 변조 체계에 기초하여 적어도 2개의 유닛에 적어도 2개의 타임 슬롯의 일부를 할당한다. 주지된 바와 같이, 이상적으로는 적어도 2개의 다운링크 타임 슬롯의 일부는 최저 기호당 비트 레이트로부터 최고 기호당 비트 레이트까지 할당된다. 다른 실시예에서, 상기 방법은 우선 이들이 이용하는 변조 체계의 기호 당 비트 레이트에 따라 적어도 2개의 유닛의 일부를 순서지을 수 있다. 그런 다음 이 방법은 적어도 2개의 유닛의 순서에 기초하여 적어도 2개의 타임 슬롯의 일부를 할당할 수 있다.
또한, 상기 방법은 업링크 타임 슬롯 내에 저장되는 데이터를 생성하도록 이용되는 변조 체계의 기호당 비트 레이트에 기초하여 프레임의 업링크 타임 슬롯을 순서지을 수 있다. 바람직하게는 업링크 타임 슬롯은 또한 최저 기호당 비트 레이트로부터 최대 기호당 비트 레이트로 분류된다. 일 실시예에서, 상기 방법은 적어도 2개의 전송 유닛에 의해 이용되는 변조 체계의 기호당 비트 레이트가 변할 수 있는 적어도 2개의 전송 유닛에 적어도 2개의 업링크 타임 슬롯을 할당한다. 상기 방법은 우선 적어도 2개의 전송 유닛에 의해 이용되는 변조 체계의 기호당 비트 레이트를 결정한다. 그런 다음 상기 방법은 이들이 이용하는 변조 체계의 기호당 비트 레이트에 기초하여 적어도 2개의 전송 유닛에 적어도 2개의 타임 슬롯을 할당한다. 주지된 바와 같이, 이상적으로는 적어도 2개의 업링크 타임 슬롯은 최저 기호당 비트 레이트 변조 체계로부터 최고 기호당 비트 레이트 변조 체계까지 할당된다. 다른 실시예에서, 상기 방법은 우선 이들이 사용하는 기호당 비트 레이트 변조 체계의 함수로서 적어도 2개의 전송 유닛을 순서지을 수 있다. 그런 다음 상기 방법은 적어도 2개의 전송 유닛의 순서에 기초하여 적어도 2개의 업링크 타임 슬롯을 할당할 수 있다.
본 발명은 또한 프레임 내로 데이터의 Ld 비트를 인코딩하는 것을 결정하는 방법을 포함한다. 프레임은 시간 길이 T를 갖고, 프레임은 보드 레이트(baud rate) R로 전송된다. 상기 방법은 우선 데이터의 Ld 비트에 대한 변조의 최대 고정된 기호당 비트 레이트를 결정한다. 그런 다음 상기 방법은 (R*T* Bi )/( Ld +x)가 정수이도록 x 오류 코드 비트를 추가하며, 여기서 Bi는 이용되는 변조 체계의 기호당 비트 레이트이다. x는 최소 블록 오류율에 기초하여 최소값을 가질 수 있다는 것을 주지하라. 또한, x 오류 코드 비트는 리드 솔로몬(Reed-Solomon) 인코딩된 오류 비트일 수 있다. 다른 실시예에서, 상기 방법은 최대 기호당 비트 레이트, 데이터의 Ld 비트에 대한 변조 체계의 Bi를 결정할 수 있다. 그런 다음 상기 방법은 (R*T* Bi )/( Ld +x)가 정수이도록 x 오류 코드 비트를 추가할 수 있다.
또 다른 실시예에서, 상기 방법은 우선 컨벌루션 비를 선택하며, 여기서 선택된 컨벌루션 비는 데이터의 Ld 비트의 컨벌루션 인코딩후 데이터의 Ld비트에 y 컨벌루션 비트를 추가한다. 그런 다음 상기 방법은 (R*T* Bi )/( Ld +x+y)가 정수이도록 x 오류 코드 비트를 추가한다. 이 방법에서, 컨벌루션 비는 (R*T* Bi )/( Ld +x+y)가 정수이도록 수정될 수 있다. 부가하여, x 오류 비트의 수는 (R*T* Bi )/( Ld +x+y)가 정수이도록 선택될 수 있다.
