JP2002534893A - 通信システムでの反復デコーダに対する量子化方法 - Google Patents

通信システムでの反復デコーダに対する量子化方法

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    • H03M13/6577—Representation or format of variables, register sizes or word-lengths and quantization

Abstract

(57)【要約】 通信システムで反復デコーダに対する量子化方法を提供する。この量子化方法は、送信器からの送信信号レベルの２n(ｎは正の整数)倍の範囲で受信信号のレベルを予め設定された区間に等分する過程と、等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程とを含み、反復デコーダに備えられる各コンポーネントデコーダが、受信信号レベルを表現するためのビット数に比べて所定ビット大きいビット数を用いてメートル計算を行うことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムの受信機に関し、特に、受信信号に対する量子化装置
及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
実際にチャネルデコーダを具現する時、ビット数、電力及びプロセスディレー
(Process Delay)などのシステム資源(System Resource)が制限されるのが一般的
である。特に、ある特定の信号がデコーダ内で処理される時、前記信号は限定さ
れたビット数で表現されるべきである。即ち、デコーダの入力信号は量子化(Qua
ntization)されなければならない。このように信号を量子化する場合に信号の分
解能(Resolution)又は精度(Precision)を考慮しなければならない。なぜなら、
信号の分解能などはデコーダの全体性能に大きな影響を及ぼすためである。従っ
て、デコーダの入力端及びデコーダ内での信号表現を行う上で正確なビットの数
(Quantization Bit：以下、ＱＢと称する)の選択のような量子化方法は重要な課
題となる。
【０００３】 無線通信システム(例えば、衛星システム、ＷＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ−２０００)
において送信側(transmitter)は信頼できるデータ伝送のために誤り訂正符号(Fo
rward Error Correction)を使用することができる。また、受信側では伝送され
たデータに対するデコーディングが行われ、この時、前記受信側は前記伝送され
たデータについて反復デコーディング(Iterative Decoding)方式を使用すること
ができる。該反復デコーディング方式は、デコーダの出力成分を次のデコーディ
ングのための入力として再び用いる点にその特徴がある。従って、前記反復デコ
ーダの出力はハイ(High)、ロー(Low)信号(例えば、＋１，−１)のように硬判定(
Hard Decision)された信号でなく、ソフトな信号値(例えば、０.７６８４、−０
.６４３２…)を有しなければならない。また、反復デコーダは少なくとも二つ以
上のデコーダから構成される。また、各デコーダ間のインタリーバはデコーダの
出力ビット列の順序を変える。そして、デコーディングされた信号の成分が出力
端にフィードバックされる時、反復デコーダに備えられるデインタリーバはイン
タリービングされた信号の各ビットを元の位置に再配置する。
【０００４】 図１は従来の音声信号伝送に対するビタビデコーダ(Viterbi Decoder)の量子
化方法を説明するためのグラフである。 前記図１のグラフにおいて、横軸は受信信号のレベルを意味し、縦軸は確率密
度関数(Probability Density Function：ＰＤＦ)を意味する。この時、前記受信
信号の伝送チャネルを付加白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise：Ａ
ＷＧＮ)チャネルと仮定する。また、受信及び復調された信号をＰＤＦについて
一定間隔に量子化する。かかる一定間隔の量子化方法は、具現の容易さと良好な
復号性能のために広く使用されている。また、前記図１に示すように、与えられ
たＱＢは４であり、これから得られる量子化レベル(Quantization Level：以下
、ＱＬと称する)は、送信側から伝送した信号レベル(＋Ａ〜−Ａ)間の区間を表
現するのに用いられる。例えば、送信側から伝送された信号は伝送チャネル上に
おける雑音によって前記＋Ａ以上及び−Ａ以下の値を有し得るが、前記＋Ａ以上
及び−Ａ以下の信号は全てＱＭＡＸ(Maximum Quantization Level)又はＱＭＩＮ
(Minimum Quantization Level)にマッピングされてしまう。
【０００５】 しかしながら、ビタビデコーダは、基本的に非反復デコーディング方式(Non-I
