KR100650222B1 - 무선 송수화기용 전력 증폭장치 드라이버 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 송수화기용 전력 증폭장치 드라이버 시스템에 관한 것으로, 상기 드라이버 시스템은 드라이버 및 전류원을 포함하고, 상기 드라이버는 상기 전류원에 의해 제공된 가변 입력 바이어스 전류에 응하여 결정된 선형도 레벨에서 상기 전력 증폭장치를 구동하며, 상기 전류원은 상기 바이어스 전류를 변경시켜서 상기 송수화기의 원하는 출력 전력에 응하여, 제공된 선형도 정도를 변화시키는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 송수화기용 전력 증폭장치 드라이버 시스템{POWER AMPLIFIER DRIVER SYSTEM FOR WIRELESS HANDSET}

본 발명은 무선통신시스템용 송수화기 분야에 관한 것으로, 특히 상기 송수화기에서 사용하도록 구성된 전력 증폭장치용 드라이버에 관한 것이다.

많은 셀방식 송수화기들(handsets)이 갖는 문제점은 배터리 수명이 한정된다는 것이고, 이는 곧 통화시간 단축으로 해석된다. 클래스 A 전력 증폭장치 드라이버를 이용하는 현재 송수화기 설계에서는 상호변조 왜곡 및 채널 누설을 감소시키기 위해 고도의 선형도가 요구되는 최대 출력 전력 레벨을 위해 최적화되어 있다. 특히, 드라이버 전류 레벨은 최대 출력 전력 레벨에서 원하는 레벨의 선형도를 실현하도록 선택된다. 셀방식 송수화기용 클래스 A 증폭장치는 본 명세서에서 참조에 의해 완전히 병합된 B.Razavi의 "RF 마이크로일렉트로닉스"(Prentice Hall, 1998)의 302-305쪽에 기재되어 있다. 따라서, 낮은 정도의 선형도가 충분한 낮고 중간인 전력 레벨에서는, 상기 송수화기내 드라이버 회로에서 과잉 전류 소모가 있게 된다. 과잉 전류 소모는 배터리 전력을 소모시키고, 송수화기 통화시간을 단축시킨다.
WO98/49771은 무선 전송장치의 배터리 수명을 연장하기 위한 기술을 개시하고 있다. 그러나, 상기 인용발명은 전력 증폭장치에 대한 바이어스 신호를 최소 레벨 이상으로 유지하는 방법, 확정 및 가변 성분을 갖는 바이어스 신호를 제공하는 방법, 또는 가변 이득 증폭장치의 증폭 레벨을 결정하는 제어 신호로부터 바이어스 신호를 판정하는 방법을 가르치거나 개시하는 것에는 실패했다.
USP 제5,625,322호는 증폭장치 바이어스 제어장치에 대해 개시하고 있다. 그러나, 상기 인용발명은 소정 출력 전력을 표시하는 제어신호에 응하여 결정된 가변 성분 및 확정 성분을 갖는 바이어스 신호를 제공하기 위한 회로를 가르치거나 제안하지는 못했다.
EP 0 599 327 A1은 가변 이득 증폭장치에 대해 개시하고 있지만, 바이어스 신호에 응하여 결정될 수도 있는 가변 선형도를 갖는 증폭장치를 가르치거나 개시하지는 못했다.

그러므로, 그 드라이버 회로내 전류 소모가 중저 출력 전력 레벨에서 감소되는 무선통신 송수화기가 필요하다.

본 명세서에서 광범위하게 설명된 바와 같은 본 발명의 목적에 따르면, 드라이버와, 출력 증폭장치의 원하는 출력 전력 레벨을 나타내는 제어신호에 따라 상기 드라이버에 전류를 제공하기 위한 가변 전류원을 구비하는 전력 증폭장치용 드라이버 시스템이 제공된다.

한 실시예에서, 상기 드라이버 시스템은 CDMA 무선 송수화기에서 사용되도록 구성된 전송시스템의 일부이다. 상기 전송시스템은 제 1 및 제 2 입력부 및 출력부를 갖는 가변 이득 증폭장치(VGA; variable gain amplifier)를 더 구비한다. VGA의 출력으로부터 얻어진 신호는 상기 드라이버에 입력된다. 상기 제어신호는 VGA의 제 2 입력부와 연결된다. 상기 VGA는 상기 제 1 입력부에 제공된 신호를 증폭한다. 증폭 레벨은 상기 제 2 입력부에 제공된 제어신호에 응하여 결정된다. 이 실시예에서 제어신호는 폐쇄 루프 전력 제어를 실현하기 위해 사용되는 신호로부터 얻어진다.