또한, 본 발명은 복수개의 다운링크 타임 슬롯 중 하나가 제어 정보를 포함하는 복수개의 다운링크 타임 슬롯을 갖는 프레임의 변조 체계를 결정하는 방법을 포함한다. 이러한 방법에서, 복수개의 다운링크 타임 슬롯에 대한 변조된 데이터를 생성하는 데에 이용되는 변조 체계는 복수개의 다운링크 슬롯 각각에 대하여 변할 수 있다. 부가하여, 상기 프레임은 복수개의 유닛 각각이 최대 복잡도를 갖는 변조 체계를 지지할 수 있는 복수개의 유닛으로 전송될 수 있다. 이 방법은 우선 복수개의 유닛 각각에 의해 지지된 최저 모뎀 복잡도를 결정한다. 그런 다음 상기 방법은 결정된 최저 모뎀 복잡도에 대한 제어 정보를 포함하는 복수개의 다운링크 타임 슬롯의 다운링크 슬롯의 변조 복잡도를 설정한다.
이러한 방법에서, 제어 정보를 포함하는 복수개의 다운링크 슬롯의 다운링크 슬롯은 복수개의 다운링크 슬롯의 시간 순서 내에서 제1 다운링크 슬롯일 수 있다. 부가하여, 상기 방법은 또한 복수개의 유닛 중 적어도 2개의 유닛에 대한 변조된 데이터를 생성하는데 이용되는 변조 체계의 복잡도를 결정할 수 있다. 그런다음 상기 방법은 적어도 2개의 유닛에 대한 변조된 데이터를 생성하는 데에 이용되는 변조 체계의 복잡도에 기초하여 적어도 2개의 유닛에 복수개의 타임 슬롯 중 적어도 2개의 타임 슬롯을 할당할 수 있다. 적어도 2개의 유닛에 대한 할당은 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 가장 복잡한 변조 체계까지일 수 있다.
본 발명은 또한 유한 임펄스 응답 필터의 가중치 값을 설정하기 위한 방법이 포함된다. 이러한 경우에서, 필터는 가변 변조 레이트를 갖는 기호를 수신하고, 복수개의 기호를 저장하며, 각 저장된 기호는 상응하는 가중치를 갖는다. 상기 방법은 우선 제1 기호가 최후에 저장된 기호와는 다른 변조 레이트를 갖고 수신되는 때를 결정한다. 그런 다음 상기 방법은 제1 기호의 변조 레이트에 기초하여 제1 기호에 상응하는 가중치값을 변화시킨다. 상기 방법은 또한 상기 제1 기호의 변조 레이트와 동일한 변조 레이트를 갖는 제2 기호를 수신하는 것을 포함할 수 있다. 이후에, 제1 기호의 변조 레이트에 기초하여 제1 기호에 상응하는 가중치 값을 변화시킨다. 보다 일반적으로, 상기 방법은 제1 기호가 필터를 통하여 전달됨에 따 라 제1 기호의 변조 레이트에 기초하여 제1 기호에 상응하는 가중치 값을 변화시킨다.
본 발명의 바람직한 실시예 및 그와 다른 실시예가 첨부 도면 및 상세한 설명에 기술된다. 발명의 상세한 설명이 일단 공지되면, 다수의 추가적인 변경 및 변화가 이 기술분야의 당업자에게 명백해질 것이다.
본 명세서에서 기술된 바람직한 실시예 및 예는 본 발명을 한정하는 것이 아니라 예시적인 것으로 간주되어야 한다.
본 발명은 적응형 변조를 이용하는 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 개선된 프레임 구조 및 프레임 구조를 생성하는 프로세스를 포함한다. 적응형 변조는 신호의 채널 간섭 혹은 CPE의 구현 혹은 모뎀 복잡도의 함수로서 CPE와 기지국간 전송된 신호의 기호당 비트 레이트 변조 체계 혹은 모뎀 복잡도를 변화시키는 것을 포함한다. 도 1은 셀(10) 내의 중앙에 위치된 기지국(20) 및 기지국과 연관된 복수개의 CPE(30, 32, 34, 36, 38)를 포함하는 예시적인 셀(10)의 도면이다. 도 1은 CPE의 신호사이에 채널 간섭을 일으킬 수 있는, 빌딩 혹은 기타 물리적 장애물(예를 들어, 나무 혹은 언덕)은 도시하지 않았다.