terative Decoding Scheme)を使用するためその出力値は硬判定された値になり
、デコーダ出力成分が再び復号動作に使用されない。従って、ビタビデコーダは
前記量子化方法による信号を入力して十分に信頼性あるデコーディング動作が行
える。実際に、ＱＢを４にセットする時(ＱＬ＝１６)、前記ビタビデコーダと無
限大レベルデコーディング間の性能には０.２ｄＢの差しかない。
【０００６】 一方、反復デコーディング方式を用いるデコーダにおいて、デコーダの入／出
力はＳＩＳＯ(Soft-Input／Soft-Output)に基づいている。従って、反復デコー
ディング方式を使用するデコーダの入力信号は両極性(Polarity)の他に信頼度も
考慮されるべきである。即ち、ＳＩＳＯ反復デコーダからフィードバックされる
出力信号は、硬判定されたハイ又はローレベルの信号でなく、ソフトな信号にな
るべきである。しかし、前記図１で上述した従来の量子化方法においてアナログ
信号がデジタル値に変換される時に既に送信信号のレベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び
以下の信号は切断(truncation)される。このため、従来の量子化方法では反復デ
コーダの深刻な性能劣化が生ずる恐れがあった。従って、反復デコーダに入力さ
れる送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下の信号についても相異なるレベルを割
り当てることによって、即ち量子化区間(Quantization Range)を送信レベル(−
Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張することによって、反復デコーダ入力信号に対す
る信頼性を差別化しなければならない。
【０００７】 また、前記図１の従来の量子化方法のように受信信号の表現レベルが割り当て
られると、量子化区間の拡張によって生ずる不十分な量子化レゾリューション(Q
uantization Resolution)のため反復デコーダの性能が劣化してしまう恐れもあ
る。従って、最適のＱＢを求めなければならない。 特に、受信側でＢＰＳＫ(Bi-Phase Shift Keying)又はＱＰＳＫ(Quadrature P
hase Shift Keying)などで復調されたターボデコーダの入力端の信号は大抵アナ
ログ信号であるが、ターボデコーダを実ＶＬＳＩで具現する場合、そのアナログ
信号を量子化するためのパラメータの基準が提示されなければならない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、通信システムにおいて反復デコーダの量子化区間を
入力信号の送信レベル以上及び以下に拡張する方法を提供することにある。 本発明の他の目的は、ターボデコーダに対する量子化方法において、任意の量
子化ビット数における最適の量子化区間を求める方法を提供することにある。 本発明のさらに他の目的は、通信システムで実験的に与えられた量子化ビット
からターボデコーダに対する最適の量子化区間を求める方法を提供することにあ
る。
【０００９】 本発明のさらに他の目的は、反復デコーダの符号率が１／４以上の時、反復デ
コーダの入力信号の量子化ビット数と各コンポーネントデコーダのメートル計算
(Metric Computation)を考慮した前記各デコーダの信号表現ビットの数を設定す
る方法を提供することにある。 本発明のさらに他の目的は、通信システムにおいて、ターボデコーダに対する
最適の量子化パラメータを求める方法を提供することにある。
【００１０】 本発明のさらに他の目的は、ターボデコーダを実ＶＬＳＩで具現する場合、タ
ーボデコーダの入力端のアナログ信号を量子化するためのパラメータの基準を提
示する方法を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、本発明は、通信システムで反復デコーダに対す
る量子化方法を提供する。この量子化方法は、送信器からの送信信号レベルの２ n (ｎは正の整数)倍の範囲で受信信号のレベルを予め設定された区間に等分する
過程と、前記等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程と、
を含むことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に従う好適な実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を
共通使用するものとする。 そして、以下の説明では、具体的な特定事項が示しているが、これに限られる
ことなく本発明を実施できることは、当技術分野で通常の知識を有する者には自
明である。また、関連する周知技術については適宜説明を省略するものとする。
【００１３】 図２は、本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法を説明する