제 1 실시예에서, 상기 전송 시스템은 전력 증폭장치를 더 구비한다. 상기 드라이버의 출력에서 얻어진 신호는 전력 증폭장치에 입력된다. 예시적인 한 실시예에서, 전력 증폭장치는 클래스 A 전력 증폭장치이고, 드라이버는 클래스 A 전력 증폭장치 드라이버이다.

제 2 실시예에서, 전류원은 대체로 고정된 전류를 제공하도록 구성된 제 1 부분 및 상기 전력 증폭장치의 원하는 출력 전력을 나타내는 제어신호에 응하여 가변 전류를 제공하도록 구성된 제 2 부분을 구비한다. 이 실시예에서 대체로 고정된 전류는 전류원의 출력을 위한 최저 전류로 정의된다.

한 실시예에서, 전류원은 적어도 하나의 차동 쌍 회로(differential pair circuit)를 구비하고, 차동 쌍 회로의 갯수는 차동 입력 전압의 함수로서 원하는 경사도의 출력 전류를 실현하도록 선택된다. 하나 또는 그 이상의 차동 쌍 회로가 포함되는 예시적인 구현이 고려된다.

이 실시예에서 제 1 차동 쌍 회로의 한 구현예에서는 대체로 고정된 전류원, 차동 쌍의 NPN 바이폴라 트랜지스터, 및 제 1 및 제 2 전류 거울(current mirror)을 구비한다. 상기 2개의 트랜지스터의 이미터는 전류원의 한 단자와 연결되고, 다른 단자는 접지된다. 차동 모드 입력 전압신호는 2개 트랜지스터의 베이스들의 각각의 베이스와 연결된다. 상기 트랜지스터 중 제 1 트랜지스터의 콜렉터는 공급전압과 연결되고, 상기 2개 트랜지스터 중 제 2 트랜지스터의 콜렉터는 제 1 전류 거울과 연결된다. 차동 모드 입력신호의 차동 모드 성분에서의 차이와 지수관계에 있는 제 1 전류가 제 2 트랜지스터의 콜렉터상에서 발생된다. 제 1 전류에 비례하는 제 2 전류는 제 1 전류 거울에 의해 생성된다. 제 2 전류는 제 1 전류 거울의 출력을 구성한다.

제 2 전류 거울의 입력은 제 1 전류 거울의 출력에 연결된다. 제 1 전류 거울로부터의 전류 출력에 비례하는 전류가 제 1 및 제 2 노드 사이의 제 2 전류 거울에 의해 발생된다.

제 2 차동 쌍 회로의 한 실시예는 존재한다면 제 1 및 제 2 전류 거울, 및 NPN 바이폴러 트랜지스터의 차동 쌍을 포함한다. 두 개의 트랜지스터의 이미터들은 제 1 차동 쌍 회로의 제 2 전류 거울의 제 1 노드에 연결되고, 제 2 노드는 접지된다. 제 1 차동 쌍 회로의 제 2 전류 거울에 의해 발생된 전류에 비례하는 전류가 제 2 차동 쌍 회로의 제 1 전류 거울에 의해 출력된다. 차동 모드 입력 전압 신호가 두 개의 트랜지스터의 베이스의 각각에 연결된다. 상기 두 개의 트랜지스터 중 제 1 트랜지스터의 콜렉터가 공급 전압에 연결된다. 상기 두 개의 트랜지스터 중 제 2 트랜지스터의 콜렉터가 제 2 차동 쌍 회로의 제 1 전류 거울에 연결된다. 두 개의 차동 모드 입력 신호 간의 차이에 지수관계에 있는 제 1 전류가 제 2 트랜지스터의 콜렉터 상에 발생된다. 제 1 전류 거울은 이 제 1 전류에 비례하는 제 2 전류를 발생시킨다. 이것은 제 1 전류 거울의 출력을 구성한다.

제 2 차동 쌍 회로의 제 2 전류 거울의 입력은 제 2 차동 쌍 회로의 제 1 전류 거울의 출력에 연결된다. 상기 제 1 전류 거울로부터 출력된 전류에 비례하는 전류가 제 2 전류 거울의 제 1 노드와 제 2 노드 사이에 제공된다.

제 3 차동 쌍 회로가 존재한다면 제 2 차동 쌍 회로가 제 1 차동 쌍 회로에 연결되는 것과 동일한 방법으로 제 2 차동 쌍 회로에 연결된다. 이 구성은 포함되는 각각의 차후의 차동 쌍 회로에 대하여 반복된다. 마지막 차동 쌍 회로에서, 마지막 차동 쌍 회로의 제 2 전류 거울의 제 1 노드와 제 2 노드 사이에 전류가 제공된다. 제 2 노드는 드라이버의 바이어스 전류 입력에 연결되고, 제 1 노드는 공급 전압에 연결된다.

