KR100426606B1

KR100426606B1 - Ｄｃ ―ｄｃ 컨버터 및 이를 사용한 전자장치

Info

Publication number: KR100426606B1
Application number: KR10-2001-0059591A
Authority: KR
Inventors: 구니이신고; 사노나오토
Original assignee: 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
Priority date: 2000-10-30
Filing date: 2001-09-26
Publication date: 2004-04-08
Also published as: CN1351407A; KR20020033506A; CN100481695C

Abstract

본 발명은 소형화, 저코스트화를 도모할 수 있는 DC－DC 컨버터 및 이를 사용한 전자장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 구성에 따르면, DC－DC 컨버터(10)는 출력의 ON시간을 설정하는 제1시정수회로(時定數回路)(13) 및 OFF시간을 설정하는 제2시정수회로(14)를 포함한 무안정(無安定) 멀티바이브레이터(12)와, 그 출력으로 제어되는 스위칭 소자(Q1)를 포함한다. 그리고, 출력전압에 따라 무안정 멀티바이브레이터(12)의 듀티(duty)비를 변화시키고, 이에 의해 출력전압을 제어한다.

본 발명은 간단한 회로로 DC－DC 컨버터를 구성할 수 있기 때문에, 소형화와 저코스트화를 실현할 수 있다.

Description

ＤＣ―ＤＣ 컨버터 및 이를 사용한 전자장치{ＤＣ―ＤＣ Convertor and an electronic device using the same}

본 발명은 DC－DC 컨버터 및 이를 사용한 전자장치에 관한 것이다.

도 10에 종래의 DC－DC 컨버터의 회로도를 나타낸다. 도 10에서 DC－DC 컨버터는 직류전원(Vcc), 인덕턴스 소자(L1), 정류소자인 다이오드(D1), 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1), 저항(R1, R2), 커패시터(C1, C2), 드라이브 회로(2), 기준전압 발생회로(3), 오차증폭 회로(4), 삼각파 발생회로(5), PWM 비교기(6), 출력단자(Pout)로 구성되어 있다.

여기에서, 직류전원(Vcc)은 인덕턴스 소자(L1)의 일단에 접속되고, 인덕턴스 소자(L1)의 타단은 트랜지스터(Q1)의 컬렉터 및 다이오드(D1)의 양극(anode)에 각각 접속되어 있다. 다이오드(D1)의 음극은 출력단자(Pout)에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q1)의 이미터(emitter)는 접지되어 있다. 직류전원(Vcc)에는 병렬로 커패시터(C1)가 접속되어 있다. 출력단자(Pout)는 커패시터(C2)를 통하여 접지되어 있다. 출력단자(Pout)는 저항(R1, R2)을 순서대로 통하여 접지되어 있다. 저항(R1)과 저항(R2)의 접속점은 오차증폭 회로(4)의 한쪽 입력에 접속되어 있다. 오차증폭 회로(4)의 다른쪽 입력에는 기준전압 발생회로가 접속되어 있다. 오차증폭 회로(4)의 출력은 PWM 비교기(6)의 한쪽 입력에 접속되어 있다. PWM 비교기(6)의 다른쪽 입력에는 삼각파 발생회로(5)가 접속되어 있다. PWM 비교기(6)의 출력은 드라이브 회로(2)에 접속되어 있고, 드라이브 회로(2)의 출력은 트랜지스터(Q1)의 베이스에 접속되어 있다.

이와 같이 구성된 DC－DC 컨버터(1)는 승압형 DC－DC 컨버터로,트랜지스터(Q1)가 드라이브 회로(2)에 의해 ONㆍOFF로 제어된다. 그리고, 인덕턴스 소자(L1)에 흐르는 전류가 트랜지스터(Q1)에 의해 제어된다. 즉, 트랜지스터(Q1)가 ON일 때에 직류전원(Vcc)의 에너지가 인덕턴스 소자(L1)에 충전되고, 이것이 트랜지스터(Q1)가 OFF일 때에 다이오드(D1)를 통하여 방전되어, 출력단자(Pout)로부터 출력된다. 그리고, 트랜지스터(Q1)의 ON시간과 OFF시간의 비율에 따라 출력단자(Pout)로부터 출력되는 출력전압의 값이 결정된다.

