KR100326157B1 - 통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법 - Google Patents

통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100326157B1
KR100326157B1 KR1019980062715A KR19980062715A KR100326157B1 KR 100326157 B1 KR100326157 B1 KR 100326157B1 KR 1019980062715 A KR1019980062715 A KR 1019980062715A KR 19980062715 A KR19980062715 A KR 19980062715A KR 100326157 B1 KR100326157 B1 KR 100326157B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
decoder
bits
quantization
signal
iterative
Prior art date
Application number
KR1019980062715A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20000046040A (ko
Inventor
김민구
김병조
이영환
Original Assignee
윤종용
삼성전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to KR1019980062715A priority Critical patent/KR100326157B1/ko
Application filed by 윤종용, 삼성전자 주식회사 filed Critical 윤종용
Priority to EP99962532A priority patent/EP1147611B1/en
Priority to JP2000592949A priority patent/JP3926101B2/ja
Priority to AU18950/00A priority patent/AU755851B2/en
Priority to CA 2354463 priority patent/CA2354463C/en
Priority to BR9916640A priority patent/BR9916640A/pt
Priority to US09/473,361 priority patent/US6876709B1/en
Priority to CNB99815203XA priority patent/CN1161884C/zh
Priority to DE69941014T priority patent/DE69941014D1/de
Priority to PCT/KR1999/000827 priority patent/WO2000041314A1/en
Priority to RU2001117830A priority patent/RU2214679C2/ru
Publication of KR20000046040A publication Critical patent/KR20000046040A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100326157B1 publication Critical patent/KR100326157B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/65—Purpose and implementation aspects
    • H03M13/6577—Representation or format of variables, register sizes or word-lengths and quantization

Abstract

본 발명은 반복 디코더에서 양자화 하는 방법에 있어서, 송신기로부터의 송신신호 레벨을 m이라 할때 m × 2n(n은 양의 정수)의 범위에서 수신신호 레벨들을 미리 예정된 구간으로 등분하는 과정과, 상기 등분된 각 구간에서 수신되는 신호들의 레벨을 양자화 하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

