KR100481799B1 - 데이터전송시스템 - Google Patents

데이터전송시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR100481799B1
KR100481799B1 KR10-1998-0710529A KR19980710529A KR100481799B1 KR 100481799 B1 KR100481799 B1 KR 100481799B1 KR 19980710529 A KR19980710529 A KR 19980710529A KR 100481799 B1 KR100481799 B1 KR 100481799B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
data
threshold
training sequence
signal
levels
Prior art date
Application number
KR10-1998-0710529A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20000016819A (ko
Inventor
앤드류 피터 헤론
Original Assignee
브리티쉬 텔리커뮤니케이션즈 파블릭 리미티드 캄퍼니
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 브리티쉬 텔리커뮤니케이션즈 파블릭 리미티드 캄퍼니 filed Critical 브리티쉬 텔리커뮤니케이션즈 파블릭 리미티드 캄퍼니
Priority to KR10-1998-0710529A priority Critical patent/KR100481799B1/ko
Publication of KR20000016819A publication Critical patent/KR20000016819A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100481799B1 publication Critical patent/KR100481799B1/ko

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00Television systems
    • H04N7/025Systems for the transmission of digital non-picture data, e.g. of text during the active part of a television frame
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N19/00Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
    • H04N19/85Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using pre-processing or post-processing specially adapted for video compression
    • H04N19/89Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using pre-processing or post-processing specially adapted for video compression involving methods or arrangements for detection of transmission errors at the decoder

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Abstract

데이터 전송 시스템은 코딩된 데이터를 형성하기 위하여 입력신호를 인코eld시키는 수단(206, 207)을 구비한 송신기(20), 두 개의 이산 신호 크기 레벨 중 적어도 하나를 구비하는 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소, 데이터의 주기적인 트레이닝 시퀀스(T)를 코딩된 데이터에서 포함하는 인코딩 수단; 및 수신되는 트레이닝 시퀀스에 기초하여 이산 레벨이 구별될 수 있도록 임계값을 적응시키고 코딩된 데이터를 수신하는 수신기(30)를 포함하고, 트레이닝 시퀀스(T)는 이산 신호 레벨 중 적어도 하나를 번갈아 나타내는 다수의 요소를 포함하고, 수신기는 적응된 임계값을 저장시키기 위하여 룩업테이블을 생성시킨다.