다음으로, 출력전압의 제어에 대하여 도 11을 참조하여 설명한다. 가령, 트랜지스터(Q1)의 ONㆍOFF비가 일정하면, DC－DC 컨버터(1)의 출력전압은 직류전원(Vcc)의 전압 변화와, 출력단자(Pout)에 접속되는 부하의 변화에 따라 변동된다. 이 때문에, 직류전원(Vcc)의 전압과 부하가 변동하더라도 출력전압이 변화하지 않도록 제어를 행할 필요가 있다. 그래서, 우선 저항(R1)과 저항(R2)에 의해 출력전압을 검출하여 오차증폭 회로(4)에 입력한다. 오차증폭 회로(4)에는 기준전압 발생회로(3)에서 발생된 기준전압도 입력되어 있어, 그 차에 따른 오차출력(a)이 출력된다. 오차출력(a)은 출력전압이 높을수록 높아진다. 오차출력(a)은 PWM 비교기(6)에 입력된다. PWM 비교기(6)에는 삼각파 발생회로(5)에서 출력된 삼각파 출력(b)도 입력되어 있어, PWM 비교기(6)는 양자를 비교하여 삼각파 출력(b)보다 오차출력(a)쪽이 클 때에는 L(로우(low))레벨, 오차출력(a)보다 삼각파 출력(b)쪽이 클 때에는 H(하이(high))레벨이 되는 비교출력(c)을 출력한다. 오차출력(a), 삼각파 출력(b), 비교출력(c)의 시간변화는 도 11에 나타낸 바와 같이 되어 있으며, 그 관계는 오차출력(a)이 클수록 삼각파 출력(b)이 오차출력(a)보다 커지는 시간이 짧아져 비교출력(a)의 듀티(duty)비가 작아진다. 반대로 오차출력(a)이 작을수록 삼각파 출력(b)이 오차출력(a)보다 커지는 시간이 길어져 비교출력(c)의 듀티비가 커진다는 성질을 갖는다. 비교출력(c)은 드라이브 회로(2)에 입력되어 드라이브 회로(2)에 의한 트랜지스터(Q1)의 ONㆍOFF제어의 듀티비를 결정한다. 듀티비가 커져 트랜지스터(Q1)의 ON시간이 길어지면 출력전압은 상승하고, ON시간이 짧아지면 출력전압은 저하한다. 이렇게 해서, 출력전압이 높아지면 트랜지스터(Q1)의 ONㆍOFF제어의 듀티비가 작아져 출력전압을 내리도록 동작하고, 반대로 출력전압이 낮아지면 출력전압을 올리도록 동작하여 출력전압이 소정의 값으로 제어된다.

그런데, 도 10에 나타낸 DC－DC 컨버터(1)에서는 오차증폭 회로(4), 삼각파 발생회로(5) 및 PWM 비교기(6) 등이 있기 때문에 회로규모가 커지고 저코스트화가 곤란해진다는 문제가 있다. 또한, 회로규모가 크기 때문에 IC화되는 경우가 많은데, 그러한 경우는 형상이 커지고 또한 고가가 되기 때문에 저코스트화에 더하여 소형화도 곤란해진다는 문제가 있다.

본 발명은 상기의 문제점을 해결하는 것을 목적으로 하는 것으로, 소형화, 저코스트화를 도모할 수 있는 DC－DC 컨버터 및 이를 사용한 전자장치를 제공한다.

상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 출력의 OFF시간을 설정하는 제1시정수회로(時定數回路) 및 ON시간을 설정하는 제2시정수회로를 포함한 무안정(無安定) 멀티바이브레이터와, 상기 무안정 멀티바이브레이터의 출력으로 제어되는 스위칭 소자 및 정류소자를 포함하며, 입력전압의 전압값을 변화시켜 출력전압으로 하는 DC－DC 컨버터로서,

상기 출력전압에 따라 상기 제1 및 제2시정수회로의 적어도 한쪽의 시정수를 변화시킴으로써, 상기 스위칭 소자의 ON시간과 OFF시간의 적어도 한쪽을 변화시켜 상기 출력전압을 제어하는 출력전압 제어회로를 포함한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 스위칭 소자에 직렬로 에너지 충방전을 위한 인덕턴스 소자를 형성한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 제1 및 제2시정수회로의 적어도 한쪽이 시정수를 변화시키기 위한 임피던스 가변회로를 포함한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 무안정 멀티바이브레이터의 출력과 상기 스위칭 소자 사이에 토템폴(totem pole) 회로를 형성한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 정류소자가 정류용 스위치 소자로 이루어지며, 상기 무안정 멀티바이브레이터가 상기 스위칭 소자를 ONㆍOFF제어하는 제1출력과, 상기 제1출력에 대하여 반전하고 있음과 동시에 상기 정류용 스위치 소자를 상기 스위칭 소자의 OFF시에 ON으로 하도록 제어하는 제2출력을 포함한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 스위칭 소자와 상기 정류용 스위치 소자가 동시에 OFF기간을 사이에 두고 번갈아 ON되도록 상기 제1 및 제2출력의 상승파형에 경사가 형성되어 있는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 무안정 멀티바이브레이터의 출력과 상기 정류용 스위치 소자 사이에 토템폴 회로를 형성한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 정류용 스위치 소자를 MOSFET(금속산화막 반도체 전계효과 트랜지스터)로 한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 DC－DC 컨버터는 상기 스위칭 소자를 MOSFET로 한 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명의 전자장치는 상술한 것중 어느 하나에 기재된 DC－DC 컨버터를 사용한 것을 특징으로 한다.

이와 같이 구성함으로써, 본 발명의 DC－DC 컨버터에서는 간단한 회로로 소형화와 저가격화를 실현할 수 있다.

또한, 본 발명의 전자장치에서는 소형화와 저가격화를 실현할 수 있다.

도 1은 본 발명의 DC－DC 컨버터의 한 실시예를 나타낸 회로도이다.