Description

통신 시스템에서 반복 디코더에 대한 양자화 방법{METHOD FOR QUANTIZING FOR ITERATIVE DECODER DESIGN IN COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신시스템의 수신단에 관한 것으로, 특히 수신신호에 대한 양자화 장치 및 방법에 관한 것이다,
일반적으로 채널 디코더(Channel Decoder)를 실제 구현할 시 비트수, 전력및 프로세스 딜레이 등과 같은 시스템 리소스(resource)가 제한되게 된다. 특히, 어떤 특정의 신호가 디코더 내부에서 처리될 시 상기 신호는 한정된 비트수로 표현되어야 한다. 즉, 디코더의 입력신호는 양자화(Quantization)되어야 한다. 이때, 신호를 양자화하는 경우, 신호의 레졸루션(Signal Resolution) 또는 프리시젼(Signal Precision)이 고려되어야 한다. 왜냐하면 신호의 레졸류션 등은 디코더 전체의 성능에 큰 영향을 미치게 되기 때문이다. 따라서 시스템 디자이너(설계자)가 디코더의 입력단 및 디코더 내부에서의 신호 표현을 하는데 있어서, 정확한 비트의 수(Quantization Bits 이하 "QB"라고 칭한다)의 선택과 같은 양자화 방법(Quantization Method)은 중요한 과제가 된다.
무선통신 시스템(위성 시스템, WCDMA, CDMA-2000등)에서 송신단(Transmitter)은 신뢰할 수 있는(Reliable) 데이터 전송을 하기 위하여 오류정정부호(Forward Error Correction)를 사용할 수가 있다. 그리고 수신단에서는 전송된 데이터를 디코딩 하게 된다. 그런데 이때, 수신단은 상기 전송된 데이터에 대하여 반복 디코딩(Iterative Decoding) 방식을 사용할 수가 있다. 상기 반복 디코딩 방식은 디코더의 출력 성분을 다시 다음 디코딩을 위한 입력으로 사용하는데 그 특징이 있다. 따라서 상기 반복 디코더의 출력은 하이(High), 로우(Low)와 같은 하드-디시젼(Hard-Decision)된 신호가 아니라 소프트(Soft) 디시젼(Dscision)된 (예: 0.7684, -0.6432, ---) 신호 값을 가져야 한다. 즉, 상기 디코더는 극성(polarity)뿐만 아니라 신뢰도(confidence measurement)를 포함하는 양자화 데이터를 가지고 반복복호를 수행하기 때문에 다른 종류의 디코더보다 정확히 수신신호를 복호할수있다. 또한 반복 디코더는 적어도 두 개 이상의 디코더로 구성된다. 그리고 각 디코더 사이의 인터리버는 디코더의 출력의 비트열에 대하여 위치바꿈(Permutation)동작을 수행한다. 그리고 디코딩된 신호의 성분이 출력단으로 피드백될 시, 반복 디코더에 구비되는 디인터리버는 인터리빙된 신호의 각 비트에 대하여 다시 원래의 위치로 바꾼다.
도 1은 종래의 음성신호 전송에 대한 비터비 디코더(Viterbi Decoder)의 양자화 방법을 설명하기 위한 그래프이다.
상기 도 1의 그래프에서 가로축은 수신신호의 레벨을 의미하며, 세로축은 PDF(Probability Density Function)를 의미한다. 그리고 상기 수신신호의 전송채널(Transmission Channel)을 AWGN(Additive Whlte Gaussian Noise) 채널이라고 가정한다. 또한 수신 및 복조된(Demodulated) 신호들의 확률밀도함수(PDF)에 대하여 일정한 간격으로 양자화 한다. 상기 일정한 간격의 양자화 방법은 구현의 용이성과 복호의 성능에 의해 일반적으로 사용되는 방법이다. 그리고 도시된 바와같이, 주어진 QB는 4이며 이로인해 얻어지는 양자화 레벨들(Quantization Levels: 이하 "QL"이라 칭한다)은 송신단에서 전송한 신호레벨(Signal Level)인 +A 에서 -A 까지 사이 구간을 표현하는데 사용된다. 그리고 예를 들어, 송신단에 의해 전송된 신호는 전송채널상에서의 잡음에 의해 상기 +A 이상 및 -A 이하의 값을 가질 수가 있으나, 상기 +A 이상 및 -A 이하의 신호들은 모두 QMAX(Maxium Quantization Level) 또는 QMIN(Minimum Quantization Level)에 매핑(Mapping)되어 버린다.
그런데 비터비 디코더는 기본적으로 비 반복 디코딩 방식(Non-Iterative)을사용하여 디코더 출력값은 하드 디시젼(Hard-Decision)된 값이 되며, 디코더 출력성분이 다시 복호 동작에 사용되지 않는다. 따라서 비터비 디코더는 상기한 양자화 방법에 의한 신호를 입력하여 충분히 신뢰성 있는 디코딩 동작을 수행할 수가 있다. 실제로 QB를 4로 셋트할 시(QL=16) 상기 비터비 디코더의 성능은 무한대(Infinite) 레벨 디코딩에 비하여 0.2dB의 차이밖에 나지 않는다.
다른 한편, 반복 디코딩 방식을 사용하는 디코더의 경우, 디코더의 입/출력이 Soft-Input/ Soft-Output(SISO)에 바탕을 두고 있다. 따라서 반복 디코딩 방식을 사용하는 디코더의 입력신호는 양극성(Polarity) 뿐만 아니라 신뢰도(Cofidence) 까지 고려되어야 한다. 즉, SISO 반복 디코더에서 피드백 되는 출력신호는 하드 디시젼된 하이(high) 또는 로우(low)레벨의 신호기- 아닌 소프트한 신호가 되어야 한다. 그러나 상기 도 1에서 상술한 종래의 양자화 방법에서 아날로그 신호가 디지털값으로 변환될 시 이미 송신신호의 레벨(-A ∼ +A) 이상 및 이하의 신호는 절단(Truncation)된다. 이로인해 종래의 양자화 방법은 반복 디코더의 심각한 성능의 열화를 겪게 될 수가 있다. 다시말해, 신뢰도에 중요성을 두는 반복 디코더의 경우, 기존의 방식대로 송신신호 범위(-A ∼ +A) 이외의 신호를 차별없이 하한(-A) 및 상한(+A)에 매핑하여 복호를 수행하게 되면 반복복호에서 일반적으로 요구되는 복호성능보다 심각하게 낮은 성능을 나타내는 문제점이 있다. 따라서 반복 디코더에 입력되는 송신레벨 (-A ∼ +A) 이상 및 이하의 신호에 대해서도 각각 다른 레벨을 부여하여 즉, Quantization Range를 송신레벨 (-A ∼ +A) 이상 및 이하로 확장하여, 반복 디코더 입력신호에 대한 신뢰성에 차별화를 두어야한다. 즉, 연성결정(soft decision)을 수행하는 디코더의 소프트 입력(soft input)에 신뢰도를 주어야 한다.
또한 상기 도 1의 종래의 양자화 방법에서와 같이, 수신신호의 표현 레벨이 할당되는 경우 Quantization Range의 확장에 의하여 발생하게 되는 충분하지 못한 Quantization Resolution 은 반복 디코더의 성능의 열화를 초래할 수가 있다. 따라서 최적화된 QB를 찾아야 한다.
특히, 수신단에서 BPSK 또는 QPSK등으로 복조된 터보 디코더 입력단의 신호들은 일반적으로 아날로그 신호이나, 터보 디코더를 실제 VLSI로 구현하는 경우, 그 아날로그 신호를 양자화 하기 위한 파라미터들의 기준이 제시되어야 한다.
따라서, 본 발명의 목적은 통신 시스템에서 반복 디코더에 대해서 퀀타이제이션 레인지(양자화 범위)를 입력신호의 송신레벨 이상 및 이하로 확장하는 방법을 제공함에 있다.
그리고 본 발명의 다른 목적은 터보 디코더에 대한 양자화 방법에 있어서, 임의의 퀀타이제이션 비트수에서의 최적의 퀀타이제이션 레인지를 구하는 방법을 제공함에 있다.