상술한 바와 같이, 셀(10) 내에 사용하기 위해 선택된 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계 혹은 기술 혹은 가장 복잡한 변조 체계는 CPE와 CPE의 구현 혹은 모뎀 복잡도간 채널 간섭의 함수로서 통상 결정된다. 또한, 상술된 바와 같이, 모든 CPE에 의해 지지된 가장 낮은 기호당 비트 레이트 변조 체계에 기초한 단일 최대 기호당 비트 레이트 변조 기술의 선택은 셀(10)내에 대역폭 활용을 최적화할 수 없다. 특히, (예를 들어, 유닛(38, 30)과 같은)몇몇 CPE간의 보다 낮은 채널 간섭은 최대 바람직한 오차 수준이하의 오차 수준을 갖는 보다 높은 비트 변조 기술 혹은 보다 복잡한 변조 체계의 사용을 허용할 수 있다. 그러나, 상이한 CPE들간의 적응형 비트 레이트 변조 혹은 가변 비트 레이트 변조는 CPE가 제한된 구현 혹은 모뎀 복잡도를 미리 갖을 수 있도록 CPE내에 복잡한 송수신기를 통상 필요로 한다.
주지한 바와 같이, 프레임 구조는 복수개의 다운링크와 업링크 슬롯으로 분할된다. 각 다운링크 타임 슬롯은 유저가 그들의 데이터를 하나의 주소 혹은 다른 라벨에 의해 인식하는 다수의 유저에 의해 수신되는 데이터를 저장하는 데에 사용될 수 있다. 업링크 타임 슬롯은 기지국을 통해 유저로부터 또 다른 유저 혹은 시스템으로 데이터 전송을 위하여 개별 유저에게 통상 할당된다. 대역폭 활용을 극대화하고 기지국과 관련 CPE내 변조기 복잡도를 최소화하기 위해, 본 발명은 타임 슬롯 내로 삽입되는 데이터의 구조를 단순화한다. 간략하게, 데이터 블록은 이상적으로는 타임 슬롯의 정수로 파싱된다. 이들 프로세스는 도 4를 참조하여 후술한다. 둘째, 본 발명은 타임 슬롯 내에 배치되는 데이터를 생성하는데 제공되는 모뎀 복잡도 혹은 기호당 비트 레이트 변조 체계의 함수로서 다운링크 및 업링크 타임 슬롯 내의 데이터의 배치를 순서짓거나 분류한다. 도 3을 참조하여 후술된 바와 같이, 이 기술은 CPE 변조기의 복잡도 및 프레임내의 변조 체계 변이의 수를 감소시킨다.
도 2는 적응형 기호당 비트 레이트 변조 체계가 셀과 연관된 CPE의 수신기와 송신기의 복잡도를 증진시키거나 각 프레임내의 변조 체계 변이 수를 감소시키지 않고 프레임 구조 내에서 사용되는 것을 가능케하는 셀 내에 이용되는 예시적인 프레임 구조를 도시한 도면이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 프레임(80)은 복수개의 타임 슬롯을 포함한다. 이 예에 있어서, 제1의 5개의 타임 슬롯(first five time slots)이 (기지국(10)으로부터)다운링크 데이터(82)를 포함하고, 나머지 5개의 타임 슬롯이 (CPE로부터 기지국(10)까지)업링크 데이터(84)를 포함하는 10개의 타임 슬롯이 있다. 이 예에서, 다운링크 슬롯은 DM1, DM2, DM3 및 DM4의 기호당 변조 비트 레이트를 갖고, 여기서 상기 4개의 다운링크 타임 슬롯은 적어도 4개의 CPE에 할당되며, 상기 CPE는 각각의 할당에 기초하여 이들 슬롯 내에 위치한 데이터를 회수할 것이다. 다수의 CPE가 어느 하나의 다운링크 타임 슬롯에 할당될 수 있으며, 여기서 각 CPE는 이들 데이터를 어드레스 혹은 식별자에 기초하여 이같은 슬롯으로부터 회수한다. 결과적으로 CPE는 다운링크 타임 슬롯의 일부에서만 데이터를 단지 회수할 수 있다.
부가하여, 업링크 슬롯은 UM1, UM2, UM3 및 UM4의 기호당 변조 비트 레이트를 가지며, 여기서 상기 4개의 업링크 타임 슬롯은 4개의 CPE에 통상 할당되며, 상기 CPE는 그들 각각의 할당에 기초하여 이들 슬롯 내에 데이터를 삽입할 것이다. 몇몇 실시예에서, CPE는 하나 이상의 업링크 슬롯에 할당될 수 있다는 점을 주지하라. 또한, 다운링크 제어 정보는 다운링크 타임 슬롯의 출발시점에 위치될 수 있으며, 예약되지 않은 타임 슬롯은 업링크 타임 슬롯의 출발시점에 위치될 수 있다. 셀에 연관된 어떠한 CPE가 셀 내의 CPE의 위치에 상관없이 다운링크 제어 정보 타 임 슬롯 내에서 위치된 데이터를 회수할 수 있다는 것은 명백하게 바람직하다. 부가하여, 각 CPE는 예약되지 않은 업링크 타임 슬롯 내로 데이터를 삽입할 수 있어야 한다.