도 2는 도 1의 DC－DC 컨버터에 사용된 무안정 멀티바이브레이터의 2개의 트랜지스터의 컬렉터 전압 및 베이스 전압의 시간변화를 나타낸 특성도이다.

도 3은 도 1의 DC－DC 컨버터의 출력전압 제어회로와 임피던스 가변회로의 구체적인 예를 나타낸 회로도이다.

도 4는 본 발명의 DC－DC 컨버터의 다른 실시예를 나타낸 회로도이다.

도 5는 본 발명의 DC－DC 컨버터의 또 다른 실시예를 나타낸 회로도이다.

도 6은 본 발명의 DC－DC 컨버터의 또 다른 실시예를 나타낸 회로도이다.

도 7은 도 6의 DC－DC 컨버터의 각부의 신호의 시간변화를 나타낸 특성도이다.

도 8은 본 발명의 DC－DC 컨버터의 또 다른 실시예를 나타낸 회로도이다.

도 9는 본 발명의 전자장치의 한 실시예를 나타낸 사시도이다.

도 10은 종래의 DC－DC 컨버터를 나타낸 회로도이다.

도 11은 도 10의 DC－DC 컨버터의 각부의 신호의 시간변화를 나타낸 특성도이다.

<도면의 주요부분에 대한 간단한 설명>

10, 20, 30, 40, 50 DC－DC 컨버터

11 출력전압 제어회로

12, 21 무안정 멀티바이브레이터

13, 22 제1시정수회로

14, 23 제2시정수회로

15, 24 임피던스 가변회로

31, 42 토템폴(totem pole) 회로

41 부트스트랩(bootstrap) 회로

51 논리반전(論理反轉) 회로

회로 60 프린터

Q1 트랜지스터(스위칭 소자)

Q2, Q3, Q4, Q5 트랜지스터

Q6, Q8 FET(스위칭 소자)

Q7 FET(정류용 스위치 소자)

D1 다이오드(정류소자)

L1 인덕턴스 소자

도 1에 본 발명의 DC－DC 컨버터의 한 실시예의 회로도를 나타낸다. 도 1에서, 도 10과 동일 또는 동등한 부분에는 동일한 기호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 1에서, DC－DC 컨버터(10)는 상술한 종래의 DC－DC 컨버터(1)의 드라이브 회로(2), 기준전압 발생회로(3), 오차증폭 회로(4), 삼각파 발생회로(5), PWM 비교기(6), 저항기(R1, R2)를 대신하여, 출력전압 제어회로(11)와 무안정 멀티바이브레이터(12)를 포함하고 있다. 무안정 멀티바이브레이터(12)는 트랜지스터(Q2)와, 저항과 커패시터로 이루어지며 트랜지스터(Q2)의 OFF시간을 결정하는 제1시정수회로(13) 와, 트랜지스터(Q3)와, 임피던스 가변회로(15)와 커패시터로 이루어지며 트랜지스터(Q3)의 OFF시간을 결정하는 제2시정수회로(14)로 구성되어 있다. 트랜지스터(Q3)의 컬렉터는 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)의 베이스에 접속되어 있으며, 무안정 멀티바이브레이터(12)의 출력단자가 되고 있다. 그리고, 출력전압 제어회로(11)는 임피던스 가변회로(15)에 접속되어 있다.

이와 같이 구성된 DC－DC 컨버터(10)에서, 무안정 멀티바이브레이터(12)는 제1 및 제2시정수회로(13, 14)에서 결정된 주파수 및 듀티비로 발진하다. 도 2에, 무안정 멀티바이브레이터(12)의 트랜지스터(Q2)의 컬렉터 전압(v2c) 및 베이스 전압(v2b), 트랜지스터(Q3)의 컬렉터 전압(v3c) 및 베이스 전압(v3b)의 시간변화를 나타낸다. 또한, 트랜지스터(Q3)의 컬렉터 전압은 트랜지스터(Q1)의 베이스 전압(v1b)이기도 하다. 도 2에 나타낸 바와 같이, 트랜지스터(Q2, Q3)는 각각 제 1 및 제2시정수회로(13, 14)에서 결정되는 OFF시간에 따라 번갈아 ONㆍOFF하고 있다. 트랜지스터(Q3)의 컬렉터는 무안정 멀티바이브레이터(12)의 출력이 되고 있으며, 트랜지스터(Q3)가 ON일 때(즉 트랜지스터(Q2)가 OFF일 때)에 L(로우)레벨이 되고, 트랜지스터(Q3)가 OFF일 때(즉 트랜지스터(Q2)가 ON일 때)에 H(하이)레벨이 된다. 따라서, 무안정 멀티바이브레이터(12)는 제1시정수회로(13)에서 결정되는 OFF시간과 제2시정수회로(14)에서 결정되는 ON시간에서 발진하여 트랜지스터(Q1)를 구동한다. 이렇게 해서, 트랜지스터(Q1)가 ONㆍOFF제어 되어 DC－DC 컨버터(10)가 동작한다.