그리고 본 발명의 또 다른 목적은 통신 시스템에서 실험적으로 주어진 퀀타이제이션 비트에서 터보 디코더에 대한 최적의 퀀타이제이션 레인지를 구하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 반복 디코더의 부호율이 사분의 일 이상 일시, 반복디코더 입력신호의 퀀타이제이션 비트수와 각 콤포넌트 디코더의 매트릭 계산을 고려한 상기 각 디코더의 신호 표현 비트의 수를 설정하는 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 터보 디코더에 대한 최적의 양자화 파라미터를 구하는 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 터보 디코더를 실제 VLSI로 구현하는 경우, 디코더 입력단의 아날로그 신호를 양자화 하기 위한 파라미터들의 기준을 제시하는 방법을 제공함에 있다.
이러한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 반복 디코더에 대한 양자화 방법이, 송신기로부터의 송신신호 레벨을 m이라 할때 m × 2n(n은 양의 정수)의 범위에서 수신신호 레벨들을 미리 예정된 구간으로 등분하는 과정과, 상기 등분된 각 구간에서 수신되는 신호들의 레벨을 양자화하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
도 1은 종래의 음성신호 전송에 대한 비터비 디코더(Viterbi Decoder)의 양자화 방법을 설명하기 위한 그래프.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 반복 디코더(Iterative Decoder)에 대한 양자화 방법을 설명하기 위한 그래프.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 양자화기가 입력신호를 양자화하고 반복 디코더로 출력하는 연결 관계를 도시한 블록도.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 부호율이 1/3인 반복 디코더의 구조를 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 양자화 방법을 도시한 흐름도.
이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 반복 디코더(Iterative Decoder)에 대한 양자화 방법을 설명하기 위한 그래프이다.
상기 도 2의 그래프에서 가로축은 수신신호의 레벨을 의미하며, 세로축은 PDF를 의미한다. 그리고 상기 수신신호의 전송채널을 AWGN 채널이라고 가정한다. 그리고 도시된 바와 같이, 사용된 QB는 상기 도 1과 동일한 4이며 이로인해 얻어지는 QL 즉, 본 발명의 실시예에 따라 Quantization Range는 송신레벨 (-A ∼ +A) 이상 및 이하로 확장되어 있음을 알 수가 있다. 이로 인해 본 발명의 실시예에 따른 양자화 방법은 반복 디코더에 입력되는 송신레벨 (-A - +A) 이상 및 이하의 신호에 대해서도 각각 다른 레벨을 부여하게 된다. 즉, Quantization Range를 송신레벨(-A ∼ +A) 이상 및 이하로 확장하여, 반복 디코더 입력신호에 대한 신뢰성에 차별화를 둘 수가 있다.
그런데 이때, 상기 도 1의 종래의 양자화 방법에서와 같이 수신신호를 16레벨을 가지고 표현하게 될 시(QB=4) Quantization Range의 확장에 의하여 발생하게 되는 충분하지 못한 Quantization Resolution(QS=1/Δ)은 반복 디코더의 성능의 열하]열화를 초래할 수가 있다. 따라서 최적화된 QB를 찾아야 한다, 또한 반복 디코더에 구비되는 각 콤퍼넌트 디코더의 내부 메트릭 계산에 의한 다이나믹 레인지의 증가를 고려해야 한다. 따라서 각 콤퍼넌트 디코더의 내부에서 신호를 처리하기 위한 비트수는 반복 디코더 입력 신호의 퀀타이제이션 비트수 보다 소정 비트 더 커야한다.
상기한 관점에서 터보 디코더에 대한 최적의 퀀타이제이션 레인지 및 퀀타이제이션 비트수를 구체적으로 구하는 방법은 후술된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 양자화기가 입력신호를 양자화하고 반복 디코더로 출력하는 연결 관계를 도시한 블록도이다. 이하 상기 도 2를 참조하여 설명한다.
제1입력신호, 제2입력신호 및 제3입력신호는 수신단(도시하지 않음)의 복조부(도시하지 않음)로부터 출력된 아날로그 신호가 될 수가 있다. 그리고 제1입력신호는 원래 데이터 값의 순서를 가지는 Systematic Part Xk가 될 수가 있다. 또한 제2입력신호는 Parity Part Y1k이 될 수가 있다. 그리고 제3입력신호는 Parity Part Y2k가 될 수가 있다. 즉, 이때 제2입력신호 및 제3입력신호는 송신단에서 에러정정을 위해 미리 원래 데이터 값에 부가된 리던던트(Redudant)한 값이 된다. 그리고 제2입력신호 및 제3입력신호는 상기 송신단에서 터보부호화기, 인터리버등을 거친 신호가 될 수가 있다.
양자화기(310)는 Xk, Y1k및 Y2k를 입력하여 본 발명의 실시예에 따른 양자화 동작을 수행한다. 그리고 양자화기(320)는 양자화된 X'k, Y'1k및 Y'2k을 반복 디코더(320)로 출력한다. 양자화기(320)는 본 발명에 따라 Quantization Range 를 송신레벨 이상 및 이하로 확장한다.
반복 디코더(320)는 터보 디코더가 될 수도 있다. 반복 디코더(320)에 구비되는 각 콤퍼넌트 디코더(Component Decoder)는 여러 가지 방식을 사용하여 입력신호에 대하여 디코딩 동작을 수행할 수가 있다. 상기한 방식들 중에서 MAP(MaximumAposteriori Probability)와 SOVA(Soft Output Viterbi Algorithm)이 대표적인 것이다. SOVA를 사용하는 경우 Branch Metric 계산에 의해 증가되는 디코더 내부의 Dynamic Range를 고려해야 하여 소정의 비트가 더 필요하게 된다. 또한 MAP을 사용하는 경우에도 내부 Branch Metric 계산이 역시 Code Rate에 의해 결정되므로 소정의 비트가 더 필요하게 된다. 본 발명의 실시예에 따른 양자화기(310)는 상기 두가지 방식의 디코더에 대한 동작이 가능하다. 일반적으로 상기 두 가지 방식에 따른 부호화 파라미터는 동일한 값을 가진다. 한편, 반복 디코더 입력신호들에 대한 양자화기(310)의 표현 비트수 즉, QB가 n 비트라고 하면, 디코더 내부에서는 n+m(m>=0)의 비트 Precision으로 입력 신호를 처리해야 한다. 일반적으로 m 비트수는 콤퍼넌트 디코더의 부호화율에 따라 가변된다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 부호율이 1/3인 터보 디코더의 구조를 도시한 도면이다. 이하 상기 도 2 내지 도 3을 참조하여 설명한다.
제1디코더(420) 및 제2디코더(450)는 프레임(Frame)등과 같은 복수개의 비트(Bits)로 이루어지는 비트군의 소프트 신호값을 입력하며, 복호화된 소프트 신호값을 출력하게 된다. 이때, 제1디코더(420) 및 제2디코더(450)는 MAP 및 SOVA 방식의 디코더가 사용될 수가 있다. 또한 상기 반복 디코더는 터보 디코더가 될 수가 있다.
그리고 제1입력신호(10), 제2입력신호(20) 및 제3입력신호(30)는 n비트로 표현하는 경우, 상기 도 3의 양자화기에 의해 소정 레벨{} 중의 한 레벨에 매핑될 수가 있다. 이때,는 하기 <수학식 1>로 표현될 수가 있다.