상술된 바와 같이, 적응형 기호당 비트 레이트 변조 시스템에서, 변조 체계는 각 CPE에 대해, 따라서 각 다운링크 및 업링크 타임 슬롯에 대해 변할 수 있다. 상기 시스템에 이용되는 CPE와 기지국의 복잡도를 최소화하고, 프레임 내의 변조 체계 변이 수를 감소시킬 목적으로, 본 발명은 DM1≤DM2≤DM3≤DM4 및 UM1≤UM2≤UM3≤UM4일 것을 필요로 한다. 따라서, 이상적으로, 타임 슬롯 내의 데이터는 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 가장 복잡한 변조 체계까지 배열된다. 주지된 바와 같이, 이 기술은 변조 변이 수를 감소시키고, 이는 프레임 구조(80)를 사용하는 기지국의 구현을 단순화할 수 있다. 이는 또한 기지국과 CPE가 가장 덜 복잡한 데이터에 대하여 트레인(train)하는 것을 가능하게 하는데, 이는 오차율을 줄일 수 있다.
또한, 이상적으로는 상기 다운링크 제어 정보는 시스템의 가장 덜 복잡한 변조 체계를 사용하여 인코딩되며, 예약되지 않은 업링크 타임 슬롯 내에 배치된 정보 또한 시스템의 가장 덜 복잡한 변조 체계를 사용하여 이상적으로 인코딩된다. 이는 셀과 연관된 모든 CPE가 바람직한 오차 수준 내에 정보를 수신하거나 혹은 인코딩할 수 있을 것임을 확실히 한다. 이상적으로, 상기 제어 정보는 프레임 내의 어디에서 변조 변이가 일어나는지를 나타낸다. 도 2에 도시된 프레임(80)의 타임 슬롯을 할당하는 예시적인 프로세스(90)를 도 3을 참조하여 나타내었다.
도 3에 도시한 바와 같이, 프로세스(90)의 제1 단계(92)는 어느 CPE가 다음 프레임 내에서 적어도 하나의 타임 슬롯에서 수신할지를 결정하는 단계를 포함한다. 상술한 바와 같이 듀플렉스 시스템에서, 다운링크 타임 슬롯 내에서 데이터를 수신하는 CPE는 업링크 타임 슬롯 내에 데이터를 전송할 수도 있다. 지점 대 다지점 혹은 멀티캐스트 시스템과 같은 다른 시스템에서, 업링크 타임 슬롯보다는 다운링크 타임 슬롯이 보다 많을 수 있다. 그런 다음(단계 94에서) CPE에 의해 이용되는 최대 복잡한 변조 체계 혹은 변조 체계의 기호당 최대 비트 레이트는 각 CPE에 대하여 결정된다. 상술된 바와 같이, 최대 복잡한 변조 체계 혹은 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계는 CPE의 신호의 채널 간섭 및 최대 바람직한 오차 수준 및 CPE의 구현 혹은 모뎀 복잡도의 함수로서 결정될 수 있다.
바람직한 실시예에서, 2진 위상 편이 키잉 방식(이하, 'BPSK'라 한다) 변조는 가장 덜 복잡한 변조 체계에 대하여 선택될 수 있다. BPSK에서, 변조 체계의 기호당 비트 레이트 Bi는 1이다. 즉, 각 기호는 하나의 비트를 나타낸다. Bi는 또한 변조 체계 효율로도 불릴 수 있다. 즉, 체계가 데이터를 얼마나 효율적으로 인코딩하는가를 의미한다. 4 직교 진폭 변조(QAM)이 중간 변조 체계를 위해 사용될 수 있다. QAM 4에 있어, 변조 체계의 기호당 비트 레이트 Bi는 2이다. 즉, 각 기호는 2비트를 나타낸다. 보다 큰 직교 진폭 변조가 보다 복잡한 변조 체계에 사용될 수 있으며, 예를 들어, 변조 체계의 기호당 비트 레이트 Bi가 6인 QAM 64는 각 기호가 6비트를 나타낸다. 변조 복잡도 혹은 기호당 비트 레이트 변조 체계는 프레임마다 수정될 수 있거나 혹은 특정 CPE에 대하여 복수개의 프레임에 대하여 일정하게 유지될 수 있다. 또한, CPE는 바람직한 변조 복잡도 혹은 체계를 선택하거나 나타낼 수 있다.