다음으로, DC－DC 컨버터(10)의 출력전압의 제어에 대하여 설명한다. DC－DC 컨버터(10)에서, 출력전압 제어회로(11)는, 출력전압을 검출해서 내장되어 있는 기준전압과 비교하여 출력전압이 소정의 전압에 대하여 높은지 낮은지를 표시하는 신호를 출력하여 임피던스 가변회로(15)에 입력한다. 임피던스 가변회로(15)는 출력전압 제어회로(11)로부터의 신호에 따라 그 임피던스를 변화시킨다. 구체적으로는 예를 들면 DC－DC 컨버터(10)의 출력전압이 소정의 전압보다 높을 때에는 출력전압 제어회로(11)는 임피던스 가변회로(15)의 임피던스를 작게 하도록 동작한다. 임피던스 가변회로(15)는 트랜지스터(Q3)의 OFF시간을 결정하는 시정수회로(14)의 구성요소이기 때문에, 시정수회로(14)의 시정수가 작아져 트랜지스터(Q3)의 OFF시간이 짧아진다. 트랜지스터(Q3)의 OFF시간이 짧아진다는 것은, 즉 트랜지스터(Q1)의 ON시간이 짧아진다는 것을 의미한다. 이 때, 트랜지스터(Q2)의 OFF시간에는 어떠한 변경도 없기 때문에, 트랜지스터(Q1)의 OFF시간은 변화하지 않는다. 그 결과, 트랜지스터(Q1)의 ON시간과 OFF시간의 합계에 대한 ON시간의 비율, 즉 듀티비가 작아져서 출력전압을 내리도록 동작한다. 반대로, 출력전압이 낮을 때에는 임피던스 가변회로(15)의 임피던스를 크게 함으로써, 트랜지스터(Q1)의 듀티비를 크게 하여 출력전압을 올리도록 동작한다. 이렇게 해서, DC－DC 컨버터(10)에서는 출력전압이 소정의 전압이 되도록 제어된다.

여기에서, 도 3에 출력전압 제어회로(11)와 임피던스 가변회로(15)의 구체적인 회로의 예를 나타낸다. 도 3에서, 출력전압 제어회로(11)는 저항(R3, R4, R5)과, 트랜지스터(Q4)와, 제너 다이오드(D2)와, 커패시터(C3)로 구성되어 있다. 여기에서, 저항(R3, R4)은 DC－DC 컨버터(10)의 출력단자(Pout)와 접지 사이에 직렬로 접속되어 있다. 또한, 저항(R5)과, 트랜지스터(Q4)와, 제너 다이오드(2)도 출력단자(Pout)와 접지 사이에 직렬로 접속되어 있다. 저항(R3, R4)의 접속점은 트랜지스터(Q4)의 베이스에 접속되어 있다. 그리고, 저항(R3, R4)의 접속점과트랜지스터(Q4)의 컬렉터 사이에는 커패시터(C3)가 접속되어 있다. 이 중, 트랜지스터(Q4)의 컬렉터가 출력전압 제어회로(11)의 출력단자가 되고 있다. 또한, 가변 임피던스 회로(15)는 저항(R6)과 그에 병렬로 접속된 저항(R7) 및 트랜지스터(Q5)의 직렬회로로 구성되어 있다. 이 중, 트랜지스터(Q5)의 베이스가 가변 임피던스 회로(15)의 제어단자가 되어 출력전압 제어회로(11)의 출력단자에 접속되어 있다.

이와 같이 구성된 출력전압 제어회로(11) 및 임피던스 가변회로(15)에서, DC－DC 컨버터(10)의 출력전압은 저항(R3, R4)에서 분할되어 검출되며, 트랜지스터(Q4)의 베이스에 입력된다. 트랜지스터(Q4)의 이미터는 제너 다이오드(D2)에 의해 일정 전압으로 유지되어 있기 때문에 출력전압이 상승하면 트랜지스터(Q4)의 베이스 전류가 증가하여, 트랜지스터(Q4)의 컬렉터 전압, 즉 임피던스 가변회로(15)의 트랜지스터(Q5)의 베이스 전압이 저하된다. 트랜지스터(Q5)의 베이스 전압이 저하되면 트랜지스터(Q5)의 이미터－컬렉터 사이의 저항값이 저하된다. 그 결과, 임피던스 가변회로(15) 전체의 저항값, 즉 임피던스가 저하된다. 이렇게 해서 출력전압 제어회로(11) 및 임피던스 가변회로(15)가 동작한다.

또한, 출력전압 제어회로와 임피던스 가변회로의 구성은 이에 한정되지 않으며, 동일한 기능을 갖는 것이라면 어떠한 회로구성이어도 상관없다.