ためのグラフである。 前記図２のグラフにおいて、横軸は受信信号のレベルを意味し、縦軸はＰＤＦ
を意味する。この時、前記受信信号の伝送チャネルをＡＷＧＮチャネルと仮定す
る。そして、図２に示すように、使用されたＱＢは前記図１と同様に４であり、
これから得られるＱＬ、即ち本発明の実施形態によって量子化区間は送信レベル
(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張されたことが判る。従って、本発明の実施形態
による量子化方法では、反復デコーダに入力される送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上
及び以下の信号についても相異なるレベルを割り当てるようになる。即ち、量子
化区間を送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張して反復デコーダ入力信号
に対する信頼性を差別化し得る。
【００１４】 この時、前記図１の従来の量子化方法と同様に、受信信号を１６レベルで表現
する場合(ＱＢ＝４)は、量子化区間の拡張によって発生する不十分な量子化レゾ
リューション(ＱＳ＝１／Δ)のために反復デコーダの性能が劣化してしまう恐れ
がある。従って、最適のＱＢを求めなければならない。また、反復デコーダに備
えられる各コンポーネントデコーダの内部メートル計算によるダイナミックレン
ジ(Dynamic Range)の増加を考慮しなければならない。その結果、各コンポーネ
ントデコーダの内部で信号を処理するためのビット数は反復デコーダ入力量子化
ビット数より所定ビット大きくなるべきである。
【００１５】 かかる観点からターボデコーダに対する最適の量子化区間及び量子化ビット数
を求める具体的な方法は後述される。 図３は、本発明の実施形態による量子化器が入力信号を量子化して反復デコー
ダに出力する関係を示すブロック図である。 図３を参照すれば、第１入力信号、第２入力信号及び第３入力信号は受信側(
図示せず)の復調部(図示せず)から出力されたアナログ信号になり得る。そして
、第１入力信号は元のデータ値の順序を有するシステマティック部(systematic
part)ＸKになり得る。また、第２入力信号及び第３入力信号は、各々パリティ部
(parity part)Ｙ1K及びＹ2Kになり得る。即ち、前記第２入力信号及び第３入力
信号は送信側で誤り訂正のために元のデータ値に予め加えられた値(redundant v
alue)になる。また、第２入力信号及び第３入力信号は前記送信側でターボ符号
化及びデインタリーブされた信号になり得る。
【００１６】 量子化器３１０は、ＸK、Ｙ1K及びＹ2Kを受けて本発明の実施形態による量子
化動作を行い、量子化したＸ'K、Ｙ'1K及びＹ'2Kを反復デコーダ３２０に出力す
る。この時、量子化器３１０は本発明に従って量子化区間を送信レベル以上及び
以下に拡張する。
【００１７】 反復デコーダ３２０はターボデコーダから構成することもできる。反復デコー
ダ３２０に備えられる各コンポーネントデコーダは、様々な方式で入力信号につ
いてデコーディング動作を行うことができる。これら方式には、代表的にＭＡＰ
(Maximum Aposteriori Probability)アルゴリズムとＳＯＶＡ(Soft Output Vite
rbi Algorithm)がある。ＳＯＶＡを使用する場合、ブランチメートル計算(branc
h metric computation)によって増加されるデコーダ内のダイナミックレンジを
考慮しなければならなく、従って、所定のビットがさらに必要とされる。これと
同様に、ＭＡＰアルゴリズムを使用する場合も、内部ブランチメートル計算が符
号率によって決定されるため、所定のビットがさらに必要とされる。本発明の実
施形態による量子化器３１０は前記２方式のデコーダのいずれにも適用可能であ
る。通常、前記両方式において同一の符号化パラメータが使用される。一方、反
復デコーダ入力信号に対する量子化器３１０の表現ビット数、即ちＱＢをＮビッ
トと仮定すれば、デコーダ内ではｎ＋ｍ(ｍ≧０)のビットプレシジョン(precisi
on)で入力信号を処理すべきである。一般にｍビット数はコンポーネントデコー
ダの符号化率によって可変される。
【００１８】 図４は、本発明の実施形態による符号率が１／３である反復デコーダの構造を
示す図である。 図３及び図４を参照すれば、第１デコーダ４２０及び第２デコーダ４５０は複
数のビットからなるビット群のソフト信号値を受信する。この時、第１デコーダ
４２０及び第２デコーダ４５０はＭＡＰ及びＳＯＶＡ方式に基づいて動作される
。また、前記反復デコーダはターボデコーダで構成しても良い。
【００１９】 そして、第１入力信号、第２入力信号及び第３入力信号はｎビットで表現する
場合に前記図３の量子化器３１０によって所定レベル{ｌ0，ｌ1，ｌ3，……ｌ2 n -1 }中の一つのレベルにマッピングされる。この時、Ｘ'K、Ｙ'1K及びＹ'2Kは下
記の式（１）で表現できる。
【００２０】
【数１】