한 실시예에서, 차동 모드 입력 전압 신호가 V_ctrl ⁺ 및 V_ctrl ^-로서 표현되고, 제 1 차동 쌍 회로의 실질적으로 고정된 전류원은 I_EE로 표현되고, n개의 차동 쌍 회로가 포함되며, 출력 전류(I_n)가 하기의 식에 의해 주어진다.

여기서, V_T = kT/q 이고, 25℃에서 약 25㎷이다.

또한 관련 동작 방법이 제공된다.

도 1은 본 발명의 제 1 예시환경을 나타내는 도면,

도 2는 본 발명의 제 2 예시환경을 나타내는 도면,

도 3은 도 2의 예시환경에서의 본 발명의 한 실시예의 개략도,

도 4A-4C는 특정 레벨의 채널 누설을 초과하지 않도록 하기 위해 중저 출력 레벨에서 낮은 선형도가 요구되는 이론을 설명하는 도면,

도 5는 본 발명의 제 2 실시예를 나타내는 도면,

도 6A-6E는 본 발명의 구현예를 나타내는 도면,

도 7A-7B는 본 발명의 한 실시예를 이용하는 동안 실현가능한 전류 절약을 설명하는 도면,

도 8은 본 발명의 한 구현예에 따른 전류원에서 차동 쌍의 회로의 갯수의 함수로서 차동 입력 전압과 출력 전류간의 관계를 나타내는 예시적인 곡선, 및

도 9는 본 발명의 작동방법을 나타내는 도면이다.

도 1은 본 발명의 제 1 실례의 환경을 나타낸다. 이것은 무선 통신 핸드셋의 전송 시스템(1)을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 상기 시스템은 입력 신호(V_in)를 증폭하는 가변 이득 증폭장치(VGA)(2)를 포함한다. VGA(2)의 증폭 레벨은 도면 부호 "8"인 제어 입력 신호(V_ctrl)에 의해 제어된다. 상기 시스템은 하나 이상의 스테이지에서 VGA(2)로부터 출력된 신호를 라디오 주파수(RF)로 믹싱하는 하나 이상의 믹서를 추가로 포함한다. 도면 부호 "9"로 확인되는 로컬 오실레이터로부터의 하나 이상의 신호들이 믹서로 입력되어 이 기능을 수행한다.

상기 시스템은 필터링 및 다른 프로세싱 회로(4), 드라이버(5), 전력 증폭장치(6) 및 안테나(7)를 추가로 포함한다. 회로(4)는 대역을 제한하고 믹서(3)로부터의 신호에 대한 다른 프로세싱 테스크를 실행하도록 구성된다. 드라이버(5)는 회로(4)로부터 출력된 신호를 수신하여, 도면 부호 "10"이고, 제어 입력으로서 드라이버에 제공되는 바이어스 전류(I_bias)에 응답하여 전력 증폭장치(6)용 드라이버 신호를 발생시킨다. 드라이버의 출력은 전력 증폭장치(6)에 입력된다. 전력 증폭장치로부터 출력된 신호는 안테나(7)에 제공되어 무선 통신 인터페이스를 통해서 기지국과 같은 무선 통신 시스템의 또다른 구성요소에 전송된다.

한 실시예에서, 전력 증폭장치(6)는 A급 전력 증폭장치이고, 드라이버(5)는 A급 전력 증폭장치 드라이버이다. 본 실시예에서, 드라이버(5)의 출력은 약 8㏈m이고, 전력 증폭장치(6)의 출력은 약 29㏈m이다.

도 2는 본 발명의 제 2 실례의 환경을 나타낸다. 도 1에 대하여, 도 2의 동일한 소자에는 동일한 부호가 부여된다. 도 2는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 무선 시스템에 사용되도록 구성된 무선 통신 핸드셋에 대한 전송 시스템(1)이 도시되어 있는데, 상기 시스템은 IS-95A, ANSI J-STD-008, IS-95B, IS-95C 및 TIA/EIA-05 표준에 따르는 CDMA 시스템을 포함하나 이에 한정되지는 않는다.

공지된 바와 같이, 현재 CDMA 시스템은, 근거리/원거리 문제(near/far problem)을 회피하고 또한 시스템의 용량을 최대화하기 위해 이동 핸드셋에 의해 전송된 전력 레벨이 제어되는 폐쇄 루프 전력 제어로 알려진 기술을 채택하고 있다. 상기 근거리/원거리 문제는, 제 2 모바일 스테이션보다 제 1 모바일 스테이션이 기지국에 더 가깝게 위치하고 있음에도, 제 1 모바일 스테이션으로부터 큰 전력 레벨이 수신되기 때문에 다른 모바일 스테이션이 제 2 유닛을 압도하는 동일한 전력으로 전송할 때, 일어난다. 폐쇄 루프 전력 제어는, 각 기지국으로부터 수신된 전력이 거의 동일하도록 상기 모바일 스테이션의 전송 전력을 제어하기 위해 채용된다.