도 4에, 본 발명의 DC－DC 컨버터의 다른 실시예의 회로도를 나타낸다. 도 4의 DC－DC 컨버터(20)에서, 도 1과 동일 또는 동등한 부분에는 동일한 기호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 4에서, DC－DC 컨버터(20)는 도 1의 DC－DC 컨버터(10)의 무안정 멀티바이브레이터(12)를 대신하여 무안정 멀티바이브레이터(21)를 포함하고 있다. 무안정 멀티바이브레이터(21)는 트랜지스터(Q2)와, 임피던스 가변회로(24)와 커패시터로 이루어지며 트랜지스터(Q2)의 OFF시간을 결정하는 제1시정수회로(22)와, 트랜지스터(Q3)와, 저항과 커패시터로 이루어지며 트랜지스터(Q3)의 OFF시간을 결정하는 제2시정수회로(23)로 구성되어 있다. 그리고, 출력전압 제어회로(11)는 임피던스 가변회로(24)에 접속되어 있다.

이와 같이 구성된 DC－DC 컨버터(20)는 임피던스 가변회로(24)가 트랜지스터(Q2)의 OFF시간을 결정하는 제1시정수회로(22)의 구성요소가 되고 있다는 점만이 DC－DC 컨버터(10)와 다르다. 이 때문에, DC－DC 컨버터(20)에서는 출력전압의 변화에 따라 트랜지스터(Q1)의 OFF시간이 변화하고 ON시간은 변화하지 않는다. 이 때문에, 트랜지스터(Q1)의 ON시간과 OFF시간의 합계에 대한 OFF시간의 비율, 즉 듀티비를 변화시켜 출력전압이 소정의 전압이 되도록 제어된다. 또한, 이 경우는 DC－DC 컨버터(10)와는 반대로, 임피던스 가변회로(24)는 출력전압이 높을 때에 저항값이 커지도록 구성할 필요가 있다.

도 5에, 본 발명의 DC－DC 컨버터의 또 다른 실시예의 회로도를 나타낸다.

도 5의 DC－DC 컨버터(30)에서, 도 1과 동일 또는 동등한 부분에는 동일한 기호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 5에서, DC－DC 컨버터(30)는 도 1의 DC－DC 컨버터(10)의 구성에 더하여, 무안정 멀티바이브레이터(12)의 출력단자, 즉 트랜지스터(Q3)의 컬렉터와 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)의 베이스 사이에, 직렬로 접속된 토템폴 회로(31)와 스피드업(speed up) 회로(32)를 포함하고 있다.

이와 같이 구성된 DC－DC 컨버터(30)에서, 무안정 멀티바이브레이터(12)의 출력은 토템폴 회로(31)에 입력된다. 토템폴 회로(31)는 무안정 멀티바이브레이터(12)의 출력을 증강한다. 그리고, 토템폴 회로(31)의 출력은 스피드업 회로(32)를 통하여 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)의 베이스에 입력된다. 이에 따라, 트랜지스터(Q1)의 스위칭 속도가 상승한다. 이 경우의 스위칭 속도란 트랜지스터(Q1)가 ON상태에서 OFF상태로, 또는 OFF상태에서 ON상태로 변화하는데 필요한 스피드를 의미한다. 트랜지스터(Q1)의 스위칭 속도가 상승함으로써, 트랜지스터(Q1)의 스위칭 손실이 저하된다. 트랜지스터(Q1)의 스위칭 손실은 DC－DC 컨버터(30)의 손실의 주요한 부분이 되고 있기 때문에, 트랜지스터(Q1)의 스위칭 손실의 저하에 의해 DC－DC 컨버터(30)의 효율의 향상을 도모할 수 있다.

도 6에 본 발명의 DC－DC 컨버터의 또 다른 실시예의 회로도를 나타낸다.

도 6의 DC－DC 컨버터(40)에서, 도 5와 동일 또는 동등한 부분에는 동일한 기호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 6에서, DC－DC 컨버터(40)는 강압형(降壓型) DC－DC 컨버터로, 도 5의 DC－DC 컨버터(30)의 구성에서 트랜지스터(Q1)와, 다이오드(D1)와, 스피드업 회로(30)를 제거하고, 스위칭 소자인 FETQ6과, 정류용 스위치 소자인 FETQ7과, 부트스트랩(bootstrap) 회로(41)와, 토템폴 회로(42)를 포함하고 있다.

여기에서, FETQ6과 FETQ7은 N채널 MOSFET이다. FETQ6은 직류전원(Vcc)과 인덕턴스 소자(L1) 사이에 접속되어 있다. 토템폴 회로(31)의 출력은 FETQ6의 게이트에 접속되어 있다. 다이오드(D3)와 커패시터(C4)로 이루어진 부트스트랩 회로(41)는 FETQ6의 드레인(drain)－소스(source) 사이에 접속되어 있다. 토템폴 회로(31)의 전원접속부인 NPN형 트랜지스터의 컬렉터는 부트스트랩 회로(41)에, 구체적으로는 다이오드(D3)와 커패시터(C4)의 접속점에 접속되어 있다. FETQ6과 인덕턴스 소자(L1)의 접속점은 FETQ7을 통하여 접지되어 있다. 무안정 멀티바이브레이터(12)의 트랜지스터(Q2)의 컬렉터는 토템폴 회로(42)를 통하여 FETQ7의 게이트에 접속되어 있다. 그 결과, 트랜지스터(Q3)의 컬렉터로부터 무안정 멀티바이브레이터(12)의 제1출력이, 트랜지스터(Q2)의 컬렉터로부터 무안정 멀티바이브레이터(12)의 제2출력이 출력되게 된다.