【００２１】 第１加算器４１０は、Ｘ'Kを受信して第２減算器４７０からフィードバックさ
れる外部情報信号(extrinsic information signal)ＥＸＴ２に加える動作を行う
。前記ＥＸＴ２信号は、初期復号時には存在しなく、第２デコーダ４５０のデコ
ーディング動作によって発生する。そして、第１デコーダ４２０は第１加算器４
１０の出力とＹ´1Kを受信してデコーディング動作を行う。この時、第１デコー
ダ４２０から出力される信号は、Ｘ´K、ＥＸＴ１及びＥＸＴ２になる。次いで
、第１減算器４３０は、前記第１デコーダ４２０の出力からＥＸＴ２を減算する
動作を行う。即ち、ノードＮＡにおける信号はＸK、ＥＸＴ１になる。
【００２２】 さらに、インタリーバ４４０は、入力される信号をインタリービングして前記
第１減算器４３０の出力のビット順序を変える動作を行う。この時、前記インタ
リーバ４４０の出力はＸ´K及びＥＸＴ１になる。そして、第２デコーダ４５０
はインタリーバ４４０の出力とＹ´2Kを受信してデコーディング動作を行う。こ
の時、第２デコーダ４５０から出力される信号はＸ´K、ＥＸＴ１及びＥＸＴ２
になる。次いで、デインタリーバ４６０は前記第２デコーダ４５０の出力をデイ
ンタリービングして元のデータ順序にＸ´Kを再配置する。第２減算器４７０に
よって、前記再配置されたデインタリーバ４６０のソフト信号出力からノードＮ
Ａの信号Ｘ´1、ＥＸＴ１が減算され、第１デコーダ４２０の外部情報信号とし
て再び使用される。
【００２３】 かかる反復デコーダの反復デコーディング動作によって第１デコーダ４２０の
出力又は第２デコーダ４５０の出力ソフト信号値は改善された誤り訂正能力を有
することになる。そして、ある時点では前記デコーダ出力は完全に誤り訂正され
た状態になる。前記誤り訂正されたデコーダの出力は、レベル判別器４８０で硬
判定されて出力バッファ４９０を通じて出力される。
【００２４】 一方、第１デコーダ４２０と第２デコーダ４５０内ではメートル計算によって
信号のダイナミックレンジが増加する。従って、各デコーダ内における信号表現
レベルは２n+m−１レベルにならなければならない。ここで、前記ｎは前記図３
において入力信号に対するＱＢを意味し、前記ｍはコンポーネントデコーダの信
号復号時、各デコーダのメートル計算による信号のダイナミックレンジに対応し
てさらに加えられるべきビットの数を意味する。一般に、前記ｍ値は反復デコー
ダのコンポーネントデコーダの符号率によって決定される。
【００２５】 前述の如く、本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法は、入
力信号を所定レベルで表現するに際して反復デコーダに備えられるコンポーネン
トデコーダの符号率を考慮すべきである。即ち、内部メートル計算のために増加
されるデコーダ入力信号のダイナミックレンジを考慮しなければならなく、従っ
て、ｎ＋ｍ個のＱＢが必要とされる。
【００２６】 例えば、ＳＯＶＡデコーダにおいて、ｍビットの増加はパスメートル計算(pat
h metric computation)過程で発生する。即ち、現時点でのパスメートルは、以
前時点までのデコーディングを行う上で累積されたパスメートル(normalized pa
th metric)と、現時点で新規の入力によるブランチメートルと、外部情報との和
である。従って、新規のパスメートルは、デコーダに入力される信号に比べてダ
イナミックレンジがさらに大きくなる。下記の式（２）、（３）は現時点(ｋ)で
のパスメートルの計算式を示す。
【００２７】
【数２】
【００２８】 ここで、前記ＰＭ(ｋ)は、ｋ時点で新たに計算されたパスメートルであり、前
記ＰＭ(ｋ−１)はｋ−１時点まで累積されたパスメートルである。そして、前記
ＢＭ(ｋ)は、ｋ時点でのブランチメートルであり、前記Ｘ(ｋ)はｋ時点でのシス
テマティック入力信号であり、前記Ｙi(ｋ)はｉ番目のパリティ入力信号である
。そして、前記Ｃi(ｋ)はｉ番目のパリティコードワード(Parity Codeword)であ
り、前記ｕi(ｋ)はシステマティックコードワード(Systematic Codeword)であり
、前記ＥＸＴ(ｋ)は外部情報信号である。
【００２９】 一方、前記式（２）、（３）において、反復デコーダの符号率が１／３である
時、新規に入力される信号による第１デコーダ４２０のブランチメートルは下記
の式（４）で示せる。
【００３０】
【数３】
【００３１】 前記式（４）において、ＢＭ(ｋ)は四つのコンポーネントの和である。また、
Ｃi(ｋ)は−１又は＋１なので前記ＢＭ(ｋ)は下記の式（５）で示せる。
【００３２】
【数４】
【００３３】 ここで、前記ｎは反復デコーダの入力信号を表現するために割り当てられたビ
ット数を意味する。そして、前記式（５）でＢＭ(ｋ)の絶対値(|BM(k)|)は|X(k)
・ui(k)＋Yi((k)・Ci(k)＋Y2((k)・C2(k)＋EXT(K)|を意味し、前記２n-1は各コ
ンポーネントの上限(Upperbound)の値を意味する。従って、前記式（５）は、デ