Description

데이터 전송 시스템{DATA TRANSMISSION SYSTEM}
본 발명은 데이터 전송에 관한 것으로서, 특히 디지털 신호의 멀티-레벨 표시가 전송되어지는 데이터 전송에 관한 것이다.
디지털 데이터는 시간과 진폭으로 양자화한 신호로 표시된다. 이러한 디지털 데이터는 아날로그 신호의 실제값에 접근한다. 만일 아날로그 신호가 디지털화되면, 아날로그 신호의 범위는 다수의 레벨(예를 들면 16레벨)로 분할되고, 아날로그 신호는 세트 간격에서 샘플링 되고 그때에 적당한 레벨이 결정되어진다. 단지 16개의 레벨이 사용되기 때문에, 실제 레벨에 가장 가까운 레벨이 선택되어진다. 이 디지털 데이터로부터 재구성되어지는 신호는 오리지널 아날로그 신호와 공통점은 있지만 완전하게 같지는 않다.
2진 디지털 데이터에서는. 신호가 0과 1에 의해 표시되어지는데, 여기서 0은 0V 펄스이고 1은 5V 펄스이다. 만일 입력신호의 샘플이 최대 범위의 반보다 큰 진폭을 갖는다면, 신호 샘플은 1로서 표시되어진다. 0은 최대 범위의 반보다 적은 진폭을 가지는 샘플에서 표시된다. 이것으로서 0과 1의 직렬이 생성되어진다.
오리지널 신호를 재생산하기 위해서는, 수신기는 두 레벨사이에서 임계값을 알 필요가 있다. 보통 이것은 신호의 최대 범위, 레벨의 수 및 레벨의 간격이 선형적으로 이격되면 이것을 수신기로 신호화하는 송신기에 의해 실행된다. 이때 수신기는 임계값을 결정하고 입력신호를 디코딩 한다. 특히, 멀티-레벨 시스템에서는 네트워크의 응답 때문에 신호가 일그러지는데, 즉 오버슈트 되고 링잉(ringing)된다. 어떤 수신된 샘플의 순시 레벨은 전송되는 샘플에 의존할 뿐만 아니라 이전에 전송된 샘플 및 차후에 전송되어지는 샘플이다.
본 발명은 첨부된 도면을 참고하여 실시예를 설명할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 데이터 전송 시스템을 도시하고,
도 2는 도 1의 데이터 전송 시스템에 의해 전송되어지는 코딩된 비디오 데이터의 라인 포맷의 예를 도시하며,
도 3은 본 발명에 따른 송신기를 도시하고,
도 4는 본 발명에 따른 수신기를 도시하며,
도 5는 트레이닝 시퀀스의 11라인이 수신된 후 버퍼의 내용의 예를 도시하고,
도 6은 도 5에서 도시되는 버퍼의 내용으로부터 발생된 임계값의 세트의 예를 도시하며,
도 7은 도 6의 임계값으로부터 발생된 룩업테이블의 예를 도시한다.
본 발명에 따르면, 데이터 전송 시스템은 코딩된 데이터를 형성하기 위하여 입력신호를 인코딩 하는 수단을 구비한 송신기, 두 개의 이산 신호 크기 레벨 중 적어도 하나를 가지는 상기 코딩된 데이터의 각 요소, 데이터의 주기적인 트레이닝 시퀀스를 코딩된 데이터에서 포함하는 인코딩 수단 및 수신되는 트레이닝 순서에 기초하여 이산 레벨이 구별될 수 있도록 임계값을 적응시키고 코딩된 데이터를 수신하기 위한 수신기를 포함한다.
이러한 시스템은 수신기가 송신기와 수신기의 사이에서 전송 링크의 다이나믹 상태에 의존하는 임계값을 계속적으로 적응시키도록 한다.
바람직하게 트레이닝 시퀀스는 적어도 두 개의 요소를 포함하고 수신기는 상기 트레이닝 시퀀스의 요소와 다른 트레이닝 시퀀스의 적어도 하나의 요소의 결과를 모니터하기 위한 수단을 포함하고 임계값을 적응시킨다.
이것은 요소의 그룹에서 전송 링크의 효과를 설명한다.
본 발명은 또한 송신기와 수신기에 관한 것이다.
본 발명은 데이터 전송 시스템에 있어서, 입력신호를 인코딩 하여 코딩된 데이터―여기서, 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소는 적어도 2개의 이산 신호 크기 레벨들(at least two discrete signal magnitude levels) 중 하나를 갖고, 상기 인코딩 수단은 상기 이산 레벨들을 나타내는 요소들을 구비하는 소정 트레이닝 시퀀스(training sequence)의 데이터를 생성하는 수단(207, 208)을 가짐―를 형성하는 수단을 갖는 송신기(20); 및 상기 코딩된 데이터를 수신하고 임계값과 비교하여 상기 이산 레벨들이 서로 구별될 수 있도록 하는 