KR100278428B1

KR100278428B1 - 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법과, 인코딩된 데이터를 수신기에 송신하는 송신기 및 송신기로부터 인코딩된 데이터를 수신하는 수신기

Info

Publication number: KR100278428B1
Application number: KR1019970045686A
Authority: KR
Inventors: 니 디더 제이 알 반
Original assignee: 루루디스 에프 비; 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 1996-09-04
Filing date: 1997-09-03
Publication date: 2001-02-01
Also published as: IL121677A0; NO974002L; EP0828365A2; CA2211999A1; US5841813A; NO974002D0; EP0828365A3; EP0828365B1; KR19980024316A; JPH10107762A; JP3333433B2; IL121677A

Abstract

OFDM 시스템에서 정보의 인코딩/송신은 보수 코드(complementary code)와, 각각의 데이터 워드를 나타내는 서로 다른 진폭 변조 패턴을 이용함으로써 향상된다. 특히, 보수 코드는 위상 벡터(phase vector)로 변환되며, 선택된 패턴에 의해 변조된다. 그리고, 그 결과는 각각의 캐리어 신호를 변조하는데 사용된다. 그 다음, 변조된 결과는 수신기측으로 송신되며, 수신기는 수신된 신호를 디코딩하여 인코딩된 정보를 복원한다.

Description

수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법과, 인코딩된 데이터를 수신기에 송신하는 송신기 및 송신기로부터 인코딩된 데이터를 수신하는 수신기

본 발명은 디지털 통신 시스템에서 송신을 위한 데이터의 변조에 관한 것이다.

직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing ; OFDM)를 이용하는 시스템에서, 임의 형태의 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation)를 이용하여 N 개의 서브채널(subchannel)을 통해 kN 비트의 그룹이 채널당 k비트씩 동시에 송신된다. 고정 비트율(constant bit rate)에서 N이 충분히 크게 만들어진다면, 서브채널에서의 심볼간(intersymbol) 간섭은 최소화 되겠지만, 서브채널상에서 여전히 협대역(narrowband) 페이딩(fading)이 발생되기 쉽다. 이러한 페이딩의 영향은 각각의 서브채널 마다 다를 수 있다. 또한, 각각의 서브채널을 정의하는 정현파 신호(sinusoidal signal)들은 OFDM 시스템에서 송신을 위해 동일한 위상으로 합해져, 단일 심볼의 송신시에 이용된 평균 전력 레벨보다 일반적으로 N 배 큰 정점 대 평균 전력(peak-to-average power ; PAP)율을 발생시킨다. 이러한 이유로, 송신기는 PAP 율에 대응하는 커다란 “백오프(backoff)”를 갖는 선형 전력 증폭기(linear power amplifier)를 이용해야 한다. 그러나, PAP 율이 증가함에 따라 효율이 감소되는 단점이 있다. 특히, 이러한 문제는 전력 효율이 주된 관심사인 휴대용 장치에서 OFDM이 이용될 때 심각해 진다.

전술한 문제점은 특정의 위상 변조에 따라 변형되는 소위 보수 코드(complimentary code)를 사용하여 처리될 수 있다는 것을 알 수 있다. 특히, M 개의 입력 위상, 예를 들어, 입력 데이터와 직접 관련되는 4 개의 위상은 각각의 캐리어 신호와 관련된 N개, 가령, 8개의 출력 위상으로 인코딩될 수 있는데, 캐리어 신호에서 낮은 PAR 율, 예를 들어, 3dB를 얻기 위해 캐리어(서브채널)에 위상쉬프트 θ_i가 발생된다.

송신된 신호를 수신하는 수신기는 N개의 캐리어를 복조(demodulation)하고, 고속 푸리에 변환(Fourier Transform)을 이용하여 각각 N 개의 위상을 정의하는 N개의 벡터 및 이에 따른 입력 데이타를 얻는다. 다수의 캐리어 신호의 수, 예를 들어, 3 개의 신호가 송신중 손실되는 경우에도, 입력 데이터는 본 발명 실시예에 따라 복원될 수 있다.

또한, 인코딩되어, 수신기로 송신될 비트 수는, 본 발명의 제 1 특징에 따라, 제 2 형태의 변조, 예를 들어, 진폭 변조와 보수 코드를 조합함으로써 증가될 수 있으며, 본 발명의 제 2 특징에 따라, 보수 코드에서의 제 2 형태의 변조는 특정 조합의 비트들이 각각의 진폭 패턴에 따라 인코딩되는 다른 진폭 패턴으로 구현될 수 있다는 것을 알 수 있다.

본 발명의 여러 특징들은 도면을 참조하여 후술되는 다음의 상세한 설명으로부터 이해될 것이다.

제1도는 본 발명의 원리에 따라 배열된 송신기 및 수신기로 구성된 무선 시스템(wireless system)을 도시한 블록도.