제1가산기(410)는를 입력하여 제2감산기(470)로부터 피트-백 되는 Extrinsic 정보신호인 EXT2(95)에 더하는 동작을 수행한다. 이때 초기복호시에는 EXT2(95)신호가 존재하지 않는다. EXT2(95)는 제2디코더(450)의 디코딩 동작에 의하여 발생되는 정보신호 이다. 그리고 제1디코더(420)는 제1가산기(410)의 출력인+EXT2와에 대하여 디코딩 동작을 수행하여+EXT1+EXT2를 출력한다.
그리고 제1감산기(430)는 상기 제1디코더(420)의 출력에서 EXT2(95)를 감산하는 동작을 수행한다. 즉 노드 NA에서의 식호는+EXT1가 된다. 인터리버(440)는 입력되는 신호를 인터리빙하여 상기 제1감산기(430)의 출력의 비트순서를 바꾸는 동작을 수행한다. 이때 상기 인터리버(440)의 출력은+EXT1가 된다. 그리고 제2디코더(450)는 인터리버(440)의 출력+EXT1과를입력하고 디코딩 동작을 수행하여,+EXT1+EXT2를 출력한다. 그리고 디인터리버(460)는 상기 제2디코더(450)의 출력을 디인터리빙하여 원래의 데이터 순서로를 재배치한다. 상기 재배치된 디인터리버(460)의 소프트 신호출력은 제2감산기(470)에 의해 노드 NA의 신호EXT1가 감산되고, 다시 제1디코더(430)의 Extrinsic 정보신호로서 사용된다. 에러정정의 성능은 반복 디코딩 동작이 진행됨에 따라 개선되며 어느 반복 시점에서의 반복 디코더의 출력은 에러가 정정된다. 상기 에러가 정정된 반복 디코더의 출력은 레벨 판별기(480)에 의해 하드 디시젼되어 출력버퍼(490)를 통하여 출력된다.
한편, 디코더(420)와 제2디코더(450) 내부에서는 메트릭 계산에 의하여 신호의 Dynamic Range가 증가하게 된다. 따라서 각 디코더 내부에서의 신호 표현 레벨은레벨이 되어야 한다. 여기서 상기 n은 사기 도 3에서 입력신호에 대한 QB를 의미하며, 또한 상기 m은 콤퍼넌트 디코더의 신호 복호 시, 각 디코더의 메트릭 계산에 의한 신호의 Dynamic Range에 따라 더 부가되어야 하는 비트의 수를 의미한다. 일반적으로 상기 m값은 반복 디코더에 구비되는 디코더의 부호율에 따른다.
상기한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 반복 디코더에 대한 양자화 방법은 입력신호를 소정 레벨로 표현함에 있어서, 반복 디코더에 구비되는 콤퍼넌트디코더의 부호율을 고려하여야 한다는 것을 알 수가 있다. 즉, 내부 Metris 계산을위해 증가되는 디코더 입력신호의 Dynamic Range를 고려해야 하므로, 입력신호의 표현 비트는 n+m개수 만큼의 QB가 필요하게 된다.
예를 들어 SOVA 알고리즘 방식의 디코더인 경우, m비트의 증가는 Path Metic계산 과정에서 발생한다. 즉, 현재 시점에서의 Path Metric은 이전 시점까지의 디코딩을 진행하면서 누적된 Path Metric (Normalized Path Metric)과 현 시점에서 새로운 입력에 의한 Branch Metric 그리고 extrinsic 정보와의 합의 결과이다. 따라서 새로운 Path Metric 은 디코더에 입력되는 신호보다 Dynamic Range가 더 커지게 된다. 하기 <수학식 2>는 현재 시점(k시점)에서의 Path Metric 의 계산식을 나타낸다.
여기서 상기 PM(k)는 k시점에서 새로히 계산된 Path Metric 이고, 상기 PM(k-1)는 k-1시점까지 누적된 Path Metric 이다. 그리고 상기 BM(k)는 k시점에서의 Branch Metric 이다. 그리고 상기 X(k)는 k시점에서의 Systematic 입력신호이며, 상기 Yi(k)는 i 번째 Parity 입력신호이다. 그리고 상기 Ci(k)는 i 번째 Parity CodeWord이다. 그리고 상기 ui(k)는 Systematic CodeWord 이며, 상기 EXT(k)는 Extrinsic 정보신호이다.
한편, 상기 <수학식 2>에서 반복 디코더의 부호율이 1/3일시, 새로히 입력되는 신호에 의한 제1디코더(420)의 Branch Mstric 은 하기 <수학식 3>으로 나타낼 수가 있다.
상기 <수학식 3>에서 BM(k)는 네 개의 Component 의 합으로 나타내어 지며, Ci(k)는 -1 또는 +l이므로 상기 BM(k)는 하기 <수학식 4>로 나타내어 질 수가 있다.
여기서 상기 n은 반복 디코더 입력신호를 표현하기 위해 할당된 비트수를 의미한다. 그리고 상기 <수학식 4>에서 BM(k)의 절대값(｜BM(k)｜)은 각 Component의 합의 절대값 의미하며 상기은 각 Component의 Upperbound 의 값을 의미한다. 따라서 상기 <수학식4>은 디코더의 부호율이 1/3일시 반복 디코더 입력단에서의 신호 표현 비트수(QB=n)가 할당되는 경우, 콤퍼넌트 디코더 내부에서의 신호의 Dynamic Range 의 증가에 따라 할당된 상기 n비트에서 두 개(m)의 비트가 더 추가되어야 한다는 것을 보여준다. 그리고 PM(k)는 BM(k)와 PM(k-1)의 합으로서 BM(k)보다 Dynamic Range가 더 커질 수가 있으나, 매 계산마다의 Normalization에 의해 PM(k)는 일정한 Range를 유지한다, 즉, 디코더의 부호율이 1/3일시 입력신호의 레벨 표현시 비트수(QB=n)가 할당되는 경우, 디코더의 내부 Metric 계산을 위해 n+2 비트를 사용하면 반복 디코더는 열화없이 디코딩 동작을 수행하게 됨을 알 수가 있다. 한편, 상기 <수학식 4>는 반복 디코더의 부호율이 1/3인 경우의 예를 든 것으로, 디코더의 부호율에 따라 그 계산식이 틀려질 수가 있다.
상기 <수학식 4>의 기본 아이디어는 BM(k)의 Upperbound 를 이해함으로써 BM(K)의 몇 비트를 더 추가해야 하는지를 알고자 하는 것이다. 즉, 부호율이 1/4인 경우 BM(k)의 절대값이가 된다. 그런데 콤퍼넌트 디코더의 내부 메트릭 계산을 위한 추가 비트수가, 상기 부호율 1/3의 경우와 마찬가지로, 2비트이면 반복 디코더는 열화없이 디코딩 동작을 수행할 수가 있음이 실험적으로 증명된다. 그리고 콤퍼넌트 디코더의 부호율이 점점 작아질수록 Branch Metric 계산시 합해지는 Componet의 수가 증가하게 된다. 이로인해 BM(k)의 값이 커지게 되어 첨가되는 m값도 그에 따라 증가하여야 한다.
하기 <표 1>은 본 발명을 설명함에 있어 사용되는 부호화 파라미터를 설명한다.
상기 <표 1>에서 양자화기의 특성을 결정하는 파라미터는 QB, L 및 QS이다. Midtread Uniform 양자화기의 경우, QL과 QB의 관계는 하기 <수학식 5>로 표시될 수가 있다.
그리고 상기 QB와 QMIN 및 QMAX와의 관계는 하기 <수학식 6>으로 나타낼 수가 있다.
또한 QS는 l/△로 정의되며, L이 정해지면 QS는 하기 <수학식 7>로 나타낼 수가 있다.
상기 <수학식 7>에서 L이 1인 경우 상기 도 1의 종래의 양자화 방법에 해당한다. 즉, 상기 L이 1인 경우 Quantization Range가 송신단에 보낸 신호레벨인 +A 에서 -A 까지 사이 구간이 된다. 그러나 상기 L=2인 경우 Quantization Range 는 +2A 에서 -2A 까치의 구간이 되며, 상기 L=4인 경우 Quantization Range는 +4A 에서 -4A 까지의 구간이 된다. 상기한 수학식들의 관계를 바탕으로 하여 양자화 파라미터들의 조합을 설정한 후 실험적으로 최적의 파라미터 셋을 구한다.