디코딩 수단(decoding means: 312))과, 상기 입력된 트레이닝 시퀀스에 근거하여 상기 임계값을 적응시키도록 동작 가능한 임계값 적응 수단(threshold adaptation means: 308)을 구비하는 수신기(30)를 포함하며, 상기 임계값 적응 수단(308)은 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 적어도 하나가 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 다른 한 요소에 야기하는 효과를 모니터하고, 그에 따라 상기 임계값을 적응시키는 것을 일 특징으로 한다.
또한 본 발명은 데이터 수신기에 있어서, 코딩된 데이터를 구비하는 입력신호―여기서, 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소는 적어도 2개의 이산 신호 크기 레벨들 중 하나를 나타내고, 상기 입력신호는 소정 트레이닝 시퀀스(T)를 가짐―를 수신하는 입력부; 상기 코딩된 데이터를 임계값과 비교하여 상기 이산 레벨들이 서로 구별될 수 있도록 하는 디코딩 수단(312); 및 상기 수신된 트레이닝 시퀀스에 근거하여 상기 임계값을 적응시키도록 동작 가능한 임계값 적응 수단(308)―여기서, 상기 임계값 적응 수단은 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 적어도 하나의 요소가 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 다른 것에 야기하는 효과를 모니터하여, 그에 따라 상기 임계값을 적응시킴―을 포함하는 것을 다른 특징으로 한다.
또한 본 발명은 데이터 송신기에 있어서, 입력신호를 인코딩하여 코딩된 데이터―여기서, 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소는 적어도 2개의 이산 신호 크기 레벨들 중의 하나를 가짐―를 생성하고, 상기 이산 레벨들을 나타내는 요소들을 갖는 소정 트레이닝 시퀀스의 데이터를 생성하는 수단을 구비하고, 상기 송신기는 각각이 상기 이산 레벨들 중 하나를 나타내는 복수의 요소를 각각이 갖는 복수의 그룹을 전송하도록 되어 있고, 상기 그룹들 중 연속하는 그룹들은 상기 이산 레벨들의 다른 조합을 경유하여 순환하는 것을 또 다른 특징으로 한다.
도 1에서 도시되는 것처럼 디지털 데이터 전송 시스템은 송신기(20), 수신기(30) 및 통신 링크(40)를 포함한다. 데이터는 어떤 적당한 형식으로 전달할 수 있는 통신 링크(40)를 거쳐 송신기(20)에서 수신기(30)로 전송되어진다. 예를 들면 통신 링크(40)는 PSTN(Public Switched Telephone Network), ISDN(Integrated Services Digital Network), 라디오 링크, 동축 케이블, 광섬유 등의 일부분일 수 있다.
목적을 설명하면, 기술되어지는 데이터 전송 시스템은 비디오 영상을 나타내는 데이터의 전송에 관한 것이다. 그러나 본 발명은 어떠한 시스템에서도 적응할 수 있고 멀티-레벨 디지털 데이터를 전송하며, 특히 케이블 모뎀이나 높은 비트 레이트(rate) 텔레텍스트 서비스와 같은 아날로그 전송 링크의 전송에 관한 것이다.
기술되어지는 데이터 전송 시스템은 아날로그 하이브리드 섬유 동축 네트워크를 통하여 사용자에게 디지털 텔레비젼 신호를 공급하는데 적당하다. 존재하는 아날로그 네트워크의 시설을 사용하기 위해서는, 디지털 신호는 보통의 TV 채널과 같은 방법으로 존재하는 네트워크를 통하여 전달되어질 수 있어야 한다.
그래서 디지털 신호는 보통의 TV 채널(6-7MHz)에 유사한 대역폭을 적응시킨다. 또한 이것은 진폭에 의해 TV 신호와 같이 보이(look)며 이것에 의존하는 네트워크 안에서 어떤 dc 복구와 같이 15.625 KHz에서 규칙적인 '라인' 동기 펄스를 가지고 있다. 노이즈 비율에서 신호는 50dB정도이고 이것을 극복하기 위하여 차동의 이득 에러나 동기 펄스 클리핑(clipping)과 같은 비선형이다.