*CPE 각각에 대하여 데이터를 인코딩하는데 사용되는 변조 복잡도 혹은 기호당 비트 레이트 변조 체계 결정시, 단계 96에서, 상기 CPE는 선택된 변조 복잡도 혹은 기호당 비트 레이트 변조 체계에 기초하여 오름차순으로 분류된다. 즉, 최저 기호당 비트 레이트 변조 체계로부터 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계로, 혹은 가장 덜 복잡한 변조 체계에서 가장 복잡한 변조 체계로 분류된다. 최종적으로, 프레임의 타임 슬롯은 최저 기호당 비트 레이트 변조 체계로부터 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계로, 혹은 가장 덜 복잡한 변조 체계로부터 가장 복잡한 변조 체계로 분류 순서 내에서 CPE에 배치되거나 할당된다. 전술한 바와 같이, 프레임은 이러한 프로세스를 사용하여 구성됨으로써 이로부터 데이터를 삽입하거나 혹은 회수하는 기지국 및 CPE의 복잡도를 감소시킨다. 변조 체계가 CPE마다 변한다 하여도, 버스트(in burst) 송신되는 기호 수는 그 변조 체계와는 상관없이 모든 CPE에 대하여 소정 수 nxS로 통상 고정된다는 것을 주지하라.
기호의 그룹 nxS의 고정 버스트와 가변 변조 체계가 주어질 때 타임 슬롯의 구성을 단순화하는 것이 바람직하다. L 비트의 변조는 고정 수의 기호 S를 생성하며, 여기서 S=(L｜B1)이고 B1은 변조 체계의 기호당 비트 레이트임을 주지하라. 타임 슬롯 사용 및 대역폭 관리를 간단히 하기 위하여, (L｜B1) 혹은 S는 이상적으 로는 타임 슬롯 Ts의 길이와 프레임의 보드 레이트 R의 곱의 정수배이다. 따라서, 이상적으로 L 비트는 변조 체계에 기초하여 타임 슬롯 Ts의 정수에 맞추어진다. 각 프레임은 고정된 수의 타임 슬롯을 가지며, 여기서 프레임의 길이(즉, 타임 슬롯의 수)는 시스템의 신호 전송과 보드 레이트 R(초당 전송된 기호)간 최대 바람직한 지연 TD의 함수를 결정한다는 것을 주지하라. 따라서, 각 프레임에 있어서, 전송된 기호 수는 TD*R과 동등하다. 기호의 수 nxS 혹은 (L｜B1)은 프레임당 전송된 기호의 수의 정수 복수배인 것이 바람직하다. 따라서, 비(TD*R)(L｜B1)이 정수인 것이 바람직하다. 비(TD*R)(L｜B1)이 정수일 때, nxS 기호의 버스트의 고정된 수가 각 프레임 내에 전송될 수 있다. 이는 프레임 사용 및 대역폭 관리를 간단히 할 수 있다.
대다수 시스템에 있어서, 데이터의 L 비트는 오버헤드 혹은 순방향 오류 정정(Forward Error Correction; FEC) 정보를 포함하는 인코딩된 신호를 나타내며, 여기서 L비트의 LD만이 유닛 혹은 기지국에 전송될 순수한 데이터이다. 이들 시스템에서, 버스트 전송되는 데이터 비트 LD의 수는, 예를 들어, 256, 512 혹은 1024 비트로 고정될 수 있다. FEC 정보는 통상 컨벌루션 인코딩 비트 및 리드-솔로몬(Reed-Solomon, RS(n,k)) 데이터와 같은 오류 정정 인코딩 비트를 포함하는 블록 코드를 포함한다. 다른 실시예에서, 컨벌류션으로 인코딩된 데이터는 또한 오류 인코딩 이전에 인터리브(interleave)될 수 있다. TD,R 및 S는 시스템 구속으로 인 해 고정되고, B1은 채널 간섭 및 모뎀 혹은 구현 복잡도의 함수로서 선택된다면, L은 이상적으로는 타임 슬롯 구성 혹은 프레임의 대역폭 관리를 단순화하도록 수정된다. 주지된 바와 같이, LD 또한 이 시스템 내에서 고정될 수 있다. 이러한 시스템에서 L은 시스템 각각의 가능한 변조 체계에 대하여 결정될 것이다. 