コーダの符号率が１／３である時に反復デコーダ入力端における信号表現ビット
数(ＱＢ＝ｎ)が割り当てられる場合、コンポーネントデコーダ内での信号のダイ
ナミックレンジの増加によって、割り当てられた前記ｎビットに２(＝ｍ)ビット
がさらに加えられるべきであるということを表している。そして、ＰＭ(ｋ)は、
ＢＭ(ｋ)とＰＭ(ｋ−１)との和であって、ＢＭ(ｋ)に比べてダイナミックレンジ
が大きくなるが、毎計算時に正規化(normalization)されて一定なレベルを維持
する。即ち、デコーダの符号率が１／３である時、入力信号のレベル表現時ビッ
ト数(ＱＢ＝ｎ)が割り当てられる場合、デコーダの内部メートル計算のためにｎ
＋２ビットを使用すると、反復デコーダは劣化することなくデコーディング動作
が行える。一方、前記式（５）は反復デコーダの符号率が１／３である場合を仮
定したものであって、デコーダの符号率によってその計算式が異なる。
【００３４】 前記式（５）は、ＢＭ(ｋ)の上限を検出することによって前記ＢＭ(ｋ)に追加
されるビット数が求められるという思想から得られたものである。即ち、符号率
が１／４の場合、ＢＭ(ｋ)の絶対値が５×２n-1＞|ＢＭ(ｋ)|になる。しかし、
コンポーネントデコーダの内部メートル計算のための追加ビット数が、前記符号
率が１／３である場合と同様に、２ビットであれば、反復デコーダは劣化するこ
となくデコーディング動作が行えることが実験的に証明される。そして、コンポ
ーネントデコーダの符号率が小さくなるほどブランチメートル計算時に加えられ
るコンポーネントの数が増加する。この結果、ＢＭ(ｋ)の値が大きくなり、従っ
て、添加されるｍ値も増加する。
【００３５】 下記の表１は本発明の好ましい実施形態に使用される符号化パラメータを示し
たものである。
【００３６】
【表１】
【００３７】 前記表１において、量子化器の特性を決定付けるパラメータはＱＢ、Ｌ及びＱ
Ｓである。ミドスレッドユニホーム量子化器(Midthread uniform Quantizer)に
おいて、ＱＬとＱＢとの関係は下記の式（６）で表示できる。
【００３８】
【数５】
【００３９】 そして、前記ＱＢ、ＱＭＩＮ及びＱＭＡＸの関係は下記の式（７）で示せる。
【００４０】
【数６】
【００４１】 また、ＱＳは１／Δに定義され、Ｌが定められるとＱＳは下記の式（８）、（
９）で示せる。
【００４２】
【数７】
【００４３】 前記式（８）、（９）において、Ｌが１である場合は前記図１の従来の量子化
方法に該当する。即ち、前記Ｌが１である場合、量子化区間は、送信側の信号レ
ベルに該当する＋Ａから−Ａまでの区間になる。しかし、前記Ｌ＝２である場合
、量子化区間は、＋２から−２までの区間になり、前記Ｌ＝４である場合、量子
化区間は＋４Ａから−４Ａまでの区間になる。前述した数式間の関係に基づいて
量子化パラメータの組合せを設定した後、実験的に最適のパラメータセットを求
める。
【００４４】 下記の表２は本発明の実施形態によるＳＩＳＯターボデコーダに対する最適の
符号化パラメータを求めるために多様なパラメータの組合せを示したものである
。
【００４５】
【表２】
【００４６】 前記表２において、Ｌは切断値(Truncation Value)であって、例えばＬ＝４の
場合、量子化区間は送信信号レベルＡの４倍になる。即ち、後述される実験は、
割り当てられたＱＢで１倍、２倍、４倍に拡張される量子化区間上で実施するも
のと言える。全ての組合せで各コンポーネントデコーダの内部は２QB+2の量子化
レベルを有する。このような条件下で最適の量子化パラメータセットを求める。
【００４７】 下記の表３は、前記表２のパラメータセットを参照し、Ｅｂ／Ｎｏ、ＱＢ、Ｑ
Ｓ・Ａ及びＬを組合して実験した結果をＢＥＲ(Bit Error Rate)／ＦＥＲ(Frame
Error Rate)の観点から示したものである。この時に使用された反復デコーダは
ターボデコーダであり、コンポーネントデコーダはｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム
方式のデコーダである。前記ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムは、Implementation a
nd Performance of a Serial MAP Decoder for use in an Iterative Turbo Dec
oder, Steven S. Pietrobon, Proc., IEEE Int.Symp. on Information Theory,
p.471, 1995を参照した。そして、ＣＤＭＡ−２０００のＦ−ＳＣＨ(Forward Su
pplemental Channel)、Ｎ＝１モードでのＲＳ２(Rate Set 2)、符号率が２８.kb
ps(参考：Radio Transmission Technology(RTT) TIA-TR45.5, 02 June 1998)で
実験が行われた。そして、テストチャネルはＡＷＧＮであり、Ｅｂ／Ｎｏは０.