아날로그를 통하여 현저한 용량 향상을 얻기 위해서는, 수신할 수 있는 특성의 네 개의 멀티플랙스된 MPEG 비디오 흐름으로 운반할 수 있는 충분한 디지털 용량이 소망된다.
본 발명은 멀티-레벨 코딩을 사용하고, 여기서 직렬 디지털 데이터는 n비트의 기호로 분할된다. 각각의 기호는 활성 비디오 영역 안에서 이산 레벨의 하나로서 코드화 된다.
충돌되는 최소 펄스폭이 6.75 MHz가 되도록 신호 레이트를 이 되도록 선택하는데, 다시 말하면 148ns이다. 이것은 매우 많은 열화 없이 시스템의 밴드 폭을 통과한다. 노이즈 비율에서 시스템 신호가 주어졌을 때, 기호당 3개의 비트를 부여함으로서(즉 n=3) 여덟 개의 다른 레벨이 회복되어짐을 기대할 수 있다.
경험적으로 시스템에서 모든 클램프 및 dc 복원기는 단지 라인 동조 및 블랙 레벨을 사용함으로서 어떤 프레임 타이밍을 유지시키는데 정말로 필요하지는 않는 것처럼 보인다. 이것은 프레임 타이밍이 생략되어질 수 있고 활성 '라인'의 연속적인 흐름이 사용되는 것을 의미한다. 이것은 데이터의 작업처리량이 증가되고 송신기나 수신기의 설계를 간단하게 한다.
27MHz의 주클럭 레이트를 선택하는 것에 의해, 즉시 이용할 수 있는 TV 샘플링 클록 복구 칩은 수신기에서 클록이 로크(lock)된 클록을 현저하게 낮은 지터 라인으로 제공하기 위하여 사용할 수 있다. 신호는 최고의 샘플링 포지션을 결정하기 위하여 이 레이트에서 오버샘플되어질 수 있다. 즉시 이용할 수 있는 비디오 ADC(analogue-to-digital converter)는 이용되어질 수 있을 뿐만 아니라 현저하게 빠른 논리 속도로 사용할 수 있다.
도 2에서는 전송되어지는 파형의 다이어그램이 도시되어져 있다. 이것은 15.625 KHz에서 반복되는 표준 폭과 진폭을 갖는 동조 펄스(2)로 구성된다. 이것은 사용되어지는 디지털 변환기에서 아날로그 및 즉시 이용할 수 있는 TV 동조 펄스 분리기를 허용하기 위하여 전방 포치(4) 및 후방 포치(6)에 의해 각각 선행되어지고 연속된다.
후방 포치(6)후에는 최고의 샘플링 포지션을 결정하기 위해 수신기에 의해 사용되어지는 출발 펄스(S)가 존재한다. 이때에 다수의 라인에 걸쳐서 세트 시퀸스를 전체에서 단계되어지는 5개의 트레이닝 시퀸스(T)와 8개의 기호가 따르게 된다. 이러한 기호(M)의 첫 번째는 결정되어지는 트레이닝 시퀸스의 출발로서 허용되는 마커이다. 트레이닝 시퀸스의 기능과 정확한 본질은 후술되어질 것이다.
이때 다수의 유호 데이터 기호(D)가 따르게 된다. 각각은 근소하게 148ns폭이고 8개의 다른 레벨 중 하나에 의해 표현되어지며, 근소하게 0.1V이다. 유효 데이터는 FEC(forward error corrector)를 기초한 블록의 부가를 허용하기 위해 블록 안에서 분할되어질 수 있다. FEC를 기초한 블록이 사용되는 시스템에서 하나의 오버헤드는 블록의 경계를 정의하기 위하여 플레밍 비트를 부가할 필요가 있고, 플레밍을 발견하고 자동적으로 조사할 수 있는 수신기에서의 하드웨어이다. 데이터는 블록이 더욱 세분화되어지는 라인에서 이미 분할되어지기 때문에 이러한 설계는 필요하지 않다.
에러 컬렉터 블록 사이즈와 라인당 전체 기호수의 선택은 필요한 비트 레이트와 FEC의 컬렉팅 파우어에 의존한다.
제안된 시스템은 BCH(Bose-Chaudhuri Hocquenghem)FEC를 사용하고 라인을 63비트의 17블록 안에서 분할한다. 각각의 63 비트 블록은 데이터(57비트)의 19 기호와 체크 비트(6비트)의 2개의 기호로 구성되면서 57ㅧ17ㅧ15625=15.140625 Mbit/sec의 페이로드 비트 전송율을 주는 21 3-비트 기호를 포함한다.
'라운드' 비트 전송율을 구비하기 위하여, 마지막 블록은 ((57ㅧ17)-9)ㅧ15625=15.00MHz가 부여되면서 데이터가 채워지지 않는 3개의 기호를 구비하고 있다. 이것은 채널당 필요한 양을 부여하면서 TV채널이 인코딩된 4개의 MPEG가 멀티플렉서되는 적당한 레이트로 생각할 수 있다. FEC는 각각의 블록에 에러 안에서 하나의 비트를 수정할 수 있다. 다중-비트 에러의 가능성을 줄이기 위해서 기호는 근접한 레벨이 단지 하나의 비트 차이를 가지는 비트 패턴을 나타내도록 그레이 코딩된다.