도 4는 프레임 사용이 간단하게 되도록 유닛 혹은 기지국에 의해 데이터의 송신을 위해 TD,R 및 B1에 기초하여 L을 구성하거나 결정하는 바람직한 프로세스(60)의 흐름도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 프로세스(60)의 제1 단계(62)는 시스템의 최대 허용가능한 지연 TD를 결정한다. 전술한 바와 같이, 지연 TD는 CPE 혹은 유닛과 기지국간 신호의 송신 사이에 최대 허용가능한 지연과 동등하게 설정된다. 단계 64에서, LD 비트의 송신을 위해 이용될 수 있는 최대 기호당 비트 레이트 변조 체계 혹은 가장 복잡한 변조 체계가 결정되거나 선택된다(그 프로세스는 상술한 바와 같다). 그런 다음 단계 66에서, 컨벌루션 비(x/y)는 LD 데이터 비트에 대하여 선택된다. 몇몇 실시예에서, 어떠한 컨벌루션 인코딩도 이용되지 않는다. 이 같은 실시예에서, (x/y)의 비는 1로 설정된다. 컨벌루션 비(x/y)는 데이터의 LD 비트를 인코딩하는데 필요한 비트 수를 바꾸도록 수정될 수 있는 하나의 파라미터이다. 단계 68에서, 다른 가변 파라미터로서 오류 인코딩 수준이 선택된다. 블록 코드는 데이터의 LD 비트의 블록 오류율(이하, 'BER'이라 한다)을 원하는 수준까지 감소시키는 데 사용된다. 바람직한 실시예에 있어서, 리드-솔로몬(RS) 블록 코드가 사용된다. 따라서, 데이터의 LD 비트를 인코딩하는데 요구되는 비트 L의 수는 컨벌루션 비(x/y) 및 오류 코드 수준의 선택에 의해 설정된다.
단계 72에서, (T D *R)( L1B 1 )의 비 Z의 값이 결정된다. 보드 레이트 R은 고정되고, 지연 TD가 단계 62에서 결정되고, B1은 단계 64에서 결정되고, L은 단계 66 및 68에서 선택된 파라미터의 함수로서 결정된다. 단계 74에서 비 Z가 정수가 아닌 것으로 결정될 때, 다른 컨벌루션 비(단계 66에서) 혹은 오류 코드 수준(단계 68에서)이 선택될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 컨벌루션 비 및 오류 코드 수준의 선택은 비 Z의 분율의 함수로서 가변된다. 즉, 집중 알고리즘(convergence algorithm)이 사용될 수 있다. 전술한 바와 같이, 몇몇 실시예에서, 컨벌루션 비는 1로 고정된다. 이같은 실시예에서, 오류 코드 혹은 블록 코드 수준만이 수정된다. 비 Z가 정수인 것을 확고히 하도록, 데이터의 블록 코드를 생성하는데 사용되는 비트 수는 최소 BER에 부합하기에 필요시되는 것보다 클 수 있다. 단계 74에서, 비 Z는 정수인 것으로 결정되며, 그런 다음 상기 프로세스가 완료하고 L 비트의 블록은 변조 체계 혹은 기호당 비트 레이트 Bi에 대하여 최적화되거나 단순화된다.
본 발명에 의해 데이터의 프레임을 송수신하는데 사용될 수 있는 송신기(40) 및 수신기(50)를 도 5 및 6을 참조하여 설명한다. 도 5는 예시적인 송신기 (40)의 블록도이다. 도면에서 보듯이, 송신기(40)는 컨벌루션 엔코더(42), 블록 엔코 더(44), M-ary 변조기(46), 프레임 생성자(48) 및 업 컨버터(49)를 포함한다. 송신기(40)는 데이터의 LD 비트를 수신하고, 데이터의 L비트를 생성하도록 상기 데이터를 인코딩하고, 상기 데이터의 L 비트를 프레임으로 묶고, 상기 데이터의 프레임을 전송 주파수로 업 컨버팅(up-converting)시킨다. 컨벌루션 엔코더(42) 및 블록 엔코더(44)는 데이터의 LD 비트를 데이터의 L 비트로 전환하는 FEC 데이터를 제공한다. 특히, 컨벌루션 엔코더(42)는 데이터의 LD 비트를 인코딩하는 데에 선택된 비(x/y)를 사용한다. 블록 엔코더는 기지국 혹은 유닛으로 전송되는 인코딩된 데이터의 L 비트를 생성하는 데에 컨벌루션된 데이터를 인코딩하는데 선택된 코드 수준을 사용한다.