가능한 동시 통화수(N)에 의해 CDMA 시스템의 용량이 다음의 식으로 주어진다.

여기서 W는 시스템 대역폭, R은 데이터 속도,

는 열적 노이즈 스펙트럼 밀도 대 간섭 노이즈 스펙트럼 밀도(I_o)의 비율, G_s는 구역화 게인, E_b는 비트당 전송된 에너지, I_o는 간섭 노이즈 스펙트럼 밀도(다른 사용자들의 전송으로부터의 노이즈를 나타냄), f는 다른 셀들로부터의 간섭을 나타내는 인자, 및 ν는 음성 활성 인자이다. 전술한 식으로부터 알 수 있는 바와 같이, 용량은 E_b/I_o 인자가 최소로 유지될 때 최적화된다. 폐쇄 루프 전력 제어는 E_b/I_o를 조절하여 타겟 E_b/I_o값을 초과하지 않도록 하고, 타겟 E_b/I_o는 타겟 프레임 에러 비율(FER)을 초과하지 않도록 차례로 결정된다.

도 2에서, 부호 "12"인 모바일 스테이션 모뎀(MSM) 신호가 폐쇄 루프 전력 제어를 실행하기 위하여 사용된다. MSM 신호는 기지국에서 발생된 폐쇄 루프 전력 제어 명령에 응답하여 발생된다. 회로(11)는 MSM 신호를 도면 부호 "13"인 차동 모드 신호(V_ctrl ⁺ 및 V_ctrl ^-)로 변환한다. 이들 차동 모드 신호들(13)이 VGA(2)에 입력되어, 그의 증폭 레벨을 제어한다. 회로(11)의 추가적인 세부 사항은 1998년 9월 30일 "VARIABLE GAIN AMPLIFIER WITH GAIN LINEAR WITH CONTROL VOLTAGE"의 제목으로 출원되고 이 출원의 양수인에 의해 공동으로 소유되는 미국 특허 출원 번호 09/163,885호에 제공되며, 상기 출원은 참고로 명세서에서 충분히 설명된다.

도 3은 도 2의 실례의 환경에 관련된 본 발명의 제 1 실시예를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 드라이버 시스템은 드라이버(5) 및 상기 드라이버(5)에 바이어스 전류(I_bias)를 제공하는 전류원(14)을 포함한다. 드라이버 시스템은 전력 증폭장치(6), 안테나(7), VGA(2), 믹서(3), 필터링 및 프로세싱 회로(4), 및 회로(11)를 추가로 포함하는 전송 시스템의 일부이다. 회로(11)에 의해 제공된 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^- 신호가 전류원(14)에 입력된다. 전류원(14)은 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^- 신호에 대한 응답으로 바이어스 전류(I_bias)를 드라이버(5)로 출력한다. 드라이버 바이어스 전류가 일정하고, 최대 전력 출력을 위해 최적화되는 종래의 시스템과는 달리, 도 3의 시스템의 바이어스 전류는 원하는 전력 출력에 따라 적어도 부분적으로 변화하도록 구성된다. 그 결과, 바이어스 전류가 감소되어 전력 증폭장치 드라이버가 최소의 전력 출력 레벨이 된다. 비록 감소된 바이어스 전류가 전력 증폭장치에 의해 통상적으로 감소된 선형도로 변환되지만, 낮거나 중간 레벨의 전력 출력에서 보다 작은 선형도가 요구되는 것을 감안할 때 이와 같은 것은 그다지 중요하지 않으며, 제공되는 바이어스 전류는 상기 요구되는 선형도의 정도를 달성할 것이다. 최대 출력 레벨에 필요한 높은 선형도의 정도는, 비록 일정한 바이어스 전류를 통해서 종래의 시스템의 최대 전력 레벨로 부과되더라도, 전력 증폭장치 드라이버에 대한 바이어스 전류를 변경함으로써 낮은 전력 레벨 및 중간의 전력 레벨로 완화될 수 있다. 가변 선형도 드라이버는 이렇게 제공되며, 증가된 선형도 레벨은 이것을 필요로 하는 전력 레벨에서만 제공 된다.