여기에서, 도 7에 무안정 멀티바이브레이터(12)의 트랜지스터(Q2)의 컬렉터 전압(v2c) 및 베이스 전압(v2b), FETQ7의 게이트 전압(v7g) 및 드레인 전압(v7d), 트랜지스터(Q3)의 컬렉터 전압(v3c) 및 베이스 전압(v3b), FETQ6의 게이트 전압(v6g)의 시간변화를 나타내고, 이를 병용하여 DC－DC 컨버터(40)의 동작을 설명한다.

우선, DC－DC 컨버터(40)에서, 무안정 멀티바이브레이터(12)의 2개의 트랜지스터(Q2, Q3)는 번갈아 ONㆍOFF를 반복한다. 이 때의 트랜지스터(Q2)의 컬렉터 전압(v2c) 및 베이스 전압(v2b), 트랜지스터(Q3)의 컬렉터 전압(v3c) 및 베이스 전압(v3b)은 도 7에 나타낸 것처럼 된다. 도 2에 나타낸 DC－DC 컨버터(10)의 경우와 비교하면 컬렉터 전압(v2c, v3c)의 상승파형에 경사가 형성되어 있다는 점이 다르다. 이 경사의 기울어짐은 트랜지스터(Q2, Q3)의 컬렉터에 각각 접속되어 있는저항과 커패시터에 의한 시정수에 의해 결정된다. 즉, 시정수가 클수록 경사는 커진다. 또한, 도 2에 나타낸 DC－DC 컨버터(10)의 경우도 전혀 경사가 없는 것이 아니며, 경사가 매우 급하기 때문에 수직으로 상승하고 있는 것처럼 도시되어 있을 뿐이다.

제1출력인 트랜지스터(Q3)의 컬렉터 전압(v3c)은 토템폴 회로(31)에 입력된다. 토템폴 회로(31)의 전원접속부는 부트스트랩 회로(41)에 접속되어 있기 때문에 직류전원(Vcc)보다 승압(昇壓)되며, FETQ6의 소스 전압에 대하여 충분히 큰 전압이 토템폴 회로(31)에서 FETQ6의 게이트로 인가된다. 이에 의해 FETQ6이 ONㆍOFF제어되어, 스위칭 소자로서 동작한다. 이 때, 트랜지스터(Q3)의 컬렉터 전압(v3c)의 상승파형에 경사가 형성되어 있기 때문에, 도 7에 나타낸 바와 같이 FETQ6의 게이트에 인가되는 전압(v6g)의 상승파형도 경사를 갖게 된다. 이 때문에, FETQ6의 게이트 전압(v6g)이 FETQ6이 ON되는 임계값(threshold)에 달할 때까지 약간 시간이 걸린다. 그 결과, 도 7에 나타낸 바와 같이, 트랜지스터(Q7)가 OFF되고 나서 FETQ6이 ON되기까지에 데드타임(dead time)(t1)이 발생한다.

한편, 제2출력인 트랜지스터(Q2)의 컬렉터 전압(v2c)은 토템폴 회로(42)에 입력된다. 토템폴 회로(42)에서 증강된 제2출력은 FETQ7의 게이트에 인가된다. 이에 의해 FETQ7이 ONㆍOFF제어된다. 이 때, 트랜지스터(Q2)의 컬렉터 전압(v2c)의 상승파형에 경사가 형성되어 있기 때문에, 도 7에 나타낸 바와 같이 FETQ7의 게이트에 인가되는 전압(v7g)의 상승파형도 경사를 갖게 된다. 이 때문에, FETQ7의 게이트 전압(v7g)이 FETQ7이 ON되는 임계값에 달할 때까지 약간 시간이 걸린다. 그결과, 도 7에 나타낸 바와 같이, 트랜지스터(Q6)가 OFF되고 나서 FETQ7이 ON되기까지에 데드타임(t2)이 발생한다.

이렇게 해서, FETQ6과 FETQ7이 양자가 동시에 OFF가 되는 데드타임(t1, t2)을 사이에 두고 서로 번갈아 ONㆍOFF되게 된다. 그리고, 여기에 트랜지스터(Q2, Q3)의 컬렉터 전압(v2c, v3c)의 상승파형에 경사를 형성함으로써 데드타임(t1, t2)을 만든 것은 가령 일순간이라도 양자가 동시에 ON이 되어 직류전원(Vcc)이 FETQ6과 FETQ7을 통하여 단락되는 것을 방지하기 위해서이다.

이와 같이, FETQ6이 ON일 때에는 FETQ7은 OFF이기 때문에, 직류전원(Vcc)으로부터 FETQ6과 인덕턴스 소자(L1)를 통하여 출력단자(Pout)에 전류가 흐른다. 이 때문에, 도 7에 나타낸 바와 같이, FETQ6이 ON일 때에는 FETQ7의 드레인 전압(v7d), 즉 FETQ6의 소스 전압은 직류전원(Vcc)과 거의 동일한 전압이 된다.