하기 <표 2>는 본 발명의 실시예에 따른 SISO 터보 디코더에 대한 최적의 부호화 파라미터를 구하기 위하여 여러 가지 파라미터의 조합을 도시한다.
상기 <표 2>에서 L은 Truncation Value를 나타낸 것으로써, 예를 들어 L=4인 경우 Quantization Range 는 송신신호레벨 A의 4배가 된다. 즉, 후술되는 실험은 할당된 QB에서 송신신호레벨의 1배, 2배, 4배의 Quantization Range를 테스트하는 관점에서 실시하는 것이라 할 수가 있다. 모든 조합의 경우 각 컴포넌트 디코더의 내부는의 퀸타이제이션 레벨을 가진다. 이러한 조건하에서 최적의 퀸타이제이션 파라미터 셋을 찾는 것이다.
하기 <표 3>은 상기 <표 2>의 파라미터 셋들을 참조하고 Eb/No와 QB, QS*A 및 L을 조합하여 실험한 결과를 BER(Bit Error Rate)/FER(Frame Error Rate)의 관점에서 나타낸 것이다. 이때 사용된 반복 디코더는 터보 디코더이며, 콤퍼넌트 디코더는 Log-MAP 알고리즘 방식의 디코더이다. 상기 Log-MAP 알고리즘은 Implementation and Performance of a Serial MAP Decoder for use in an Iterative Turbo Decoder, Stenven S. Pietrobon , Proc., IEEE Int. Symp. on Information Theory, p.471, 1995를 참조하였다. 그리고 CDMA-2000의 F-SCH(Forward Supplemetal Channel), N=1 mode 에서의 RS2(Rate Set 2), data rate가 28.kbps (참고 :Radio Transmission Technology(RTT) TIA-TR45.5, 02 June 1998)에서 실험이 이루어 졌다. 그리고 Test Channel은 AWGN이며, Eb/No는 0.5dB와 1.0dB이다.
상기 <표 3>의 결과로부터 명백히 알 수 있는 것은 주어진 QB 하에서 터보 디코더은 기존의 양자화 방법 보다 더 넓은 퀀타이제이션 레인지를 필요로 한다는 것이다. 예를 들어, 1.0dB에서, L이 1인 경우는 L=2나 L=4에 비해 모든 QB에서 BER 및 FER이 7-10배 정도 크다. 즉, L이 1인 경우는가 가장 작은 경우이므로 레졸류션은 높지만, QR이 충분하지 않아 성능 저하를 가져온 같이다. 다시 말해, 터보 디코더에서는 비터비 디코더와는 달리 주어진 QB 하에서 더 넓은 QR이 필요하다. 주어진 QB하에서 볼 때, 퀀타이제이션 레졸루션이 비터비 디코더에 비하여 낮아지지만 양자화기의 동작 영역 즉, QR이 넓어 지게 된다. 하지만 터보 디코더의 경우 레졸류션이 낮아지더라도 옵티멀한 L값을 구해서 그 영역의 수신신호들을 모두 표현하는 것이 더 나은 성능을 보이게 된다.
실험 결과에 따르면, 주어진 QB에서 L이 2 내지 4가 되면 터보 디코더는 무난한 성능을 보이며, 이는 기존의 QR에 비하여 최소한 두 배 정도로 더 넓은 OR이 필요하다는 뜻이다. 최적의 퀀타이제이션 파라미터는 1.0dB 이상의 SNR에서 선택하는 것이 바람직하며, 그 값들은 QB=6, QS=8이다. 이는 L이 4인 즉, A의 4배 정도까지를 QR로 사용하는 것이 최적의 파라미터라는 것을 말한다. 물론 QB=7 및 QS=16인 경우도 성능이 우수하나 상기 QB=6, QS=8 인 경우에 비하여 그 성능의 개선이 거의 없어 입력신호의 표현 비트수의 낭비를 초래한다는 것을 알 수가 있다. 마지막으로 QR이 너무 좁게 설정됨으로써 나타나는 성능 열화의 정도는 SNR이 높을수록 심해지는 것으로 보인다.
한편, 신호를 부호화 할 시 Quantization Threshold를 결정해야 한다. 상기 Quantization Threshold 는 아날로그 입력신호가 각 QL에 매핑되는 한계값을 의미한다. Quantization Threshold Set은 하기 <수학식 8>로 나타낼 수가 있다.
그리고 Midthread Uniform Quantizer 의 Threshold Set은 하기 <수학식 9>로 구해질 수가 있다.
하기 <표 4>는 본 발명의 실시예에 따른 QB=6, L=4 인 경우의 Quantization Threshold Set을 도시한다. QL=63레벨이며, 이를 2's Complement Binary Format 으로 표시하였다. 그리고 △=1/QS=A/8 이며 QMAX=31, QMIN=-31이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 반복 복호기에 대한 양자화 방법을 도시한 흐름도이다. 이하 상기 도 1 내지 도 4를 참조하여 설명한다.
510단계에서 양자화기(310)는 부호화 파라미터들을 세트한다. 이때 입력되는 아날로그 신호중에서 송신레벨 (-A ∼ +A) 이상 및 이하의 신호에 대해서도 각각 다른 레벨을 부여하기 위하여, Quantization Range를 송신레벨(-A ∼ +A) 이상 및 이하로 확장할 수 있도록 L이 설정되어야 한다. 이때, 터보 디코더의 경우, 임의의 QB에서 퀀타이제이션 레인지는 송신신호 레벨의 21배 내지 22배 정도가 무난하다. 그리고 상기 퀀타이제이션 레인지의 확장에 의해 발생하게 되는 충분하지 못한 퀀타이제이션 레졸류션을 고려하여 QB를 설정해야 한다.터보 디코더의 경우, 입력단의 양자화 비트수는 5에서 7 정도가 무난하다. 또한 각 콤퍼넌트 디코더의 내부 신호 표현 비트 수는 내부 메트릭 계산에 따른 다이나믹 레인지를 고려하여 설정되어야 한다. 반복 디코더의 부호율이 1/4레이트 이상인 경우 각 콤퍼넌트 디코더 내부의 신호 표현 비트 수는 상기 입력단의 양자화 비트수에서 두 비트가 더 추가적으로 필요하다. 또한 QMAX는 2QB-1-1가 되며, QMIN은 -QMAX가 된다.
그리고 520단계에서 양자화기(310)는 클럭을 1로 세트한다. 그러고 530단계에서 양자화기(310)는 아날로그 신호를 입력한다. 그리고 540단계에서 양자화기(310)는 각에 QS를 곱하고 라운드 오프(Round-Off)하는 동작을 수행하여 각를 출력한다. 이때,가 QMAX보다 크면, 그는 QMAX에 매핑되고,가 QMIN보다 작으면, 그는 QMIN에 매핑된다. 또한,가 QMAX보다 크면, 그는 QMAX에 매핑되고,가 QMIN보다 작으면, 그는 QMIN에 매핑된다. 또한가 QMAX보다 크면, 그는 QMAX에 매핑되고,가 QMIN보다 작으면, 그는 QMIN에 매핑된다.
그리고 550단계에서 양자화기(310)는 현재의 클럭이 FRAME_LENGTH 보다 큰지를 검사한다. 상기 FRAME_LENGTH는 복호될 입력 신호의 프레임 크기(Size)이다. 상기 입력신호가 프레임의 끝이 아니면, 양자화기(310)는 상기 530단계부터의 제어 동작을 다시 수행한다. 상기 입력신호가 프레임의 끝이면, 양자화기(310)는 한 프레임에 대한 양자화 동작을 종료한다.
상술한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 반복 디코더에 대한 양자화 방법은 송신레벨 이상 및 이하로 Quantization Range를 확장하고, 그리고 상기 퀀타이제이션 레인지의 확장에 의해 발생하게 되는 충분하지 못한 퀀타이제이션 레졸류션을 고려하여 QB를 설정하며, 또한 각 콤퍼넌트 디코더의 내부 신호 표현 비트 수를 내부 메트릭 계산에 따른 다이나믹 레인지를 고려하여 설정하여, 반복 디코더를 실제로 구현하는 경우, 최적의 양자화 파라미터를 구하는 기준을 제시한다.