５dBと１.０dBである。
【００４８】
【表３】
【００４９】 前記表３の結果から、与えられたＱＢ下でターボデコーダは既存の量子化方法
よりさらに広い量子化区間を必要とすることがわかる。例えば、１.０dBで、Ｌ
が１の場合はＬ＝２やＬ＝４に比べて全てのＱＢでＢＥＲ及びＦＥＲが７〜１０
倍程度大きい。即ち、Ｌ＝１の場合にはΔ＝１／ＱＳが一番小さい場合なので、
分解能は高いものの、ＱＲ(Quantization Range)が十分でないために性能劣化を
来したわけである。言い換えれば、ターボデコーダではビタビデコーダとは違っ
て、与えられたＱＢ下でさらに広いＱＲが必要とされる。前記ターボデコーダは
、ＱＢが与えられと、量子化レゾリューション(quantization resolution)はビ
タビデコーダに比べて低くなるが、量子化器の動作領域(Quantizer Acting Area
)、即ちＱＲは広くなる。しかし、ターボデコーダは、分解能が低くなっても最
適のＬ値を求めてその領域の受信信号を全て表現するとより良好な性能を示すこ
とができる。
【００５０】 実験結果によると、与えられたＱＢでＬが２〜４になると、ターボデコーダは
無難な性能を示し、これは既存のＱＲに比べて少なくとも２倍程度広いＱＲが必
要とされるというのを意味する。最適の量子化パラメータは１.０dB以上のＳＮ
Ｒ(Signal to Noise Ratio)で選択するのが望ましく、その値はＱＢ＝６、ＱＳ
＝８である。これは、Ｌ＝４、即ちＡの４倍程度までをＱＲとして使用するのが
最適のパラメータであるというのを意味する。勿論、ＱＢ＝７及びＱＳ＝１６で
ある場合も優秀な性能を示すが、前記ＱＢ＝６、ＱＳ＝８である場合に比べてそ
の性能が殆ど改善されなく、従って入力信号の表現ビット数の浪費を招いてしま
う。さらに、ＱＲがあまりにも狭く設定されることから生ずる性能劣化は、ＳＮ
Ｒが高くなるに伴って増加する。
【００５１】 一方、信号を符号化する時、量子化スレショルド(Quantization Threshold)を
決定しなければならない。前記量子化スレショルドはアナログ入力信号がマッピ
ングされる限界値を意味する。量子化スレショルドセットは下記の式（１０）で
示せる。
【００５２】
【数８】
【００５３】 さらに、ミドスレッドユニホーム量子化器のスレショルドセットは下記の式
（１１）から求められる。
【００５４】
【数９】
【００５５】 次の表４は本発明の実施形態によるＱＢ＝６、Ｌ＝４である場合の量子化スレ
ショルドセットを示すものである。ＱＬ＝６３レベルであり、これを‘２'s Com
plement Binary Format’で表示した。そして、Δ＝１／ＱＳ＝Ａ／８であり、
ＱＭＡＸ＝３１、ＱＭＩＮ＝−３１である。
【００５６】
【表４】
【００５７】 図５は本発明の実施形態による反復復号器に対する量子化方法を示す流れ図で
ある。 図５を参照すれば、５１０段階で、量子化器３１０(図３)は符号化パラメータ
をセットする。この時に入力されるアナログ信号ＸK、ＹK1、ＹK2のうち、送信
レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下の信号についても相異なるレベルを割り当てる
ために、量子化区間を送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張できるようＬ
が設定されるべきである。この時、ターボデコーダにおいて、任意のＱＢで量子
化区間は送信信号レベルの２1乃至２2倍程度が適当である。また、前記量子化区
間の拡張によって生ずる不十分な量子化レゾリューションを考慮してＱＢを設定
すべきである。ターボデコーダにおいて、入力端の量子化ビット数は５〜７程度
が適当である。また、各コンポーネントデコーダの内部信号表現ビット数は内部
メートル計算によるダイナミックレンジを考慮して設定すべきである。反復デコ
ーダの符号率が１／４以上の場合、各コンポーネントデコーダ内の信号表現ビッ
ト数は前記入力端の量子化ビット数と追加ビットとの和となる。また、ＱＭＡＸ
は２QB-1−１になり、ＱＭＩＮは−ＱＭＡＸとなる。
【００５８】 また、５２０段階で、量子化器３１０はクロックを１にセットする。次いで、
５３０段階で、量子化器３１０はアナログ信号ＸK、Ｙ1K、Ｙ2Kを受信する。５
４０段階で、量子化器３１０は、各ＸK、ＹK1、ＹK2にＱＳをかけ、ラウンドオ
フ(Round-Off)動作を通じて各Ｘ'K、Ｙ'1K、Ｙ'2Kを出力する。この時、Ｘ'Kが
ＱＭＡＸより大きいと、そのＸ'KはＱＭＡＸにマッピングされ、Ｘ'KがＱＭＩＮ
より小さいと、そのＸ'KはＱＭＩＮにマッピングされる。また、Ｙ'1KがＱＭＡ
Ｘより大きいと、そのＹ'1KはＱＭＡＸにマッピングされ、Ｙ'1KがＱＭＩＮより
小さいと、そのＹ'1KはＱＭＩＮにマッピングされる。また、Ｙ'2KがＱＭＡＸよ
り大きいと、そのＹ'2KはＱＭＡＸにマッピングされ、Ｙ'2KがＱＭＩＮより小さ
いと、そのＹ'2KはＱＭＩＮにマッピングされる。
【００５９】 次いで、５５０段階で、量子化器３１０は現在のクロックがＦＲＡＭＥ＿ＬＥ
ＮＧＴＨより大きいか否か検査する。前記ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨは復号され
る入力信号のフレーム大きさである。前記入力信号がフレームの終わりでないと
、量子化器３１０は前記５３０段階からの制御動作を再度行う。前記入力信号が
フレームの終わりであると、量子化器３１０は１フレームに対する量子化動作を
終了する。
【００６０】
【発明の効果】 前述の如く、本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法は、送
信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に量子化区間を拡張し、前記量子化区間の拡
張によって発生する不十分な量子化レゾリューションを考慮してＱＢを設定し、
また、各コンポーネントデコーダの内部信号表現ビット数を内部メートル計算に
よるダイナミックレンジを考慮して設定することによって、反復デコーダを実際
に具現する時、最適の量子化パラメータを求める基準を提示する。
【００６１】 一方、前記本発明の詳細な説明では具体的な実施形態に上げて説明してきたが
、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは勿論である。従って、
本発明の範囲は前記実施形態によって限られてはいけなく、特許請求の範囲とそ
れに均等なものによって定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の音声信号伝送に対するビタビデコーダの量子化方法を説明