제2도는 제1도의 수신기에 대한 상세도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

25 : 소스 30 : 인코더 회로

40 : 역고속 푸리에 변환기 회로 45 : 디지털 대 아날로그 변환기

50 : RF 송신기 55, 56 : 안테나

100 : OFDM 송신기 200 : OFDM 수신기

230 : 디코더 240 : 고속 푸리에 변환 프로세서

245 : 아날로그 대 디지털 변환기 250 : RF

본 발명의 실시예에 따르면, 소정의 길이, 예를 들어, 코드 길이가 8인 보수코드 세트 또는 시퀀스(sequence)는 소위 소정의 길이의 커널(kernel)에서 시작하여 생성될 수 있다. 길이가 8인 코드를 생성하기 위한 하나의 가용 커널은, 예를 들어, {111-111-11} 열이 될 수 있다. (커널 생성법은 본 명세서에서 참조로 인용되는 M. J. E. Golay에 의한 “Complementary Series”이란 명칭의 IRE Transactions on Information Theory, vol. IT-7, pp. 82-87, April, 1961의 문헌에 개시되어 있다.) 일단 특정한 커널이 선택되면, 선택된 커널을 형성하는 요소(비트)에 독립적인 위상 회전(rotation)이 적용된다. 이것은 예를 들어, 8개의 칼럼을 포함하는 특정의 변환을 이용하여 수행되며, 각각의 컬럼(column)이 사전결정된 수의 위상, 예를 들어, 다음과 같이 네 개의 위상 Ψ1, Ψ2, Ψ3 및 Ψ4로 구성되는 각각의 위상들의 서로 다른 그룹을 갖는다.

그 다음, 각각의 컬럼을 형성하는 위상각(phase angle)(또한, 본 명세서에서는 배열 심볼(constellation symbol) 또는 심볼로 지칭됨) Ψ1은 다음에 표현된 바와 같이, 커널 요소에 사용되어 보수 코드를 형성한다.

[수학식 1]

보수 코드를 형성하는 벡터는 각각의 출력 위상 θ₁내지 θ₈에 의해 표현될 수 있으며, 수학식 1에 따라 도출된 다음의 변환에 의해 기술된 바와 같이 형성될 수 있다.

그 다음, θ₁내지 θ₈의 8 개의 위상은 후술된 바와 같이, OFDM 시스템에서 일반적으로 수행되는 것처럼 8 개의 OFDM 서브캐리어를 각각 변조하는데 이용될 수 있다.

특히, 제1도에서, 본 발명의 원리를 구현하고 있는 제1도의 OFDM 송신기(100)가 데이터 비트의 소스(25)로부터 인코더 회로(30)를 통해 데이터 비트 스트림을 수신한다고 가정한다. 인코더 회로(30), 예를 들어, 기존의 디지털 신호 프로세서는 수신된 데이터 스트림을 12 비트의 연속적인 그룹으로 분할하여, 내부 메모리(도시하지 않음)에 저장한다. 그 다음, 인코더 회로(30)는 저장된 데이터 비트의 그룹을 내부 메모리로부터 언로드(unload)하여, 본 발명의 원리에 따라 데이터 비트를 인코딩한 후, 그 결과를 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast-Fourier Transform; IFFT) 프로세서(40)에 전달한다. 특히, 인코더 회로(30)는 우선 내부 메모리로부터 언로드(unload)한 12 비트의 그룹을, 예를 들어, 일반적으로 기존의 8-PSK에 대해 수행하는 바와 같이 4 개의 8-PSK(Phase shift keying) 위상으로 인코딩한다. 예를 들어, 3 비트의 서브그룹(또한, 본 명세서에서는 데이터 워드(data word)라고 지칭됨)은 소위 그레이 스케일 인코딩(Gray scale encoding)을 사용하여 8-PSK로 변환되어, 다음의 변환 표 1에 의해 도시된 바와 같이 서브그룹 0, 0, 0이 0으로, 0, 0, 1이 π/4로, 0, 1, 1이 π/2 등으로 인코딩된다.

인코더 회로(30)는 한 그룹의 4 개의 데이터 비트 서브그룹을 각각 배열 심볼 Ψ_i에 대응시킨다. 특히, 인코더(30)는 하나의 비트 그룹의 첫 번째 3비트 서브그룹에 심볼 Ψ₁을 대응시키며, 다음(두 번째)의 3비트 서브그룹에 심볼 Ψ₂를 대응시키며, 나머지 서브그룹들에 각각 Ψ₃과 Ψ₄를 대응시킨다. 예를 들어, 그룹이 다음의 비트 컬럼, 즉, 11101010001로 구성된다고 가정하자. 메모리에 저장되어 있는 상기 변환 표 1에 근거한 서브그룹 인코딩과 Ψ₁심볼과의 관련성은 다음과 같다.