Claims (13)

  1. 송신기로부터의 송신신호 레벨을 m이라 할 때 m × 21(1은 양의 정수)의 범위에서 수신신호 레벨들을 미리 예정된 구간으로 등분하는 과정과,
    상기 등분된 각 구간에서 수신되는 신호들의 레벨을 양자화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 양의 정수 1이, "2"임을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 양의 정수 1이, "1"임을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 반복 디코더에 구비되는 각 콤퍼넌트 디코더가,
    상기 수신신호 레벨들을 표현하기 위한 비트 수 보다 소정 비트 더 큰 비트 수를 사용해서 메트릭 계산을 수행함을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 반복 디코더의 부호율이 1/4 또는 그 이상인 경우 상기 수신신호 레벨들을 표현하기 위한 비트 수에 부가되는 소정 비트가, 2 비트임을 특징으로 하는 방법.
  6. 제4항에 있어서, 상기 각 콤퍼넌트 디코더가,
    맵(MAP) 알고리즘 또는 소프트 출력 비터비 알고리즘(SOVA)을 이용하여 입력신호에 대한 복호를 수행함을 특징으로 하는 방법.
  7. 송신기로부터의 송신신호 레벨을 m이라 할 때 m × 21(1은 양의 정수)의 범위에서 다섯 비트 내지 일곱 비트의 양자화 비트수를 이용하여 수신신호 레벨들을 "8" 또는 "16" 의 양자화 스케일링 팩터의 구간으로 등분하는 과정과,
    상기 등분된 각 구간에서 수신되는 신호들의 레벨을 양자화 하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 양의 정수 1이, "2"임을 특징으로 하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 양자화 비트수가, 6 비트임을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 양자화 스케일링 팩터 구간이 "8"임을 특징으로 하는 방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 터보 디코더에 구비되는 각 콤퍼넌트 디코더가,
    상기 수신신호 레벨들을 표현하기 위한 비트 수 보다 두 비트 더 큰 비트수를 사용해서 메트릭 계산을 수행함을 특징으로 하는 방법.
  12. 제11항에 있어서 ,
    상기 반복 디코더의 부호율이 1/4 또는 그 이상인 경우 상기 수신신호 레벨들을 표현하기 위한 비트 수에 부가되는 소정 비트가, 2 비트임을 특징으로 하는 방법.
  13. 제11항에 있어서, 상기 각 콤퍼넌트 디코더가,
    맵(MAP) 알고리즘 또는 소프트 출력 비터비 알로리즘(SOVA)을 이용하여 입력신호에 대한 복호를 수행함을 특징으로 하는 방법.
KR1019980062715A 1998-12-31 1998-12-31 통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법 KR100326157B1 (ko)