するためのグラフである。
【図２】 本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法を説明
するためのグラフである。
【図３】 本発明の実施形態による量子化器が入力信号を量子化し、反復デ
コーダに出力する連結関係を示すブロック図である。
【図４】 本発明の実施形態による１／３の符号率を有する反復デコーダの
構造を示す図である。
【図５】 本発明の実施形態による量子化方法を示す流れ図である。
【符号の説明】
３１０ 量子化器 ３２０ 反復デコーダ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヨン−ホワン・リー 大韓民国・キョンギ−ド・463−010・ソン ナム−シ・プンタン−グ・チョンジャ−ド ン・237−７ Ｆターム(参考） 5J065 AC02 AD10 AG06 AH07 AH23

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信器からの送信信号レベルの２n(ｎは正の整数)倍の範囲
    で受信信号のレベルを予め設定された区間に等分する過程と、 前記等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程と、を含む
    ことを特徴とする反復デコーダでの量子化方法。
  2. 【請求項２】 前記正の整数ｎが‘２’であることを特徴とする請求項１記
    載の反復デコーダでの量子化方法。
  3. 【請求項３】 前記正の整数ｎが‘１’であることを特徴とする請求項１記
    載の反復デコーダでの量子化方法。
  4. 【請求項４】 前記反復デコーダに備えられる各コンポーネントデコーダが
    、前記受信信号レベルを表現するためのビット数に比べて所定ビット大きいビッ
    ト数を用いてメートル計算を行うことを特徴とする請求項１記載の反復デコーダ
    での量子化方法。
  5. 【請求項５】 前記反復デコーダの符号率が１／４以上の場合、前記受信信
    号レベルを表現するためのビット数に加えられる所定ビットが２ビットであるこ
    とを特徴とする請求項４記載の反復デコーダでの量子化方法。
  6. 【請求項６】 前記各コンポーネントデコーダが、ＭＡＰ(Maximum Aposter
    iori Probability)アルゴリズムとＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)を
    用いて入力信号に対する復号を行うことを特徴とする請求項４記載の反復デコー
    ダでの量子化方法。
  7. 【請求項７】 通信システムでターボデコーダに対する量子化方法において
    、 送信器からの送信信号レベルの２n(ｎは正の整数)倍の範囲で５ビット〜７ビ
    ットの量子化ビットを用いて受信信号レベルを‘８’又は‘１６’の量子化スケ
    ーリングファクターの区間に等分する過程と、 前記等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程と、を含む
    ことを特徴とする通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
  8. 【請求項８】 前記正の整数ｎが‘２’であることを特徴とする請求項７記
    載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
  9. 【請求項９】 前記量子化ビット数が６ビットであることを特徴とする請求
    項８記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
  10. 【請求項１０】 前記量子化スケーリングファクターが‘８’であることを
    特徴とする請求項９記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
  11. 【請求項１１】 前記ターボデコーダに備えられる各コンポーネントデコー
    ダが、前記受信信号レベルを表現するためのビット数より大きい所定ビット数を
    用いてメートル計算を行うことを特徴とする請求項７記載の通信システムでター
    ボデコーダに対する量子化方法。
  12. 【請求項１２】 前記反復デコーダの符号率が１／４以上の場合、前記受信
    信号レベルを表現するためのビット数に加えられる所定ビットが２ビットである
    ことを特徴とする請求項１１記載の通信システムでターボデコーダに対する量子
    化方法。
  13. 【請求項１３】 前記各コンポーネントデコーダが、ＭＡＰアルゴリズムと
    ＳＯＶＡを用いて入力信号に対する復号を行うことを特徴とする請求項１１記載
    の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009152829A (ja) * 2007-12-20 2009-07-09 Sumitomo Electric Ind Ltd 復号装置

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2805106A1 (fr) * 2000-02-14 2001-08-17 Mitsubishi Electric Inf Tech Procede de transmission numerique de type a codage correcteur d'erreurs
US6885711B2 (en) * 2001-06-27 2005-04-26 Qualcomm Inc Turbo decoder with multiple scale selections
US7315576B1 (en) * 2002-02-05 2008-01-01 Qualcomm Incorporated System for soft symbol decoding with MIMO log-map detection
DE60206873T2 (de) * 2002-02-14 2006-06-14 Lucent Technologies Inc Empfänger und Verfahren für mehrfacheingabe und mehrfachausgabe iterative Detektion mittels Rückkopplung von weichen Entscheidungen