전술한 원리는 도 4A-4C에 설명되며, 도면에서 동일한 소자는 동일한 부호로 언급된다. 이들 도면은 인접한 채널(20 및 21) 사이에서 발생하는 채널 누설을 나타낸다. 도 4A의 부호 '22'는 높은 선형도의 정도를 갖도록 구성되는 전력 증폭장치를 사용하여 채널(20)에서 채널(21)까지 일어나는 누설의 양을 나타낸다. 적용할 수 있는 표준에 따라서, 도시된 누설의 양은 -42㏈c를 초과하지 않는 것으로 가정된다. 도 4B의 부호 '22'는 도 4A에 대하여 선형도가 완화될 때 발생하는 보다 큰 누설의 양을 나타낸다. 도 4C는 도 4A 및 도 4C에 대하여 감소된 전력 레벨에서의 전송을 나타내지만, 도 4B에 도시된 감소된 것과 동일한 감소된 선형도의 레벨에서의 전송이다. 도시된 바와 같이, 채널(20)에서 채널(21)로의 누설은 감소된 선형도의 레벨에도 불구하고 본질적으로 제거된다. 이들 도면은, 채널 누설을 수용할 수 있는 레벨로 감소시키기 위해 최대 전력 레벨에서 요구되는 증가된 선형도의 정도가 동일한 채널 누설의 감소를 달성하기 위해 보다 낮은 전력 레벨에서는 요구되지 않는다는 원리를 나타낸다.

도 5는 전류원(90)이 바이어스 전류(I_bias)를 전력 증폭장치 드라이버(5)에 제공하는 본 발명의 드라이버 시스템의 제 2 실시예를 나타낸다. 전류원(90)은 I_bias의 성분으로서 실질적으로 일정한 전류(I_fix)를 제공하는 제 1 부분(91), 및 원하는 전력 증폭장치의 원하는 출력 전력(DOP)에 비례하는 가변 전류(I_var)를 I_bias의 성분으로서 제공하는 제 2 부분(92)을 갖는다. 한 실시예에서, 드라이버 시스템은 자신에 의해 구동되는 전력 증폭장치를 포함하는 전송 시스템의 일부이다. 한 실시예에서, 전력 증폭장치는 A급 전력 증폭장치이고, 드라이버는 A급 전력 증폭장치 드라이버이다.

도 6A-6C는 상기 발명의 드라이버 시스템의 실시의 한 예를 도시하는데, 여기에서 전류원(current source)(90)은 적어도 하나의 차동 쌍 회로로 구성되며, 차동 쌍 회로의 수는 차동 입력전압(differential input voltage)의 함수로써 출력전류의 원하는 기울기를 얻도록 선택된다. 하나 또는 그 이상의 차동 쌍 회로로 구성되는 실시예는 특별한 목적으로 계획되어진다.

도 6A-6C에 도시된 실시예는 n의 차동 쌍 회로로 구성되고, 여기서 n은 1이나 그 이상의 정수이다. 도 6A는 거의 고정된 전류원(32), NPN 바이폴라 트랜지스터의 차동쌍(30, 31), 제 1 전류 거울(current mirror)(34)과 제 2 전류 거울 (41)로 구성되는 제 1 차동 쌍 회로의 실시예를 도시한다. 전류원(32)은 전류원의 제 첫 번째 단자에서 두 번째 단자로 흐르는 거의 고정된 전류(I_EE)를 제공한다. 상기 두 트랜지스터의 에미터(emitter)는 전류원(32)의 첫 번째 단자와 연결되고 두 번째 단자는 접지된다. 차동모드(differential mode) 입력전압신호 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^_는 각각 두 트랜지스터의 베이스(base)와 결합한다. 상기 트랜지스터 중 제 1 트랜지스터(31)의 콜렉터는 공급전압에 결합되고, 제 2 트랜지스터(30)의 콜렉터는 제 1 전류 거울(34)에 결합한다. 상기 차동모드 입력신호 사이의 차이에 대해 지수함수 관계에 있는 전류 I₁은 제 2 트랜지스터(30)의 콜렉터에서 생성된다. I₁과 차동모드 입력전압신호 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^-사이의 관계는 다음과 같은 방정식

에 의해 주어진다. 여기서 V_T =kT/q이고, 25℃에서 V_T는 25㎷이다.

제 1 전류 거울(34)은 도시된 것처럼 함께 배열된 PNP트랜지스터(37, 38)와 저항기(35, 36)로 구성된다. 전류 거울은 상기 기술분야에 속하는 당업자에게 알려져 있으므로 자세히 논의할 필요는 없다. 회로에서 두 트랜지스터가 정합 (matched) 되는 정도에 따라 입력전류에 비례하는 출력전류를 제공하기 위해 전류 거울이 입력전류를 반사한다고 말하는 것으로 충분하다. 도 6A의 회로에서, 전류 a₁xI₁는 전류 거울(34)에 의해 생성되고, 여기서 a₁은 1보다 더 크거나 작은 상수이다. 상기 전류는 제 1 전류 거울의 출력전류를 구성한다.