도 3에서는 송신기(20)의 한 예가 도시되어진다. 송신기(20)는 MPEG 멀티플렉서 클록에서 종속되거나 주 클록 공급자가 된다. PLL(phase locked loop) 및 클록 발진기(201)는 15MHz 데이터 비트 클록에서 로크된 클록을 6.75MHz 기호로 발생시킨다. 입력된 2진 디지털 데이터는 SIPO(serial-in-parallel-out) 시프트 레지스터(202)에 의해 3-비트 기호로 분할되고 FIFO(first in, first out) 버퍼(204)에서 저장된다. FIFO(204)는 연속적인 입력 데이터 레이트와 '버스티(bursty)'라인 사이의 기호와 블록 구조를 버퍼시킨다. 기호는 FIFO(204)로부터 읽혀지고 BCH FEC체크 비트는 FEC 인코더(206)에 의해 더해진다. 각각의 라인의 출발에서는 동조 펄스, 블랙 레벨(즉, 전방 포치 및 후방 포치), 출발 펄스(S) 및 트레이닝 시퀸스가 제어블럭(208)의 제어 하에서 유닛(207)에 의해 더해진다. 데이터는 이때 그레이 코드화 되고 DAC(digital-to-analogue converter)(212)에서 표현 되기 전에 8-비트 표시로 전환되어진다. 전 보상(pre-compensation)의 어떤 양은 네트워크에서 감소 오버슈트를 도우기 위해서 이 단계에서 더해질 수 있다. 이것은 신호 내에서 에지의 상승시간을 효과적으로 줄일 수 있다. DAC(212)의 아날로그 출력은 이때 정상적인 TV 채널과 같은 방법으로 네트워크를 통해서 전송되어질 수 있다. 아날로그 포스트 필터는 만일 필요하다면 네트워크를 적합하기 하도록 신호의 밴드를 제한하기 위하여 더해질 수 있다.
도 4에서는 수신기(30)의 블록 다이어그램이 도시되어져 있다. 동조 분리기(301)는 입력되는 신호로부터 동조 및 블랙 레벨 펄스를 뽑아낸다. PLL 및 VCXO(voltage-controlled crystal oscillator)(302)는 27MHz 클록이 로크된 라인을 발생시킨다.
8-비트 ADC(303)는 8비트 신호 안에서 입력되는 신호를 디지털화한다. ADC(303)는 온-칩 클램프 및 동조 및 블랙 레벨 펄스를 사용하는 AGC(automatic gain control)를 구비한다. AGC의 효과는 동조 펄스 2 내지 0의 베이스와 63에 블랙 레벨(즉 전방 및 후방 포치(4, 6)의 레벨) 에서 디지털 출력을 세트시키는 것이다. 0.7V의 공칭 최대 레벨 비디오 입력은 이때 213의 레벨로 주어진다. AGC 이득은 동조 펄스 높이를 사용하여 계산되어지고, 전송 네트워크에 의한 동조 펄스의 어떤 클리핑은 이 공칭 최대 높이로 변경되어진다. ADC는 27MHz에서 클록되어진다.
ADC(303)에 이은 로직(304)은 각각의 라인 동조 펄스(2)후에 출발 펄스(S)를 찾는 상태 머신을 포함한다. 출발 펄스(S)는 네트워크를 통과한 후에 라운드 되어지고 최고의 샘플링 포지션은 이것의 피크에서 가장 근접한 샘플로서 주어진다. 클록의 전환된 버전은 이것이 보다 좋은 샘플링 포지션으로 주어졌을 때 사용되어질 수 있다.
트레이닝 시퀀스가 지금부터 기술되어질 것이다. 트레이닝 시퀀스는 긴 1024개의 라인이고 출발 펄스(S)와 유효 데이터 기호(D)사이의 각각의 라인 출발에서 다섯 개의 기호를 적응한다. 시퀀스에서 첫 번째 기호(M)는 트레이닝 시퀀스의 출발을 나타내는데 시퀀스의 첫 번째 라인 상에서는 높고(레벨 7) 모든 다른 라인에서는 낮다(레벨 0). 다른 세 개의 기호 T1, T2, T3 기호는 1024 라인(approx. 65msec)을 적응하는 1024결합인 2ㅧ83을 주면서 낮거나(레벨 0) 높은 (레벨 7)인 마지막 기호 T4를 가지면서 3개의 기호(83 결합)에 대한 8레벨의 모든 가능한 결합의 시퀀스를 통하여 계산한다.