Priority Applications (11)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019980062715A KR100326157B1 (ko) 1998-12-31 1998-12-31 통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법
JP2000592949A JP3926101B2 (ja) 1998-12-31 1999-12-28 通信システムでの反復デコーダに対する量子化方法
AU18950/00A AU755851B2 (en) 1998-12-31 1999-12-28 Quantization method for iterative decoder in communication system
CA 2354463 CA2354463C (en) 1998-12-31 1999-12-28 Quantization method for iterative decoder in communication system
EP99962532A EP1147611B1 (en) 1998-12-31 1999-12-28 Quantization method for iterative decoder in communication system
BR9916640A BR9916640A (pt) 1998-12-31 1999-12-28 Método de quantificação para decodificador iterativo em um sistema de comunicação
US09/473,361 US6876709B1 (en) 1998-12-31 1999-12-28 Quantization method for iterative decoder in communication system
CNB99815203XA CN1161884C (zh) 1998-12-31 1999-12-28 通信系统中用于迭代解码器的量化方法
DE69941014T DE69941014D1 (de) 1998-12-31 1999-12-28 Quantisierungsverfahren fuer iterativen dekodierer in einem kommunikationssystem
PCT/KR1999/000827 WO2000041314A1 (en) 1998-12-31 1999-12-28 Quantization method for iterative decoder in communication system
RU2001117830A RU2214679C2 (ru) 1998-12-31 1999-12-28 Способ квантования для итеративного декодера в системе связи

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019980062715A KR100326157B1 (ko) 1998-12-31 1998-12-31 통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20000046040A KR20000046040A (ko) 2000-07-25
KR100326157B1 true KR100326157B1 (ko) 2002-07-03

Family

ID=19569332

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019980062715A KR100326157B1 (ko) 1998-12-31 1998-12-31 통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법

Country Status (11)

Country Link
US (1) US6876709B1 (ko)
EP (1) EP1147611B1 (ko)
JP (1) JP3926101B2 (ko)
KR (1) KR100326157B1 (ko)
CN (1) CN1161884C (ko)
AU (1) AU755851B2 (ko)
BR (1) BR9916640A (ko)
CA (1) CA2354463C (ko)
DE (1) DE69941014D1 (ko)
RU (1) RU2214679C2 (ko)
WO (1) WO2000041314A1 (ko)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2805106A1 (fr) * 2000-02-14 2001-08-17 Mitsubishi Electric Inf Tech Procede de transmission numerique de type a codage correcteur d'erreurs
US6885711B2 (en) * 2001-06-27 2005-04-26 Qualcomm Inc Turbo decoder with multiple scale selections
US7315576B1 (en) * 2002-02-05 2008-01-01 Qualcomm Incorporated System for soft symbol decoding with MIMO log-map detection
DE60206873T2 (de) * 2002-02-14 2006-06-14 Lucent Technologies Inc Empfänger und Verfahren für mehrfacheingabe und mehrfachausgabe iterative Detektion mittels Rückkopplung von weichen Entscheidungen
KR100436765B1 (ko) * 2002-07-12 2004-06-23 삼성전자주식회사 디지털 비디오 시스템의 신호처리장치 및 방법
JP4391425B2 (ja) * 2002-09-20 2009-12-24 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 算術符号化方法及び算術符号化装置
US7050514B2 (en) * 2003-08-13 2006-05-23 Motorola, Inc. Interference estimation and scaling for efficient metric storage and interference immunity
US6995693B1 (en) * 2003-12-04 2006-02-07 Rockwell Collins, Inc. Method and apparatus for multiple input diversity decoding
JP4650485B2 (ja) * 2007-12-20 2011-03-16 住友電気工業株式会社 復号装置
US9438462B2 (en) * 2012-06-28 2016-09-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Soft bit un-uniform quantization method, apparatus, computer program and storage medium
KR20150061253A (ko) * 2013-11-27 2015-06-04 한국전자통신연구원 하프 파이프라인 방식의 터보 디코더 및 그의 제어 방법
CN113572534B (zh) * 2020-04-28 2022-10-04 华为技术有限公司 一种信号处理方法和装置
US11855720B2 (en) 2022-03-28 2023-12-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for normalization of softbits based on channel characteristics