제 2 전류 거울(41)은 도시된 것처럼 함께 배열된 NPN 트랜지스터(42, 44)와 저항기(43, 45)로 구성된다. 제 2 전류 거울(41)의 입력인 트랜지스터(42)의 콜렉터 입력은 제 1 전류 거울(34)의 출력에 결합된다. 전류 K₁xI₁은 노드 a와 b 사이의 제 2 전류 거울(41)에서 반사되고, 여기서 K₁은 1보다 크거나 작은 상수이며, a₁과는 같거나 다를 수 있다.

제 2 차동 쌍 회로의 실시가 도 6B에 도시되어있다. 그것은 전류원(52), NPN 바이폴라트랜지스터의 쌍(50, 51), 제 1 전류 거울(54), 그리고 제 2 전류 거울(61)로 구성되어 있다. 전류원(52)은 도 6A에 도시된 제 1 차동 쌍 회로를 구비한다. 도 6A의 회로가 도 6B의 회로로 통합되는 정확한 방법은 양쪽 도면에서 나타나는 노드 지시(designation) a와 b로 표시된다. 즉, 도 6A에서의 노드 a는 도 6B에서의 노드 a에 결합하고, 도 6A에서의 노드 b는 도 6B에서의 노드 b에 결합한다.

두 트랜지스터(50, 51)의 에미터는 도시된 것처럼 노드 a에 결합되고, 노드 b는 접지된다. 차동모드 입력전압 신호 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^-는 각각 두 트랜지스터(50, 51)의 베이스에 결합된다. 두 트랜지스터 중 첫번째 것(51)의 콜렉터는 공급전원에 결합된다. 두 트랜지스터 중 두번째 것(50)의 콜렉터는 전류 거울(54)에 결합된다. 차동모드 입력 전압신호 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^-사이의 차이에 대해 지수함수 관계에 있는 전류 I₂는 두 트랜지스터 중 제 2 트랜지스터(58)의 콜렉터에서 생성된다. 그 정확한 관계는 다음의 방정식

에 의해 조절된다. I₁에 대한 앞의 식을 대입하면, 다음과 같은 결과

가 된다.

제 1 전류 거울(54)은 도시된 것처럼 함께 결합된 PNP 트랜지스터(57, 58)와 저항기(55, 56)로 구성된다. 부호 '59'로 식별되는 전류 a₂xI₂는 도시된 것처럼 제 1 전류 거울에서 생성되고, 여기서 a2는 1보다 크거나 작은 상수이다. 이 전류는 제 1 전류 거울의 출력을 구성한다.

제 2 전류 거울(61)은 도시된 것처럼 함께 결합된 NPN 트랜지스터(62, 64)와 저항기(63, 65)로 구성된다. 제 2 전류 거울의 입력전류는 제 1 전류 거울의 출력전류에 결합된다. 전류 a₂ x I₂는 제 2 전류 거울에 입력되고, 전류 K₂ x I₂는 도시된 것처럼 노드 c와 d사이에서 반사되고, 여기서 K₂는 1보다 크거나 작은 상수이며, a₂와 같거나 다를 수 있다.

부가적인 차동 쌍 회로는, n개의 차동 쌍 회로가 만들어질 때까지 도 6B의 회로가 도 6A에 첨가되는 것과 같은 방법으로, 첨가된다. 도 6C는 첨가된 n번째 차동 쌍 회로의 한 실시예를 도시한다. 도시된 것처럼, 이 회로는 전류원(72), NPN 바이폴라트랜지스터의 차동쌍(70, 71), 그리고 제 1 전류 거울로 구성된다. 상기 차동 쌍 회로는 제 2 차동 쌍 회로가 제 1 차동 쌍 회로에 결합되는 것과 같은 방법으로 제 (n-1) 차동 쌍 회로에 결합된다. 출력전류 I₀ = K_nI_n는 노드 e와 f사이에서 생성되며, I₀는 방정식

에 의해 주어진다.

전류원(72)은 앞의 차동 쌍 회로의 제 2 전류 거울이다. 세 개의 차동 쌍 회로가 제공되고, 제 3 회로가 도 6C에 도시된 것과 같고, 제 2 회로가 도 6B에 도시된 것과 같은 경우에, 전류원(72)은 제 2 전류 거울(61)이다. 제 2 전류 거울(61)이 도 6C의 회로에 결합되는 정확한 방법은 노드 c와 d에 의해 나타난다. 즉, 도 6B에서 노드c는 도 6C에서의 노드c에 결합되고, 도 6B의 노드 d는 도 6C의 노드d에 결합된다.