그 다음, 인코더 회로(30)는 θ_i에 대한 상기 변환에 따라 θ₁내지 θ₈을 생성한다. 예를 들어, 전술한 바와 같이 θ₁= Ψ₁+ Ψ₂+ Ψ₃+ Ψ₄이므로 본 실시예에서, θ₁= 5π/4 + 3π /4 + 7π/4 + π/4 이다. 마찬가지로, θ₂= 5π/4 + 7π/4 + π/4, θ₃= 5π/4 + 3π/4 + π/4 등 이다. 심볼 Ψ₁내지 Ψ₄의 값은 12 비트, 예를 들어, 000101110011의 서로 다른 조합을 갖고 있는 서브그룹 마다 서로 다르다. 그러나, 심볼 Ψ₁은, 그 값에 관계없이, 한 그룹내의 첫 번째 서브그룹과 관련되며, 심볼 Ψ₄는 해당 그룹의 마지막 비트 서브그룹과 관련된다. 인코더 회로(30)가 θ₁내지 θ₈의 8 개의 위상을 모두 생성하고 나면, 이러한 위상 값을 IFFT 프로세서(40), 예를 들어 기존의 디지털 신호 프로세서(digital signal processor; DSP)에 공급한다. 더욱이, 인코더(40)의 기능을 수행하는 DSP는 또한, IFFT(40)의 기능을 수행하도록 프로그램될 수 있다. 특히, IFFT 프로세서(40)는 역고속 푸리에 변환을 이용하여 데이터를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환함으로써 각각의 위상 벡터를 생성한다. 그 다음, IFFT 프로세서(40)는 θ₁내지 θ₈에 의해 형성된 8 개의 위상 벡터의 값을 이용하여 다수의, 예를 들어, 8 개의 디지털 캐리어를 각각 변조한다. 즉, IFFT 프로세서(40)는 각각의 위상 벡터 θ_i의 값을 이용하여 캐리어_i(채널_i)를 변조한다. 그 다음, IFFT 프로세서(40)는 기존의 아날로그 대 디지틸 변환기 회로(45)로 결과를 출력하며, 아날로그 대 디지털 변ghks기 회로(45)는 IFFT 프로세서(40)로부터 수신한 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 그 다음, 아날로그 신호는 RF 송신기(50)에 공급되며, RF 송신기(50)는 아날로그 신호를 RF 캐리어, 예를 들어, 5.2GHz 캐리어로 변조하고, RF 송신기(50)는 무선 타입수신기, 예를 들어, 수신기(200)에 전송하기 위해 결과를 안테나(55)로 공급한다. 그 다음, 인코더 회로(30)(OFDM 송신기(100))는 전술한 내부 메모리에 저장되어 있는 다음 데이터 비트 그룹에 대해 동일한 처리를 한다.

보수 코드를 사용하여 인코딩될 비트의 수는, 본 발명에 따른 실시예에 따라, 진폭 변조와 보수 코드와의 조합을 이용하여 크게 증가될 수 있다. 특히, 보수쌍의 교번 요소(alternating element)에는 인코딩된 데이터의 보수 특성에 영향을 미치지 않는 임의의 상수가 곱해질 수 있다는 것을 알 수 있다. 더욱이, {a b a-b} 형태의 보수 코드에 대해, 보수 코드의 요소에는 특정의 진폭 패턴, 예를 들어, {c d d c c d d c c d d c ...}, {c c c d d d d c c c c d d ...), 등의 진폭 패턴의 각각의 요소가 곱해질 수 있다. 따라서, 길이가 8인 보수 코드에는 예를 들어, 다음의 진폭 패턴중 하나가 곱해져, 3 비트의 특정의 조합에 의해 인코딩된 비트의 수를 증가시킬 수 있다.

p₁= c d c d c d c d

p₂=c d d c c d d c

p₃=c c d d d d c c

p₄=c c c c d d d d

p₅=d c d c d c d c

p₆=d c c d d c c d

p₇=d d c c c c d d

p₈=d d d d c c c c

여기서 p₁내지 p₈은 예를 들어, 각각의 데이터 비트 조합 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 및 111이 될 수 있다. 따라서, 만약 송신될 추가적인 데이터 비트, 예를 들어, 000 이 발생된다면, θ₁내지 θ₈의 위상과 함께 송신될, 다른 12 비트를 인코딩하는 진폭 패턴은 다음과 같다.

다른 데이터 비트의 조합에 대해 송신된 진폭 패턴/보수 코드 조합은 각각 다음과 같을 수 있다.

진폭 변조를 이용하여 생성될 수 있는 전체 코드의 수는 단지 kN/2이며, 여기서 N은 코드의 길이, k는 가능한 진폭 값의 수이다. 따라서, 최대 3dB의 정점 대 평균 전력율(peak-to-average power ratio)을 유지하면서 OFDM 심볼당 log₂k + log₂N/2의 추가적인 비트가 인코딩될 수 있다는 장점이 있다. 이러한 주된 장점은 PAP 시간 영역의 신호에 적용하면서 주파수 영역에서 진폭 변조를 수행하는 것을 근거로 한 것이다.