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1119943B (it) * 1979-11-05 1986-03-19 Cselt Centro Studi Lab Telecom Ricevitore di segnali mutlifrequenza di tastiera codificati in pcm
DE3853899T2 (de) * 1987-07-21 1995-12-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd Verfahren und Vorrichtung zur Codierung und Decodierung eines Signals.
JPH0821868B2 (ja) 1990-09-07 1996-03-04 松下電器産業株式会社 データ伝送装置
JPH05207075A (ja) 1992-01-24 1993-08-13 Hitachi Ltd ディジタル通信システム
JPH05244017A (ja) 1992-02-26 1993-09-21 Mitsubishi Electric Corp ビタビ復号器
US5241383A (en) 1992-05-13 1993-08-31 Bell Communications Research, Inc. Pseudo-constant bit rate video coding with quantization parameter adjustment
JP3258081B2 (ja) 1992-09-08 2002-02-18 株式会社東芝 ビタビ復号器
JP3454882B2 (ja) 1992-12-25 2003-10-06 株式会社東芝 無線受信装置
JPH0795098A (ja) 1993-09-20 1995-04-07 Canon Inc 信号処理装置
US6195465B1 (en) * 1994-09-21 2001-02-27 Ricoh Company, Ltd. Method and apparatus for compression using reversible wavelet transforms and an embedded codestream
AU697176B2 (en) * 1994-11-04 1998-10-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Encoding and decoding of a wideband digital information signal
KR0153966B1 (ko) * 1994-11-28 1998-11-16 배순훈 비터비 복호기의 연판정 메트릭 산출방법 및 장치
KR0138875B1 (ko) * 1994-12-23 1998-06-15 양승택 비터비 복호기의 가지 메트릭 모듈
JP3674111B2 (ja) 1995-10-25 2005-07-20 三菱電機株式会社 データ伝送装置
US5966401A (en) * 1995-12-27 1999-10-12 Kumar; Derek D. RF simplex spread spectrum receiver and method with symbol deinterleaving prior to bit estimating
US5784410A (en) 1996-06-03 1998-07-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Reception automatic gain control system and method
US5907582A (en) * 1997-08-11 1999-05-25 Orbital Sciences Corporation System for turbo-coded satellite digital audio broadcasting
US6125149A (en) * 1997-11-05 2000-09-26 At&T Corp. Successively refinable trellis coded quantization

Also Published As

Publication number Publication date
CN1332906A (zh) 2002-01-23
WO2000041314A1 (en) 2000-07-13
EP1147611B1 (en) 2009-06-17
US6876709B1 (en) 2005-04-05
DE69941014D1 (de) 2009-07-30
KR20000046040A (ko) 2000-07-25
EP1147611A1 (en) 2001-10-24
JP3926101B2 (ja) 2007-06-06
BR9916640A (pt) 2001-09-18
CA2354463C (en) 2007-09-25
CA2354463A1 (en) 2000-07-13
JP2002534893A (ja) 2002-10-15
CN1161884C (zh) 2004-08-11
RU2214679C2 (ru) 2003-10-20
AU755851B2 (en) 2002-12-19
AU1895000A (en) 2000-07-24
EP1147611A4 (en) 2002-03-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100941346B1 (ko) 다중 스케일 선택을 갖는 터보 디코더
US6982659B2 (en) Method and apparatus for iterative decoding
JP3998723B2 (ja) 畳み込み符号化された符号語を復号化するためのソフト判定出力
Kliewer et al. Iterative joint source-channel decoding of variable-length codes using residual source redundancy
KR100326157B1 (ko) 통신시스템에서반복디코더에대한양자화방법
JP4097124B2 (ja) 符号化されたデータのブロックのサイズを最適化する方法、データのブロックを反復復号化するための方法、符号化されたデータのブロックを反復復号化するための装置、符号化／復号化システム、データのブロックを符号化するための装置及びデータのブロックをターボ等化するための装置
JP3674851B2 (ja) スケーリングフィードバックターボ復号器
JP4047279B2 (ja) ターボデコーダシステムの信頼度値の非線形スケーリング
Wen et al. Soft-input soft-output decoding of variable length codes
US20030018941A1 (en) Method and apparatus for demodulation
Papaharalabos et al. SISO algorithms based on Max-Log-MAP and Log-MAP turbo decoding
Kliewer et al. Parallel concatenated joint source-channel coding
US8196003B2 (en) Apparatus and method for network-coding
US6757701B2 (en) Apparatus and method for implementing a linearly approximated log map algorithm
JP2005101939A (ja) 入力制御装置及び入力制御方法
KR100530339B1 (ko) 터보 복호기의 복호 지연시간 감소장치 및 그 방법
JP4140809B2 (ja) 符号化されたデータブロックのサイズを最適化する方法、初期サイズを有する符号化されたデータブロックを反復復号化するための方法、ターボ符号器によって符号化されたデータブロックを反復復号化するための装置、符号化／復号化システム、データのデータブロックを符号化するための装置、及び符号器によって符号化され、変調されたデータのデータブロックをターボ等化するための装置
Ho et al. Optimal soft decoding for combined trellis-coded quantization/modulation
Sayhood et al. Performance analysis of punctured convolutional codes and turbo-codes
Cardinal et al. Turbo decoding using convolutional self doubly orthogonal codes
US20080024335A1 (en) Local Erasure Map Decoder
JP2004215310A (ja) 誤り訂正ターボ符号の復号器
Shamir et al. Design of non-systematic turbo codes for universal source controlled channel decoding
Liu et al. Iterative joint source-channel decoding with combined a priori information of source and channel
Shamir et al. Universal lossless source controlled channel decoding for iid sequences

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120130

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130130

Year of fee payment: 12

LAPS Lapse due to unpaid annual fee