그런 다음, M-ary 변조기는 데이터의 L 비트를 선택된 기호당 비트 레이트 Bi에 기초하여 nxS 기호로 전환시킨다. 컨벌루션 비 및 오류 코드 수준의 선택으로 인하여, nxS 기호는 프레임의 타임 슬롯의 정수로 삽입될 수 있다. 프레임 생성기(48)는 이상적으로는 상술한 도 3을 참조하여 나타낸 프로세스, 즉, 변조 체계의 순서대로(최소 복잡도에서 최고 복잡도 변조 체계)에 기초하여 nxS 기호를 프레임의 타임 슬롯 내로 삽입하게 된다. 업 컨버터(49)는 이 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 알려진 기술에 기초하여 CPE 혹은 유닛과 기지국간 전송에 적합한 주파수로 묶어진 데이터의 프레임을 주파수 이동시킨다.
도 6에 도시된 수신기(50)는 주파수 이동된 데이터의 프레임을 다시 데이터의 LD 비트 그룹으로 전환한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 수신기(50)는 다운 컨버 터(59), 프레임 소멸자(58), M-ary 변조기(56), 블록 디코더(54) 및 컨벌루션 디코더(52)를 포함한다. 상기 다운 컨버터(59)는 이 기술분야에서 공지된 기술을 사용하여 수신된 신호를 기저대역으로 주파수 이동시킨다. 상기 프레임 소멸자는 수신기(50)의 잔여 성분에 의한 처리를 위하여 nxS 기호의 그룹으로 프레임을 분리한다. 상기 수신기(50)가 가입자 유닛 부분일 때, 프레임 소멸자는 데이터가 가입자 유닛을 향하도록 nxS 기호의 그룹 중 하나를 선택한다. 블록 디코더(54)는 이 기술분야에서 숙련된 자에게 공지된 기술을 사용하여 nxS 기호를 디코딩한다. 그런 다음 컨벌루션 디코더는 데이터를 디코드하여 데이터의 LD 비트를 생성한다.
상술한 기술 및 시스템은 첨부된 청구의 범위의 범주 내에서 변경될 수 있다. 예를 들어, 기호 형상은 또한 상술한 바와 같이 프레임의 변조 체계의 가능한 갑작스런 변화로 인한 스펙트럼 유출을 피하도록 바람직한 실시예에서 이용될 수 있다. 기호 형상은 예시적인 종래 기술 FIR 필터(60)가 도 7에 도시어 있듯이 FIR 필터를 통해 nxS 기호를 필터링함으로써 통상 달성된다. 도 7에 도시된 바와 같이, FIR 필터(60)는 k 멀티플라이어(multiplier)와 합 노드(66)를 포함한다. 기호 S는 필터 탭 T0 내지 Tk(62) 내에 순차적으로 수신되고 저장된다. 각 멀티플라이어(64)는 탭(62) 내에 저장된 기호와 연관된 탭 가중치 W0 내지 Wk 및 탭 T0 내지 Tk를 갖는다. 도 7로부터 보듯이, FIR 필터(60)는 ｙ=
Figure 112007001347129-pat00001
형태의 출력 y를 생성한다.
다른 QAM 체계(QAM-4, QAM-16, QAM-64)와 같은 다른 변조 체계는 체계의 x 기호를 나타내는 데에 상이한 "알파벳"을 사용한다는 점을 주지하라. 예를 들어, QAM-4는 4개의 상이한 기호를, QAM-16은 16개의 상이한 기호를, 그리고 QAM-64는 64개의 상이한 기호를 갖는다. 부가하여, 상이한 변조 체계는 백-오프(back-off) 요건을 변하게 함으로 인해 전송을 위하여 기호에 적용되는 상이한 이득을 갖을 수 있다. 종래 기술의 가변 변조 시스템에서, 변조 체계가 변할 때 FIR 필터의 메모리는 통상적으로 리셋되며, 가중치 W0내지 Wk는 스펙트럼 유출을 방지하도록 변조 체계 혹은 체계의 기호에 대하여 최적화된 가중치로 즉시 변화된다.