한편, FETQ6이 OFF일 때에는 FETQ7이 ON으로 되기 때문에, 인덕턴스 소자(L1)에 축적된 여자(勵磁;exciting) 에너지에 의해 FETQ7과 인덕턴스 소자(L1)를 통하여 출력단자(Pout)에 전류가 흐른다. 즉 FETQ7은 FETQ6의 스위칭과 동기(同期;synchronism)하여 한 방향으로 전류를 흘리는 동기 정류 소자로서 동작한다. 이 때문에, 도 7에 나타낸 바와 같이, FETQ6이 OFF일 때에는 FETQ6의 소스 전압, 즉 FETQ7의 드레인 전압(v7d)은 접지전압보다도 약간 낮은 마이너스 값이 된다.

또한, FETQ6이 OFF가 되고 나서 FETQ7이 ON될 때까지의 데드타임(t1)과 FETQ7이 OFF되고 나서 FETQ6이 ON될 때까지의 데드타임(t2)에 있어서도 FETQ7을 통하여 인덕턴스 소자(L1)에 전류를 흘릴 필요가 있는데, MOSFET인 FETQ7은 보디 다이오드(body diode)를 갖기 때문에, 이를 통하여 접지로부터 출력단자(Pout)를 향해 전류가 흐른다. FETQ7이 ON일 때와 데드타임(t1, t2)일 때에서는 FETQ7의 드레인 전압(v7d)의 값이 변하는데, 이는 전류가 ON상태의 FETQ7을 통과하는 경우에 비하여 보디 다이오드를 통과하는 경우인 쪽이 전압강하가 크기 때문이다.

이와 같이 구성된 본 발명의 DC－DC 컨버터(40)에서는 무안정 멀티바이브레이터(12)가 본래 가지고 있는 2개의 출력중 한쪽을 제1출력으로 하여 스위칭 소자인 FETQ6의 스위칭에 사용하고, 다른쪽을 제2출력으로 하여 정류용 스위치 소자인 FETQ7의 스위칭에 사용하여 동기 정류 회로를 구성하고 있다. 이 때문에, 정류용 스위치 소자의 제어를 위해 고가의 제어용 IC 등을 사용할 필요가 없기 때문에, 동기 정류 방식의 DC－DC 컨버터를 싼 값으로 실현할 수 있다. 또한, 제어용 IC 등을 탑재할 스페이스를 필요로 하지 않기 때문에 회로기판, 나아가서는 DC－DC 컨버터 자체의 소형화를 실현할 수 있다. 물론, 동기 정류 회로의 특징인 저손실화를 실현할 수도 있다.

도 8에, 본 발명의 DC－DC 컨버터의 또 다른 실시예의 회로도를 나타낸다. 도 8의 DC－DC 컨버터(50)에서, 도 6과 동일 또는 동등한 부분에는 동일한 기호를 부여하고, 그 설명을 생략한다.

도 8에서, DC－DC 컨버터(50)는 도 6의 DC－DC 컨버터(40)에서 부트스트랩 회로(41)를 제거하고, FETQ6을 대신하여 P채널 MOSFET인 FETQ8을 설치하고, 또한 무안정 멀티바이브레이터(12)의 제1출력과 토템폴 회로(31) 사이에 논리반전(論理反轉) 회로(51)를 포함하고 있다. 또한, 토템폴 회로(31)의 전원접속부인 NPN형 트랜지스터의 컬렉터는 직류전원(Vcc)에 접속되어 있다.

DC－DC 컨버터(50)에서는 스위칭 소자를 P채널 MOSFET인 FETQ8로 대신하였기 때문에, FETQ8의 게이트 전압을 소스 전압보다 높게 할 필요가 없어졌으므로 부트스트랩 회로(41)가 필요없게 된다. 그 대신에, FETQ8은 FETQ6과는 게이트에 인가되는 신호에 대한 ONㆍOFF의 논리가 반전되고 있기 때문에, 그에 맞춰 제1출력의 논리를 반전시키는 논리반전 회로(51)가 필요해진다.

이와 같이 구성된 DC－DC 컨버터(50)에 있어서도 DC－DC 컨버터(40)의 경우와 거의 동일하게 동작하여 동일한 작용 효과를 이룬다.

또한, 상기의 각 실시예에서는 제1시정수회로와 제2시정수회로중 어느 한쪽의 시정수를 변화시켜 출력전압을 제어하는 구성으로 하였으나, 예를 들면 제1시정수회로의 시정수를 크게 했을 때에 제2시정수회로의 시정수를 작게 하는 등, 제1과 제2시정수회로의 시정수를 양쪽 모두 변화시켜서 출력전압을 제어하는 구성이어도 상관없으며, 동일한 작용 효과를 이룬다. 또한, 양쪽의 시정수를 변화시킴으로써, 스위칭 소자의 ON시간과 OFF시간의 합계시간을 거의 일정하게 하는 즉, 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 거의 일정하게 출력전압을 제어할 수도 있다.