만약 진폭 및 위상의 인코딩이 서로 독립적으로 실행된다면, 인코딩된 심볼의 디코딩 또한 수신기(200)에서 독립적으로 실행될 것이다. 그러나, 다중 진폭 보수 코드 사이의 최소 거리를 감소시켜, 시스템의 성능을 향상시키기 위해서는 진폭패턴 및 보수 코드의 인코딩/디코딩은 어느 정도까지는 서로 의존해야 한다. 이러한 의존성은 상기 8 개의 진폭 변조중 특정한 하나의 진폭 변조에 대해 하나의 위상의 인코딩을 감소시킴으로써 달성될 수 있다. 예를 들어, 패턴 p₁, p₂, p₅및 p₆에 대한 위상중 하나, 예를 들어, Ψ₂는 보다 작은 위상 배열, 예를 들어, 4-PSK 배열을 갖는 코드 변환과 관련될 수 있으며, 다른 3 개의 위상은 보다 큰 위상 배열, 예를 들어, 8-PSK 배열과 관련될 수 있다. 패턴 p₃, p₄, p₇및 p₈에 대해 다른 위상 뿐만 아니라 다른 하나의 위상, 예를 들어, Ψ₄도 마찬가지로 관련될 수 있다. 따라서, 11 데이터 비트는 심볼 Ψ₁내지 Ψ₄를 사용하여 인코딩될 수 있으며, 추가적인 3 비트는 상기 p₁내지 p₈의 진폭 패턴중 하나를 이용하여 인코딩될 수 있다. (만약 다른 수의 추가적인 비트에 대한 인코딩이 필요하다면, 이러한 데이터를 인코딩하기 위해 필요한 패턴의 수는 비트 수에 따라 조정될 것이다. 예를 들어, 추가적인 2 비트에 대해, 상기 패턴중 4 개, 예를 들어, p₁내지 p₄가 이용될 수 있다.)

특정한 위상 배열에 근거하여, 서로 다른 코드 워드 사이의 최소 유클리드(Euclidean) 거리가 최대로 되도록 하는, c 및 d에 대한 바람직한 진폭 값을 알 수 있다. 예를 들어, 38-PSK 위상(14-PSK 및 2 진폭 레벨)을 갖는 길이가 8인 코드에 대해 바람직한 진폭 값은 각각 0.541 및 1.306이다. 이러한 값은 코드 워드(4(c²+d²) = 8)가 진폭 변조가 없는 코드 워드의 전력과 같아지도록(즉, c = d = 1) 정규화(normalization)된다.

예를 들어, 데이터 비트의 컬럼 10111010100010이 관련된 그룹을 형성한다고 가정하자. 본 발명의 도시적인 실시예에 따르면, 상기 데이터 비트중 처음의 3 비트는 진폭 변조, 예를 들어, 패턴 p₆을 이용하여 인코딩된다. 상기 데이터 비트중 나머지 비트들, 11010100010은 110, 10, 100, 010의 서브그룹을 형성한다. (전술한 바와 같이, 패턴 p₆에 대한 심볼 Ψ₂는 보다 작은 위상 배열, 즉, 잘 알려진 바와 같이, 단지 2 비트의 제한된 위상 인코딩을 행하는 4-PSK와 관련되기 때문에 2 비트는 두 번째 그룹과 관련된다. 만약 진폭 변조 패턴이 p₃, p₄, p₇및 p₈이라면, 이러한 비트는 110, 101, 000, 10의 서브그룹을 형성할 것이며, 전술한 바와 같이, Ψ₄는 4-PSK 인코딩과 관련될 것이다. (위상 0, π/2, π 및 3π/2는 일반적으로 4-PSK 인코딩에서 00, 01, 11 및 10의 비트 조합을 각각 인코딩하기 위해 이용된다.)

따라서, 인코더(30)는 14 비트의 그룹을 언로드(unload)하여, 전술한 심볼을 생성하기 위해 비트를 인코딩하며, 적절한 진폭 패턴을 선택한다. 본 실시예에 대해, 변환 표 1과 4-PSK 인코딩을 사용하면 심볼의 값은 다음과 같다.

그 다음, 인코더(30)는 전술한 방법으로 보수 코드 θ_i를 생성하며, 보수 코드의 결과를 이용하여 8 개의 OFDM 서브캐리어를 각각 위상 변조한다. 8 개의 서브캐리어는 선택된 진폭 패턴, 예를 들어, 패턴 p₆을 형성하는 진폭(요소)에 의해 각각 곱해진다. 그 다음, 변조된 진폭의 결과는 수신기(200)로 송신된다.

제2도를 보면, 수신기(200)는 안테나(56)를 통해 복합적인 신호를 수신하고, 수신된 신호를 기존의 방법으로 처리(다운컨버팅(downconverting))하는 기존의 RF 섹션(230)을 포함한다. 그 다음, 처리된 결과는 기존의 아날로그 대 디지털 변환기(245)에 공급되며, 변환기(245)는 복조된 결과를 해당 디지털 신호로 변환한다. 그 다음, 디지털 신호는 N 캐리어를 복조하는 고속 푸리에 변환 프로세서(240)에 공급된다. 프로세서(240)는 변환기(245)로부터 공급된 디지틸 신호를 고속 푸리에 변환한다. FFT 프로세서(240)의 출력은 다음에 나타낸 바와 같이, N 개의 서로 다른 서브채널을 의미하는 N 개(여기서 N은 본 실시예의 경우 8임)의 벡터를 포함한다.