수신기에서는 각각의 라인의 트레이닝 시퀀스에서 4번째 기호 T3의 레벨은 FIFO(306)안에서 저장되고 샘플링된다. FIFO(306) 1024라인 후에는 두 개의 선행하는 기호 T1, T2 및 높거나 낮은 연속된 기호 T4의 모든 결합을 가지는 4번째 기호의 모든 레벨의 예들을 포함한다. 도 5는 데이터의 11라인 후에 FIFO의 항목의 예를 도시한다. 마이크로프로세서(308)는 선행하거나 연속되는 레벨의 결합에서 각각의 일곱 개의 결정된 임계값의 세트를 계산하고 SRAM(312)안에 저장된 LUT(look-up-table)를 발생시킨다. 예를 들면, FIFO(306)안에서 샘플 1-8은 선행하는 기호 T1 및 T2와 연속되는 기호 T4가 레벨 0이 될 때 트레이닝 데이터 T3의 네 번째 기호의 레벨을 나타낸다. 마이크로프로세서(308)는 선행하는 두 개의 기호가 0이 되고 연속되는 기호가 0이댄 때, 적응되어지는 일곱 개의 결정 임계값을 계산한다. 이것은 전형적으로 L1 및 L2가 연속되는 T3기호에 대한 수신된 레벨인 곳에서 임계값이 (임계값=L1+[(L2-L1)/2]인 두 개의 수신된 트레이닝 레벨사이에서 중간인 T 3에 대한 각각의 임계값을 세팅하는 것에 의해 얻어질 수 있다. 도 6에서는 마이크로프로세서의 RAM(310)안에서 저장되어지는 이것의 예들의 케이스에 대한 임계값의 예를 도시하고 있다. 이때 마이크로프로세서는 도 7에서 도시되는 것처럼, LUT를 계산하기위한 임계값의 세트를 사용하고, SRAM(312)안에서 이것이 저장된다.
이때 LUT는 실시간에서 유효 데이터(D)의 임계값을 수행하기 위하여 사용된다. 8-비트 입력 데이터는 입력 a를 경유하여 LUT(312)에 대하여 적응된다. 입력 데이터의 선행하는 두 샘플은 각각 b와 c로 입력된다. 입력 데이터의 다음의 예의 레벨은 입력 d를 경유하여 입력된다. 이 입력 d는 비교기(312)의 입력 a에서 이것이 나타나기 전에 샘플로부터 얻어진 간단한 높고/낮음 표시이다. 유효 데이터에 대해서, 연속하는 샘플은 최대 및 최소(이 실시예에서는 각각 213 및 0)사이에서 어떤 값을 가진다. 추상적인 임계값은 최대 및 최소사이의 중간쯤에서 세트된다. 만일 다음 샘플의 값이 이 임계값보다 높다면, 다음 샘플의 값은 높게 간주되고, 만일 값이 낮다면 이것은 낮게 간주되어진다. 입력 b와 c는 이것들이 양자화될 때 LUT(312)로부터 래치된 출력으로서 주어질 수 있고 필요한 LUT의 크기를 줄일 수 있는 단지 3개의 비트이다.
실질적으로 LUT는 SRAM의 두 뱅크를 포함한다. 일단 마이크로프로세서에서 LUT가 계산되어지고 SRAM에서 이것이 쓰여지면, 이것은 실시간 데이터 경로 안에서 LUT를 '페이지'한다. 이때 트레이닝 데이터의 새로운 FIFO를 변환시키고 임계값의 세트를 재계산하는 전체 사이클을 다시 수행한다. 이것은 랜덤 노이즈 및 새로운 LUT 계산의 효과를 줄이기 위해서 전 세트를 평균할 수 있다. 이때 이것은 전 LUT를 대신하여 페이지드-인(paged-in) 된다. 프로세스는 프로세서가 임무를 수행할 때까지 반복된다. 이러한 시스템은 통신 링크(40)의 응답에서 적합하고 응답에서 어떤 장기간의 변화를 추적한다.
더욱 향상시키기 위해서, 마이크로프로세서는 링크의 펄스 응답을 측정하기 위해 FIFO(306)안에 저장된 샘플을 사용할 수 있다. 펄스 응답은 만일 통신링크의 밴드폭이 낮아지면 두-전의 샘플보다도 그 후의 샘플에 더욱 의존하는 어떤 샘플의 레벨을 나타낸다. 트레이닝 시퀀스는 이것의 네 번째보다도 세 번째 기호에서 샘플링 되어지고 LUT에서 입력은 두 개의 전자의 샘플보다도 연속되는 샘플의 비트를 입력시키기 위하여 변경되어질 수 있다. 이때 프로세서는 전자 및 후자의 샘플의 모든 연결의 샘플을 가질 수 있다.
임계값으로 된 3-비트 기호는 그레이 코드로 변환되고 각각의 64 비트 블록에서 어떤 싱글 비트 에러를 수정하는 BCH FEC 검파기/보정기를 통과한다. 이때 데이터는 FIFO(316)를 통과하고 연속적인 15.0 MHz에서 제어(318)에 의해 재클럭되어진다. 이것은 종래의 방법에서는 디코딩하기 위해 MPEG 디멀티플렉셔/디코터에서 통과되어진다.
전술한 바와 같은 구성의 본 발명은 어떠한 통신 시스템에도 이용할 수 있고, 멀티-레벨 디지털 데이터를 전송하며, 특히 케이블 모뎀이나 높은 비트 레이트 텔레텍스트 서비스와 같은 아날로그 전송 링크의 전송에 이용할 수 있다.