또한, 상기의 각 실시예에서는 승압형과 강압형의 DC－DC 컨버터 회로에 무안정 멀티바이브레이터를 사용한 구성에 대하여 설명하였으나, DC－DC 컨버터의 구성으로서는 승압형과 강압형에 한정되는 것이 아니며, 직류전압을 입력하여 직류전압으로서 출력하는 것이라면, 반전형 등, 어떠한 회로구성이어도 상관없으며, 승압형과 강압형의 경우와 동일한 작용 효과를 이룬다.

또한, 상기 각 실시예에서는 인덕턴스 소자를 포함하는 DC－DC 컨버터 회로에 대하여 설명하였으나, 챠지펌프(charge pump) 회로 등의 인덕턴스 소자를 포함하고 있지 않는 DC－DC 컨버터 회로이어도 상관없으며, 동일한 작용 효과를 이룬다.

도 9에 본 발명의 전자장치의 한 실시예의 사시도를 나타낸다. 도 9에서, 전자장치의 하나인 프린터(60)는 전원회로의 일부로서 본 발명의 DC－DC 컨버터(10)를 사용하고 있다.

이와 같이, 본 발명의 DC－DC 컨버터(10)를 사용함으로써, 스위칭 전원회로를 소형화, 저코스트화할 수 있기 때문에, 프린터(60) 자체의 소형화와 저가격화를 도모할 수 있다.

또한, 도 9에 나타낸 프린터(60)에서는 도 1에 나타낸 DC－DC 컨버터(10)를 사용하였으나, 도 4, 도 5, 도 6, 도 8에 나타낸 DC－DC 컨버터(20, 30, 40, 50)를 사용해도 상관없으며, 동일한 작용 효과를 이룬다.

또한, 본 발명의 전자기기는 프린터에 한정되는 것이 아니며, 노트북, 휴대정보기기 등의 전압이 안정된 직류전원이 필요한 모든 전자기기를 포함한다.

본 발명의 DC－DC 컨버터에 따르면, OFF시간을 설정하는 제1시정수회로 및 ON시간을 설정하는 제2시정수회로를 포함한 무안정 멀티바이브레이터로 스위칭 소자를 제어함과 동시에, 출력전압에 따라 제1 및 제2시정수회로중 적어도 한쪽의 시정수를 변화시켜 출력전압을 제어함으로써, 회로구성을 간단히 하여, 소형화와 저코스트화를 도모할 수 있다.

또한, 무안정 멀티바이브레이터의 서로 반전하는 제1 및 제2출력으로, 스위칭소자 및 정류용 스위치 소자를 각각 제어하는 동기 정류 회로를 구성함으로써, 소형화와 저코스트화 및 저손실화를 도모할 수 있다.

또한, 본 발명의 전자장치에 따르면, 본 발명의 DC－DC 컨버터를 사용함으로써, 소형화와 저가격화를 도모할 수 있다.

Claims

출력의 OFF(오프)시간을 설정하는 제1시정수회로 및 ON(온)시간을 설정하는 제2시정수회로를 포함한 무안정(無安定) 멀티바이브레이터와, 상기 무안정 멀티바이브레이터의 출력으로 제어되는 스위칭 소자와, 정류소자를 포함하며, 입력전압의 전압값을 변화시켜 출력전압으로 하는 DC－DC 컨버터로서,

상기 출력전압에 따라 상기 제1 및 제2시정수회로중 적어도 한쪽의 시정수를 변화시킴으로써, 상기 스위칭 소자의 ON시간과 OFF시간중 적어도 한쪽을 변화시켜 상기 출력전압을 제어하는 출력전압 제어회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 1항에 있어서, 상기 스위칭 소자에 직렬로, 에너지 충방전을 위한 인덕턴스 소자를 형성한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 1항에 있어서, 상기 제1 및 제2시정수회로중 적어도 한쪽이 시정수를 변화시키기 위한 임피던스 가변회로를 포함한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 1항에 있어서, 상기 무안정 멀티바이브레이터의 출력과 상기 스위칭 소자 사이에 토템폴 회로(totem pole)를 형성한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 1항에 있어서, 상기 정류소자가 정류용 스위치 소자로 이루어지며, 상기 무안정 멀티바이브레이터가 상기 스위칭 소자를 ONㆍOFF제어하는 제1출력과, 상기 제1출력에 대하여 반전함과 동시에 상기 정류용 스위치 소자를 상기 스위칭 소자의 OFF시에 ON하도록 제어하는 제2출력을 포함한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 5항에 있어서, 상기 스위칭 소자와 상기 정류용 스위치 소자가 동시에 OFF되는 기간을 사이에 두고 번갈아 ON되도록 상기 제1 및 제2출력의 상승파형에 경사가 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 5항에 있어서, 상기 무안정 멀티바이브레이터의 출력과 상기 정류용 스위치 소자 사이에 토템폴 회로를 형성한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 5항에 있어서, 상기 정류용 스위치 소자를 MOSFET(금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터)로 한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 1항 내지 제 8항중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위칭 소자를 MOSFET로 한 것을 특징으로 하는 DC－DC 컨버터.
제 1항 내지 제 8항중 어느 한 항에 기재된 DC－DC 컨버터를 사용한 것을 특징으로 하는 전자장치.