N 벡터는 디코더(230)에 공급되며, 디코더(230)는 FFT의 출력을 디코딩하여 우선 8 개 벡터의 진폭 패턴을 결정 및 식별한다. 이러한 작용은 송신기(100)와 수신기(200) 사이에 존재하는 송신 환경에 의해 하나 또는 그 이상의 요소(진폭, c 또는 d)의 질이 저하되더라도 수신기(200)가 p_l내지 p₈의 각각의 패턴을 인식할 수 있도록 하기 위해 설계된 기존의 트레이닝 위상(training phase)에 따라 수행된다. 따라서, 트레이닝 위상 동안 어떤 패턴이 예상되는지를 알고 있는 수신기(200)는 수신한 벡터 패턴을 예상되는 패턴과 관련된 템플레이트(template)로서 메모리에 저장한다. 수신기(200)가 예상되는 패턴의 정확한 템플레이트를 형성하도록 하기 위해 동일한 패턴이 수차례에 걸쳐 반복적으로 송신될 수 있다. 따라서, 디코더(230)는 자신이 방금 수신한 벡터 패턴과 저장된 각각의 템플레이트를 비교한다. 그 다음, 디코더(230)는 수신된 패턴과 가장 잘 정합하는(가장 유사한) 템플레이트를 송신된 패턴으로 선택한다. 다른 방법으로 설명하면, 디코더(230)는 수신된 패턴과 비교했을 때 가장 큰 절대 연관값을 제공하는 템플레이트 패턴을 선택한다. 또한, 연관값의 부호는 c가 d보다 작은가 혹은 큰가의 여부를 나타낸다. 따라서, 디코더(230)는 이러한 방법으로 디코딩된 진폭 패턴에 의해 표현되는 3 비트의 값을 결정하며, 본 실시예에서는 101이 패턴 p₆로 표현되는 것으로 가정한다. 또한, 디코더(230)는 선택된 패턴에 따라 위상 배열을 설정한다. 따라서 패턴 p₆에 대해, 디코더(230)는, 상세하게 전술된 바와 같이, 4-PSK 배열을 갖기 위해 Ψ₂를 설정하며, 8-PSK 배열을 갖기 위해 Ψ₁, Ψ₃, Ψ₂를 설정한다.

전술한 내용에 이어, 디코더(230)는 각각의 배열 심볼 Ψ_i의 값을 결정한다. 본 발명의 특징에 따르면, 이러한 디코딩은 FFT 출력의 복소 홀수 샘플(complex odd sample) 각각이 짝수 샘플의 쌍을 이룬 복소 공액(complex conjugate)에 대해 곱해지는 보수 코드의 교번 요소에 적용된다. 각각의 곱셈 결과의 합은 탐색후의 위상각(sought-after phase angle)(심볼 Ψ₁)의 값을 갖고 있는 벡터를 형성한다. 이러한 과정은 쿼드(quad) 등에 대해서 뿐만아니라 샘플의 짝수 및 홀수쌍에 대해서도 수행될 것이다. 특히, 이러한 디코딩 기법에 따르면, 디코더(230)는 r_i를 송신기에서 데이터 비트 그룹의 인코딩시 보수 코드를 형성하기 위해 이용된 커널 코드의 복소 공액과 조합한다. 이러한 커널 코드중 하나는, 전술한 바와 같이, 예를 들어, {111-111-11}이 될 수 있다. 만약 그러하다면, r₄및 r₇은 역으로되며, 이것은 r₄및 r₇에 대한 곱셈 결과의 부호가 양(positive)임을 의미한다. (개념적인 목적으로, 다음은 공액 커널을 x_i와 각각 곱한 후 수신된 디지털 신호(샘플)를 등식으로 만든다.) 그 다음, 디코더(230)는 디지털 샘플 x_i의 각각의 함수로서 3 개의 벡터 y₂, y₃및 y₄를 생성한다.

특히, 전술한 바와 같이, 송신기(100)는 전술한 변환에 따라 위상 Ψ₁내지 Ψ₄를 인코딩한다. 그 외에도, 수신기(200)는 커널 코드에 의한 벡터 r_i의 요소에 커널 코드를 곱하고, 다음과 같이 위상 인코딩을 매트릭스 형태로 표현함으로써 수신된 신호에 대한 커널 코드의 영향을 제거한다.

여기서 θ 및 Ψ 는 8 개의 위상 θ_i및 4 개의 위상 Ψ_i를 포함하고 있는 벡터이며, A는 다음과 같은 인코딩 매트릭스이다.

상기 매트릭스를 이용하여, 수신기(200)는 다음과 같은 매트릭스로 표현되는 선형 방정식에 대한 최소 제곱 해(least-square solution)를 결정함으로써 측정된 위상 θ₁로부터 인코딩된 위상 Ψ_i의 값을 결정할 수 있다.