KR100436765B1 (ko) * 2002-07-12 2004-06-23 삼성전자주식회사 디지털 비디오 시스템의 신호처리장치 및 방법
PT3468045T (pt) * 2002-09-20 2022-05-31 Ntt Docomo Inc Método e aparelho para codificação aritmética
US7050514B2 (en) * 2003-08-13 2006-05-23 Motorola, Inc. Interference estimation and scaling for efficient metric storage and interference immunity
US6995693B1 (en) * 2003-12-04 2006-02-07 Rockwell Collins, Inc. Method and apparatus for multiple input diversity decoding
EP2868048A4 (en) * 2012-06-28 2016-02-24 Ericsson Telefon Ab L M METHOD, APPARATUS, COMPUTER PROGRAM, AND STORAGE MEDIUM FOR NON-UNIFORM QUANTIFICATION OF SOFT BITS
KR20150061253A (ko) * 2013-11-27 2015-06-04 한국전자통신연구원 하프 파이프라인 방식의 터보 디코더 및 그의 제어 방법
CN113572534B (zh) * 2020-04-28 2022-10-04 华为技术有限公司 一种信号处理方法和装置
US11855720B2 (en) 2022-03-28 2023-12-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for normalization of softbits based on channel characteristics

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1119943B (it) * 1979-11-05 1986-03-19 Cselt Centro Studi Lab Telecom Ricevitore di segnali mutlifrequenza di tastiera codificati in pcm
EP0300775B1 (en) 1987-07-21 1995-05-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Signal encoding and decoding method and device
JPH0821868B2 (ja) 1990-09-07 1996-03-04 松下電器産業株式会社 データ伝送装置
JPH05207075A (ja) 1992-01-24 1993-08-13 Hitachi Ltd ディジタル通信システム
JPH05244017A (ja) 1992-02-26 1993-09-21 Mitsubishi Electric Corp ビタビ復号器
US5241383A (en) 1992-05-13 1993-08-31 Bell Communications Research, Inc. Pseudo-constant bit rate video coding with quantization parameter adjustment
JP3258081B2 (ja) 1992-09-08 2002-02-18 株式会社東芝 ビタビ復号器
JP3454882B2 (ja) 1992-12-25 2003-10-06 株式会社東芝 無線受信装置
JPH0795098A (ja) 1993-09-20 1995-04-07 Canon Inc 信号処理装置
US6195465B1 (en) * 1994-09-21 2001-02-27 Ricoh Company, Ltd. Method and apparatus for compression using reversible wavelet transforms and an embedded codestream
JP3390013B2 (ja) * 1994-11-04 2003-03-24 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ 広帯域デジタル情報信号の符号化及び復号化
KR0153966B1 (ko) * 1994-11-28 1998-11-16 배순훈 비터비 복호기의 연판정 메트릭 산출방법 및 장치
KR0138875B1 (ko) * 1994-12-23 1998-06-15 양승택 비터비 복호기의 가지 메트릭 모듈
JP3674111B2 (ja) 1995-10-25 2005-07-20 三菱電機株式会社 データ伝送装置
US5966401A (en) * 1995-12-27 1999-10-12 Kumar; Derek D. RF simplex spread spectrum receiver and method with symbol deinterleaving prior to bit estimating
US5784410A (en) 1996-06-03 1998-07-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Reception automatic gain control system and method
US5907582A (en) * 1997-08-11 1999-05-25 Orbital Sciences Corporation System for turbo-coded satellite digital audio broadcasting
US6125149A (en) * 1997-11-05 2000-09-26 At&T Corp. Successively refinable trellis coded quantization

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009152829A (ja) * 2007-12-20 2009-07-09 Sumitomo Electric Ind Ltd 復号装置
JP4650485B2 (ja) * 2007-12-20 2011-03-16 住友電気工業株式会社 復号装置

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