출력전류 I₀는 도 6C에서 제 1 전류 거울(74)에서의 노드 e와 f사이에서 제공된다. 상기 출력전류가 드라이버에 대한 바이어스 전류로서 제공되는 정확한 방법이 도 6D에서 도시된다. 도시된 것처럼, 드라이버(200)는 입력, 출력, 전류 입력, 에미터 노드를 가지도록 제공된다. 도 6D에서 도시된 결합된 전류원 (201, 202)은 도 6C에서의 제 1 전류 거울(74)이다. 보다 명확하게 도 6C에서의 노드e는 도 6D에서의 노드 e에 결합하고, 도 6C에서의 노드 f는 도 6D에서의 노드 f에 결합한다. 드라이버(200)의 실시예는 도 6E에 도시되어있다.

각기 다른 n값에 대한 I₀와 V_ctrl ⁺, V_ctrl ^- 사이의 관계를 묘사하는 곡선의 일반적인 형태는 도 8에 도시되어있다. 도시된 것처럼, n값이 크면 클 수록 곡선은 점점 더 경사가 급해진다. 결국, 마지막 회로에서 사용된 차동쌍 구성단위 (building block)의 수는 (V_ctrl ⁺-V_ctrl ^- )에 대한 I₀의 관계에 대한 원하는 기울기에 따른다. 어느 상업적인 실시예에서, 선택된 차동 쌍 회로의 수는 I₀와 MSM 신호 사이의 관계를 묘사하는 곡선의 원하는 기울기를 얻기 위해 9가 되었다.

그러므로 시스템에 의해 제공된 선형성의 정도가 원하는 출력전력의 레벨에 비례하여 변화하는 가변 선형 전송시스템이 제공되므로, 선형성의 임계레벨이 초과채널누설을 피하도록 항상 유지되는 조건하에서, 감소된 전원 레벨에서 제공된 선형성의 정도 또한 감소된다. 상기 원리에 따른 전송시스템의 작동방법은 도 9에 도시되어 있다. 단계(100)에서, 원하는 출력 전력 레벨의 지시자가 수신된다. 단계(102)에서, 전송시스템의 선형성은, 단계(103)에서 실시된, 선형성의 레벨이 초과 채널누설 및/또는 상호변조 왜곡(intermodulation distortion)을 피하기 위해 항상 충분히 높은 조건하에서, 원하는 출력 전력 레벨에 따라 변한다. 단계(104)에서, 상기 시스템은 원하는 레벨로 전력을 출력한다. 그 다음, 상기 과정을 반복한다.

감소된 전류 소비에 있어서 상기 발명 시스템의 이점이 도 7A-7B에 도시되어있다. 도 7A는 상기 발명의 전송시스템의 출력 전력 Pout과 묘사된 것처럼, 원하는 출력 전력 레벨을 나타내는 MSM신호 사이의 관계를 도시한 곡선이다. 최대 출력 전력은 P_out ^max에 의해 주어지고 이 전력 레벨에 대응하는 MSM신호 값은 MSM_max이다.

도 7B는 전력 증폭장치 드라이버에 대한 바이어스 전류 I_bias와 MSM신호 사이의 관계를 도시한 곡선이다. 도시된 것처럼, 상기 바이어스 전류는 상기 도면에서 I_fix로 지시된 최소 레벨 아래로 떨어지지 않고, I_fix와 I_max 사이에서 변화하며, 그 레벨은 MSN 신호의 값에 의존하면서 P_out에 상응한다. 출력 전력의 레벨에 관계없이 바이어스 전류가 I_max로 고정된 클래스 A 전력증폭장치에 대한 일반적인 드라이버 시스템과 비교하였을 때, 상기 드라이버 시스템은 보다 적은 전류를 사용하고 그 결과 보다 적은 전력을 소비한다. 출력 전력이 낮은 레벨에서 최대 레벨까지 변화하는 시나리오에서, 본 발명에 의해 얻어지는 전류 절감은 도 7B에서 해치영역(105)으로 나타난다.

디바이스의 비선형적인 특성에 따라 발생하는 전력 레벨의 증가와 함께 전류가 증가하는 클래스 AB 전력 증폭장치 드라이버와 비교하여, 본 발명은 바이어스 전류가 보다 더 예측할 수 있는 방법으로 제어되는 전력 증폭장치 드라이버를 제공한다. 결과적으로, 본 발명의 드라이버 시스템은 어떤 의미에서는 의사 (pseduo) 클래스 AB 드라이버라고 말할 수있다.

특정한 실시나 실시예가 묘사되고 도시되었지만, 본 발명의 영역 내에서의 부가적인 실시, 구현은 상기 기술 내에서의 기술로 간주되고, 본 발명은 청구범위와 그에 상당하는 것을 제외하고는 제한되지 않는다.