여기서 P는 A의 의사 역변환(pseudo-inverse)이며, 윗첨자 T는 매트릭스 변환(transpose)을 의미한다. 불행히도, 위상 값은 2π 이므로 이러한 방정식은 완전히 선형적이지 못하다. 이러한 이유로, 전술한 방법은 Ψ_i의 값을 결정하는데 직접 이용될 수 없다. 그러나, A 매트릭스는, 위상 Ψ₂, Ψ₃및 Ψ₄가, 전술한 바와 같이, 4 개의 감산된 θ_i쌍의 합으로서 결정될 수 있음을 나타낸다. 예를 들어, 각각의 뺄셈 θ₁-θ₂, θ₃-θ₄, θ₅-θ₆및 θ₇-θ₈은 Ψ₂에 대한 값을 제공한다. 2 개의 벡터 사이의 위상차를 얻는 바람직한 방법은 하나의 벡터를 다른 벡터의 복소 공액과 곱하는 것이다. 이렇게 하면 3 개의 벡터 y₂, y₃, y₄가 다음과 같이 결정되는 본 발명의 디코딩 과정을 이끌어 낼 수 있다.

여기서^*는 복소 공액을 의미하며, 벡터 y₂내지 y₄를 각각 형성하고 있는 각항의 실수 및 허수 부분 사이의 각(angle)에 대한 아크탄젠트(arctan)는 Ψ₂내지 Ψ₄의 대응 배열 심볼의 값을 각각 제공한다. (또한, 전술한 각각의 벡터의 각 항을 형성하는 요소의 쌍을 이끌어내는데 사용된 디코딩 기법은 각 요소의 쌍 사이의 차이가 탐색후의 위상각의 값을 제공한다는 것을 관측함으로써 결정될 수 있다.) 예를 들어, 벡터 y₂의 값은 본 발명의 실시예에 대해 다음과 같이 결정된다.

따라서, 벡터 y₂의 각 항에 대한 값을 결정함으로써 Ψ₂의 위상 값이 결정되며, 본 실시예에서는 4-PSK 배열내에서 3π/2의 값을 갖는다. 실제로, 결정은 Ψ₂에 대한 평가가 될 수 있다. 디코더(230)는 Ψ₂에 대한 값을 보다 정확하게 생성하기 위해 평가된 값을 송신기(30)에서 인코딩하기 위해 선택된 배열 위상에 가장 근접하도록, 즉 4-PSK 배열로 “반올림(rounding off)”함으로써 평가를 다룬다.

그 다음, 디코더(230)는 마찬가지로 벡터 y₃및 y₄의 함수로서 Ψ₃및 Ψ₄의 위상 평가를 각각 생성하며, 동일한 방법으로 8-PSK 배열 평가를 “반올림”한다. 본 도시적인 실시예에 따라, 이렇게 하면 Ψ₃및 Ψ₄에 대한 위상 값 7π /4 및 3π/4가 각각 제공된다.

일단 디코더(230)가 Ψ₂, Ψ₃및 Ψ₄의 위상 값을 결정하고, 그 다음, Ψ₁의 값을 결정한다. 그러나, 전술한 변환 표 1에 의해 도시된 바와 같이, 위상 Ψ₁은 모든 θ_i방정식에 나타난다. 결과적으로, Ψ₁은, 다른 위상들에서 그러했던 것처럼 2개의 θ_i값의 뺄셈으로서 표현될 수 없다. 그러나, Ψ₁을 제외한 모든 위상은 전술한 방법으로 결정될 수 있으므로, 이러한 위상에 대한 값은 Ψ_i에 대한 8 개의 평가를 얻는 하나의 방법으로서 오직 하나의 미지수를 갖는 8 개의 방정식을 생성하기 위해 θ_i방정식에서 간단히 대체될 수 있다. 다음, 수신기(200)는 Ψ₁에 대한 신호 대 잡음비(Signal-to-Noise Ratio ; SNR)를 향상하기 위해 Ψ_i에 대한 8 개의 평가의 평균 값을 취할 수 있다. 실제로, 다른 4 개의 해(solution)는 이용된 해에서의 잡음과 연관되기 때문에, 평균은 평가된 값 중 오직 4 개에만 근거할 수 있다.

따라서, 탐색후의 위상에 대응하는 벡터 y₁는 다음과 같은 선택된 4 개의 해(위상)의 평가된 값을 대체함으로써 얻을 수 있다.

Ψ₂에 대해서 그러했던 것과 같이, 벡터 y₁의 각 항의 실수 및 허수 부분에 대한 아크탄젠트는 Ψ₁의 대응하는 위상 값을 결정하며, 본 발명의 도시적인 실시예에서는 π이다. 마찬가지로, 실제로, 결정은 Ψ₃및 Ψ₄에 대한 경우 처럼, Ψ₁의 평가가 될 수 있다. 따라서, 디코더(230)는 기존의 방법으로 Ψ₁의 실제 값을 평가된 값의 함수로서 결정한다. 즉, 디코더(230)는 평가된 값을 송신기(30)에서 인코딩을 위해 선택된 배열 위상에 가장 근접하게, 예를 들어, 8-PSK 배열로 “반올림”한 값의 함수로서 결정한다.