Claims (12)

  1. 데이터 전송 시스템에 있어서,
    입력신호를 인코딩하여 코딩된 데이터―여기서, 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소는 적어도 2개의 이산 신호 크기 레벨들(at least two discrete signal magnitude levels) 중 하나를 갖고, 상기 인코딩 수단은 상기 이산 레벨들을 나타내는 요소들을 구비하는 소정 트레이닝 시퀀스(training sequence)의 데이터를 생성하는 수단(207, 208)을 가짐―를 형성하는 수단을 갖는 송신기(20); 및
    상기 코딩된 데이터를 수신하고 임계값과 비교하여 상기 이산 레벨들이 서로 구별될 수 있도록 하는 디코딩 수단(decoding means: 312))과, 상기 입력된 트레이닝 시퀀스에 근거하여 상기 임계값을 적응시키도록 동작 가능한 임계값 적응 수단(threshold adaptation means: 308)을 구비하는 수신기(30)를 포함하며,
    상기 임계값 적응 수단(308)은 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 적어도 하나가 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 다른 한 요소에 야기하는 효과를 모니터하고, 그에 따라 상기 임계값을 적응시키는
    것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신기(20)는 복수의 요소들―여기서, 상기 요소들의 각각은 상기 이산 레벨들 중 하나를 나타냄―을 갖는 그룹들을 포함하는 트레이닝 시퀀스를 전송하도록 되어 있고, 상기 그룹들 중 연속하는 그룹들(successive ones of said groups)은 상기 이산 레벨들의 다른 조합을 경유하여 순환하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 송신기(20)는 주기적인 구조를 갖는 신호를 형성하고,
    상기 주기의 각각은 상기 트레이닝 그룹, 상기 코딩된 데이터의 복수의 요소들, 및 상기 이산 레벨들의 범위 밖의 진폭을 갖는 동기 펄스를 포함하는
    것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  4. 제 1 내지 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 임계값 적응 수단(308)은 상기 트레이닝 시퀀스를 수신하여 상기 트레이닝 시퀀스로부터 임계값들을 계산하고, 상기 계산된 임계값들을 저장하며,
    상기 디코딩 수단(312)은 적어도 하나의 이전에 디코딩된 요소(b, c)의 피드백 신호를 지연 수단을 경유하여 수신하고, 상기 피드백 신호에 근거하여 상기 계산된 임계값들 중 다른 것들을 선택하도록 접속되는
    것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 디코딩 수단(312)은 아직 디코딩되지 않은 요소의 추정(estimate)인 피드포워드 신호(feedforward signal: d)를 수신하도록 접속되며,
    상기 임계값 선택은 상기 피드포워드 신호에 또한 근거하는
    것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  6. 제 1 내지 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디코딩 수단은 상기 계산된 임계값에 따라 생성된 룩업테이블(look-up table: 312)의 형태인 것을 특징으로 하는 데이터 전송 시스템.
  7. 데이터 수신기에 있어서,
    코딩된 데이터를 구비하는 입력신호―여기서, 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소는 적어도 2개의 이산 신호 크기 레벨들 중 하나를 나타내고, 상기 입력신호는 소정 트레이닝 시퀀스(T)를 가짐―를 수신하는 입력부;
    상기 코딩된 데이터를 임계값과 비교하여 상기 이산 레벨들이 서로 구별될 수 있도록 하는 디코딩 수단(312); 및
    상기 수신된 트레이닝 시퀀스에 근거하여 상기 임계값을 적응시키도록 동작 가능한 임계값 적응 수단(308)―여기서, 상기 임계값 적응 수단은 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 적어도 하나의 요소가 상기 트레이닝 시퀀스의 요소들 중 다른 것에 야기하는 효과를 모니터하여, 그에 따라 상기 임계값을 적응시킴―을
    포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 임계값 적응 수단(308)은 상기 트레이닝 시퀀스를 수신하여 임계값들을 계산하고 상기 계산된 임계값들을 저장하며,
    상기 디코딩 수단은 지연 수단을 경유하여 적어도 하나 이전에 디코딩된 요소의 피드백 신호를 수신하고, 상기 피드백 신호에 근거하여 상기 계산된 임계값들 중에서 다른 것들을 선택하도록 접속되는
    것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 디코딩 수단(312)은 아직 디코딩되지 않은 요소의 추정(estimate)인 피드포워드 신호(feedforward signal: d)를 수신하도록 접속되며, 상기 임계값 선택은 상기 피드포워드 신호에 또한 근거하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  10. 제 7 내지 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디코딩 수단(312)은 상기 계산된 임계값에 따라 생성된 룩업테이블 형태인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  11. 데이터 송신기에 있어서,
    입력신호를 인코딩하여 코딩된 데이터―여기서, 상기 코딩된 데이터의 각각의 요소는 적어도 2개의 이산 신호 크기 레벨들 중의 하나를 가짐―를 생성하고, 상기 이산 레벨들을 나타내는 요소들을 갖는 소정 트레이닝 시퀀스의 데이터를 생성하는 수단을 구비하고,
    상기 송신기는 각각이 상기 이산 레벨들 중 하나를 나타내는 복수의 요소를 각각이 갖는 복수의 그룹을 전송하도록 되어 있고, 상기 그룹들 중 연속하는 그룹들은 상기 이산 레벨들의 다른 조합을 경유하여 순환하는
    것을 특징으로 하는 데이터 송신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 송신기는 주기적인 구조를 갖는 신호를 형성하고,
    상기 주기의 각각은 상기 트레이닝 그룹, 상기 코딩된 데이터의 복수의 요소들, 및 상기 이산 레벨들의 범위 밖의 진폭을 갖는 동기 펄스를 포함하는
    것을 특징으로 하는 데이터 송신기.
KR10-1998-0710529A 1996-06-25 1997-06-19 데이터전송시스템 KR100481799B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-1998-0710529A KR100481799B1 (ko) 1996-06-25 1997-06-19 데이터전송시스템