Claims (25)

1. 소정 출력 전력을 표시하는 신호(13)에 응하여 결정된 가변 증폭 레벨로 입력신호를 증폭하고, 상기 증폭된 신호를 출력하기 위한 가변 이득 증폭장치(2);

   상기 소정 출력 전력을 표시하는 신호(13)에 응하여 결정된 바이어스 신호(10)를 출력하기 위한 회로(14); 및

   상기 가변 이득 증폭장치의 출력을 증폭시키기 위해 가변 선형도 레벨을 갖는 증폭장치(5)를 구비하고,

   상기 증폭장치의 선형도 레벨은 상기 바이어스 신호(10)에 응하여 결정되어, 상기 증폭장치의 선형도 레벨이 최대 소정 출력 전력과 일치하는 레벨로 설정될 필요가 없는 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 출력회로는 실질적으로 일정한 신호를 출력하기 위한 제 1 부분(91), 및 상기 소정 출력 전력을 표시하는 신호(13)에 응하여 결정된 가변 신호를 출력하기 위한 제 2 부분(92)을 갖는 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 증폭장치는 전력 증폭장치를 구동하기 위한 드라이버인 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 소정 출력 전력을 표시하는 신호는 차동모드(differential mode) 신호인 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 회로로부터 출력된 바이어스 신호는 소정 출력 전력을 표시하는 신호와 지수관계에 있는 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 회로는 n개의 실질적으로 유사한 빌딩 블럭을 구비하고, n은 정수인 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 n개의 빌딩 블럭은 상기 소정 출력 전력 레벨을 표시하는 신호와 상기 바이어스 신호간의 소정 관계를 실현하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
8. 제 6 항에 있어서,

   적어도 하나의 빌딩 블럭은 차동 쌍(differential pair) 회로인 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
9. 제 3 항에 있어서,

   상기 드라이버는 클래스 A 전력 증폭장치 드라이버인 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
10. 제 1 항에 있어서,

    상기 바이어스 신호는 바이어스 전류인 것을 특징으로 하는 무선통신장치용 전송시스템.
11. 바이어스 신호(10)에 응하여 결정된 가변 선형도 레벨로 입력신호를 증폭하기 위한 증폭장치(5); 및

    상기 바이어스 신호를 제공하고, 제 1 부분(91) 및 제 2 부분(92)을 가지는 회로(14)를 구비하며,

    상기 제 1 부분은 실질적으로 일정한 신호를 출력하고, 상기 제 2 부분은 제어신호(13)에 응하여 결정된 가변신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
12. 제 11 항에 있어서,

    상기 증폭장치는 전력 증폭장치를 구동하기 위한 드라이버인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
13. 제 11 항에 있어서,

    상기 드라이버는 클래스 A 전력 증폭장치 드라이버인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
14. 제 11 항에 있어서,

    상기 제어신호는 소정 출력 전력을 표시하는 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
15. 제 11 항에 있어서,

    상기 제어신호는 차동모드 신호인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
16. 제 11 항에 있어서,

    상기 회로는 n개의 차동 쌍 회로를 구비하고, n은 상기 회로에 의해 출력된 바이어스 신호와 상기 제어신호간의 소정 관계를 실현하도록 선택된 정수인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
17. 제 16 항에 있어서,

    적어도 하나의 차동 쌍 회로는 전류원(32,52), 차동 쌍 트랜지스터(30,31,50,51), 제 1 전류 거울(34,54), 및 제 2 전류 거울(41,61)을 구비하는 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
18. 제 17 항에 있어서,

    상기 제 1 차동 쌍 회로의 전류원(32)은 실질적으로 일정한 전류원인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
19. 제 17 항에 있어서,

    m번째 차동 쌍 회로(52)의 전류원은 m-1번째 차동 쌍 회로의 제 2 전류 거울(41)의 출력이고, 상기 m은 정수인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
20. 제 11 항에 있어서,

    상기 바이어스 신호는 바이어스 전류인 것을 특징으로 하는 증폭시스템.
21. 제어신호를 수신하는 단계;

    상기 제어신호에 응하여 바이어스 신호를 변화시키는 단계;

    상기 바이어스 신호를 최소 레벨 이상으로 유지하는 단계;

    상기 바이어스 신호에 응하여 증폭장치의 선형도 레벨을 변화시키는 단계; 및

    상기 증폭장치를 이용하여 상기 입력신호를 증폭하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 입력신호 증폭방법.
22. 제 21 항에 있어서,

    상기 증폭장치는 드라이버인 것을 특징으로 하는 입력신호 증폭방법.
23. 제 21 항에 있어서,

    상기 바이어스 신호는 바이어스 전류인 것을 특징으로 하는 입력신호 증폭방법.
24. 삭제
25. 삭제

Images