전술한 과정의 결과로서, 수신기의 디코더(230)는 심볼 Ψ₁내지 Ψ₄로 각각 표현된 데이터 값을 결정한다. 즉, 본 발명의 원리를 도시하는 실시예를 위해 비트 컬럼 10111010100010을 가정한다.

전술한 바와 같이, 상기 각각의 벡터 y_i의 각 항을 형성하는 요소의 쌍은 이러한 각각의 쌍의 요소 사이의 차이가 탐색후의 위상각을 제공하는 것을 관측함으로써 결정된다. 상기 내용으로부터, 각각의 벡터 y_i는 이러한 다수의 항을 포함한다. 그 다음, 수신기(200)는 관련된 벡터 y_i를 형성하는 하나 또는 그 이상의 항이 어떠한 이유로, 예를 들어, 송신 환경의 일시적인 변화때문에 손실되더라도 여전히 탐색후의 위상을 결정할 수 있는 장점이 있다. 예를 들어, 처음의 3 채널이 손실되었다고 가정하면 수신기(200)는 다음에 나타낸 바와 같이 송신기(100)에 의해 송신된 정보중 오직 8 개의 샘플만을 얻을 수 있을 것이다.

또한 전술한 바와 같이, 디코더(230)는 r_i와 송신기(100)에서 송신된 데이터의 디코딩에 사용된 커널 코드를 곱한다. 비록 처음의 3 채널은 손실되었지만, --이것은 x_l내지 x₃의 샘플의 값이 0이 될 수 있다는 것을 의미한다-- 그럼에도 불구하고, 수신기(200)는 다음에 도시된 바와 같이 생성될 수 있는 샘플로부터 배열 심볼 Ψ₁내지 Ψ₄의 값을 여전히 복원할 수 있다.

그 다음, 본 발명의 원리에 따르면, 비록 하나 또는 그 이상의 채널의 내용이 수신기(200)에 의해 수신되기 이전에 손실되었다 하더라도, 디코더(230)는 송신기(100)가 다수의 채널을 통하여 송신한 데이터를 여전히 복원할 수 있다는 장점이 있다.

전술한 내용은 단지 본 발명의 원리를 예시한 것이다. 비록 본 명세서에서 명확하게 도시되거나 기술되지는 않았지만, 당업자라면 본 발명의 정신 및 영역내의 이러한 원리를 구현하는 여러 장치를 고안할 수 있을 것이다. 예를 들어, 본 발명의 도시적인 실시예는 코드 길이가 8인 내용으로 기술되어지만, 8 이상의 서브채널, 예를 들어, 16 채널을 이용하고 있는 시스템에서 8의 배수가 이용될 수 있다. 이러한 시스템에서, 채널을 통해 전송된 정보를 변조하기 위해 길이가 8인 몇 개의 코드가 삽입될 수 있다. 이러한 코드 삽입은 홀수 번호의 채널에 대해 제 1 코드 그리고 짝수 번호의 채널에 대해 제 2 코드를 이용함으로써 수행될 수 있다. 제 2실시예로서, 길이가 2ⁿ인 코드에 대해, n + 1 개의 인코딩된 위상 Ψ_i이 존재하며, 이러한 위상 Ψ_i은 전체 코드 또는 대응 요소, 쿼드, 등에 적용될 수 있다. 따라서, 인코딩 및 디코딩은 위상 Ψ₁의 수가 서로 다르다는 것만 제외하면, 길이 8의 코드와 유사하다. 제 3 실시예로서, 본 발명의 원리에 따른 보수 코드의 이용은 또한 OFDM 시스템에서의 PAP 감소 인코딩 뿐만아니라 오류 정정(error correction)에도 적용할 수 있다. 또한, 폴백율(fallback rate)((길이 8의 코드 길이 대신에 길이 16 또는 32를 이용하여) 코드 길이를 증가시키거나 (예를 들어, 8-PSK 대신에 BPSK를 이용하여) 위상의 수를 감소시킴으로써 보다 큰 적용 범위(coverage)를 갖는 감소된 데이터율)을 가능하게 할 수 있다.

본 발명에 따른 데이터 인코딩 방법에 따르면, 각각의 데이터 워드를 나타내는 보수 코드(complementary code) 및 서로 다른 진폭 변조 패턴을 이용함으로써 OFDM 시스템에서 정보의 인코딩/송신은 향상된다.