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP96304675.0 1996-06-25
KR10-1998-0710529A KR100481799B1 (ko) 1996-06-25 1997-06-19 데이터전송시스템

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20000016819A KR20000016819A (ko) 2000-03-25
KR100481799B1 true KR100481799B1 (ko) 2005-06-17

Family

ID=43668017

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-1998-0710529A KR100481799B1 (ko) 1996-06-25 1997-06-19 데이터전송시스템

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100481799B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102364029B1 (ko) 2021-12-13 2022-02-16 최세영 가정용 턱걸이 운동기구

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102364029B1 (ko) 2021-12-13 2022-02-16 최세영 가정용 턱걸이 운동기구

Also Published As

Publication number Publication date
KR20000016819A (ko) 2000-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6094461A (en) Data transmission
EP0663775B1 (en) Method and apparatus for communicating multilevel modulated data using concatenated coding
KR970002702B1 (ko) 트렐리스 코드화 큐에이엠(qam)을 이용한 압축비디오와 같은 디지탈 정보의 통신방법 및 그 장치
US6529558B1 (en) Coding and decoding a signal modified in accordance with the feedback states of an encoder
US5497205A (en) Apparatus for processing BPSK signal transmitted with NTSC TV on quadrature-phase video
JP2837104B2 (ja) ディジタル情報を伝送する装置及びディジタル信号受信器
US6233712B1 (en) Apparatus and method for recovering information bits from a 64/256-quadrature amplitude modulation treliss coded modulation decoder
JPH11507194A (ja) 信号受信器用スライス予測器
US6608870B1 (en) Data frame for 8 MHZ channels
JPH09511881A (ja) 多レベルvsb伝送システムのためのデータレベル選択
KR100481799B1 (ko) 데이터전송시스템
EP0908050B1 (en) Data transmission
Sawada et al. 32 Mbit/s transmission of NTSC color TV signals by composite DPCM coding
JPH08223229A (ja) ベースバンド伝送システムおよび送信装置ならびに受信装置
US5410569A (en) Data slicing system for HDTV receiver
JP2001521338A (ja) 信号中のデータを伝送および復号化するための方法およびシステム
US6754258B1 (en) Systems, methods and computer program products for averaging learned levels in the presence of digital impairments based on patterns
KR0173693B1 (ko) 텔레비젼 신호 내의 디지탈 신호를 위해 오버샘플링 아날로그-디지탈 변환을 하는 수신기
US7725036B2 (en) Efficient transmission of digital return path data in cable television return path
KR960007201B1 (ko) 에이치디티브이(hdtv) 송수신장치
KR20000045629A (ko) 필드 동기 신호를 이용한 자동이득 제어장치
MXPA96004630A (es) Seleccion de nivel de datos para sistema de transmision de banda lateral vestigial de multiples niveles

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20110322

Year of fee payment: 7

LAPS Lapse due to unpaid annual fee