그러나, 이같은 해결법은 가중치가 이전 변조 체계 혹은 레이트에 상응하는 필터의 메모리(탭 (62)) 내의 기호에 대하여 최적화되지 않기 때문에 이상적이지 않다. 하나의 해결법은 모든 변조 체계에 대하여 하나의 가중치 세트를 이용하는 것이다. 그러나, 이 해결법 또한 FIR 필터가 각 변조 체계에 대하여 기호들의 알파벳으로 최적화되지 않기 때문에 이상적이지 않다. 스펙트럼 유출을 방지하고 FIR 필터(60)를 최적화하기 위해서, 본 발명은 도 8a 내지 8f에 도시한 바와 같이 새로운 변조 체계로부터 각 새로운 기호로 순차적으로 필터 탭을 변화시킨다. 특히 새로운 변조 체계의 제1의 새로운 기호에 상응하는 가중치는 필터(60)를 통하여 제1의 새로운 기호가 전달됨에 따라 수정된다. 도 8a에서, 필터 가중치 W0 내지 Wk는 FIR 필터(60)에 의해 현재 처리되는 기호의 변조 체계에 대하여 최적화된다. 도 8b에서, 새로운 변조 체계의 제1의 기호는 FIR 필터(60)의 T0 내에 수신된다. 도 8b에서 보듯이 이 지점에서, 본 발명은 T0와 연관된 필터 가중치 W0를 새로운 필터 가중치 WO'로 대체하며, 여기서 WO'는 T0내에 저장된 제1의 새로운 기호의 변 조 체계에 대하여 최적화된다. 그런 다음, 새로운 변조 체계로부터 다음 기호가 T0내에 수신되어 저장되고, 제1의 새로운 기호는 T1으로 이동할 때, 본 발명은 T1과 연관된 필터 가중치 W1을 새로운 필터 가중치 W1'로 대체하며, 여기서 W1'는 또한 도 8c에 도시된 바와 같은 새로운 변조 체계에 대하여 최적화된다. 이러한 프로세스는 도 8d 내지 도 8f에 도시된 바와 같이 모든 기호가 탭(62) 내에 저장되고, FIR 필터(60)가 새로운 변조 체계에 속하고, 모든 필터 가중치 WO 내지 Wk가 새로운 변조 체계와 관련있거나 최적화될 때까지 반복된다. 이 기술은 FIR 필터(60) 내에 사용된 가중치를 최적화하여 기호를 형상화하거나 혹은 변조 체계를 가변하면서 스펙트럼 유출을 감소시킨다.
따라서, 본 발명은 특정 실시예에 한정하는 것은 아니며, 첨부된 청구범위의 범위에 의해서만 한정되는 것으로 간주된다.
본 발명은 유한 임펄스 필터의 가중치를 결정하는 방법을 제공한다.

Claims (4)

  1. 필터가 가변 변조 속도를 갖는 기호를 수신하고 복수개의 기호를 저장하며, 각 저장된 기호는 대응하는 가중치를 갖는, 유한 임펄스 응답 필터(a finite impulse response filter)의 가중치값을 설정하는 방법으로서,
    제1 기호가 수신될 때, 최후 저장된 수신 기호와는 다른 변조 속도를 갖는지를 결정하는 단계와,
    상기 제1 기호의 변조 속도에 기초하여 제1 기호에 대응하는 가중치의 값을 변경시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 기호의 변조 속도와 같은 변조 속도를 갖는 제2 기호를 수신하는 단계와,
    상기 제1 기호의 변조 속도에 기초하여, 제1 기호에 대응하는 가중치의 값을 변경시키는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 기호의 변조 속도와 같은 변조 속도를 갖는 제3 기호를 수신하는 단계와,
    상기 제1 기호의 변조 속도에 기초하여, 제1 기호에 대응하는 가중치의 값을 변경시키는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  4. 필터가 가변 변조 속도를 갖는 기호들을 수신하고, 복수개의 기호들을 필터 탭 T0 내지 Tk에 저장하며, 각 저장된 기호는 대응하는 가중치를 갖는, 유한 임펄스 응답 필터의 가중치값 W0 내지 Wk를 설정하는 방법으로서,
    새로운 변조 체계의 제1 기호가 T0에 수신되는 때에, T0과 관련된 필터 가중치 W0을 새로운 필터 가중치 W0'로 대체하는 단계- W0'는 T0에 저장된 상기 제1의 새로운 기호의 변조 체계에 대하여 최적화됨 -와,
    상기 새로운 변조 체계로부터 다음 기호가 수신되어 T0에 저장되고, 상기 제1의 새로운 기호가 T1으로 시프트되는 때에, T1과 관련된 필터 가중치 W1을 새로운 필터 가중치 W1'로 대체하는 단계- W1'는 상기 새로운 변조 체계에 대하여도 최적화됨 -와,
    상기 새로운 변조 체계에 속하는 상기 탭 내에 저장된 모든 상기 기호와 모든 상기 필터 가중치 W0 내지 Wk가 상기 새로운 변조 체계와 관련되거나 최적화될 때까지 상기 프로세스를 반복하는 단계
    를 포함하는 방법.
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