Claims

각각의 보수 코드 θ_i를 생성하기 위해 사전결정된 수의 비트로부터 형성된 커널 코드를 선택하고, 독립적인 위상 회전(phase rotation) Ψ_i를 사전결정된 변환의 함수로서 상기 각각의 비트에 적용하는 단계, 적어도 두 개의 요소의 사전결정된 패턴으로 정의된 다수의 진폭 패턴중 관련된 하나를 인코딩될 비트 컬럼의 첫 번째 비트 그룹의 함수로서 선택하는 단계, 상기 시퀀스를 형성하는 나머지 비트 그룹을 상기 각각의 위상 회전과 관련시키는 단계, 보수 코드를 위상 벡터로 변환하는 단계, 상기 각각의 위상 벡터를 선택된 진폭 패턴을 형성하는 요소중 대응되는 것과 관련시키는 단계, 및 각각의 결과 벡터를 이용하여 캐리어 신호를 변조하고, 변조된 캐리어 신호를 수신기로 송신하는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제1항에 있어서, 적어도 두 개의 요소의 값의 제곱의 합이 2의 값과 같게 되는 상기 적어도 2개의 요소의 값을 각각 선택하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제1항에 있어서, 상기 변환은 상기 독립적인 위상 회전의 수에 대응하는 다수의 로우(rows) 및 상기 사전결정된 수에 대응하는 다수의 컬럼(columns)을 포함하고, 상기 적용단계는, 상기 벡터를 형성하기 위해 상기 각각의 비트에 상기 컬럼을 형성하는 위상 회전을 적용하는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제1항에 있어서, 상기 관련시키는 단계는 그레이 스케일 인코딩에 따라 상기 각각의 비트 그룹을 각각의 위상각으로서 인코딩하는 단계와 인코딩된 위상각을 상기 보수 코드를 형성하는 위상 회전중 사전관련된 하나와 관련시키는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제4항에 있어서, 각각의 위상각은 각각의 위상 배열과 관련되며, 상기 방법은 선택된 패턴의 그룹중 하나인 상기 선택된 패턴에 응답하여, 위상각중 사전 결정된 하나를 다른 위상각과 각각 관련된 위상 배열보다 작은 위상 배열과 관련시키는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제1항에 있어서, 수신기에서, 송신기에 의해 송신되는 변조된 신호중 복합 신호를 수신하고, 각각의 벡터를 수신된 복합 신호의 함수로서 재생하는 단계, 수신된 벡터와 관련된 진폭 패턴과 비교했을 때 가장 큰 절대 연관값을 제공하는 다수의 패턴 템플레이트중 하나를 상기 선택된 패턴으로서 식별하는 단계, 수신된 벡터의 진폭 패턴과 비교했을 때 가장 큰 절대 연관값을 제공하는 다수의 패턴 템플레이트중 하나를 수신된 벡터의 진폭 패턴으로서 식별하는 단계, 및 상기 식별에 응답하여, (a) 식별된 패턴에 의해 표현되는 그룹 비트를 식별하는 단계와, (b) 식별된 패턴과 관련된 위상 배열을 식별하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제6항에 있어서, 상기 위상 배열은 4-PSK 및 8-PSK를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제6항에 있어서, 상기 커널 코드를 상기 재생된 벡터에 적용하는 단계, 재생된 벡터를 형성하는 요소의 쌍으로부터 다수의 벡터 y_i를 생성하되, 각각의 상기 요소의 쌍중 하나의 요소는 각각의 요소의 쌍의 다른 요소로부터 감산되도록 하기 위해 복소 공액으로 취급되며, 상기 요소의 쌍의 형성은 사전결정된 매트릭스의 내용에 따라 수행되는 단계, 각각의 위상 회전을 각각의 위상 회전 Ψ_i과 관련된 각각의 상기 벡터 y_i를 형성하는 각각의 감산된 결과의 함수로서 유도하는 단계, 각각의 벡터와 관련되지 않은 각각의 위상 회전 Ψ_n을 상기 위상 회전 Ψ_n에 의해 부분적으로 형성된 상기 유도된 위상 회전 및 보수 코드 θ_k의 함수로서 유도하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제1항에 있어서, 수신기에서, 송신기에 의해 송신되는 변조된 신호중 복합 신호를 수신하고, 각각의 벡터를 수신된 복합 신호의 함수로서 재생하는 단계, 상기 커널 코드를 상기 재생된 벡터에 적용하는 단계, 재생된 벡터를 형성하는 요소의 쌍으로부터 다수의 벡터 y_i를 생성하되, 각각의 상기 요소의 쌍중 하나의 요소는 각각의 요소의 쌍의 다른 요소로부터 감산되도록 하기 위해 복소 공액으로 취급되며, 상기 요소의 쌍의 형성은 사전결정된 매트릭스의 내용에 따라 수행되는 단계, 각각의 위상 회전을 각각의 위상 회전 Ψ_i과 관련된 각각의 상기 벡터 y_i를 형성하는 각각의 감산된 결과의 함수로서 유도하는 단계, 각각의 벡터와 관련되지 않은 각각의 위상 회전 Ψ_n을 상기 위상 회전 Ψ_n에 의해 부분적으로 형성된 상기 유도된 위상 회전 및 보수 코드 θ_k의 함수로서 유도하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제8항에 있어서, 상기 유도된 위상 회전과 관련된 비트의 그룹을 식별하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
다수의 진폭 패턴중 관련된 하나로 다수의 데이터 워드중 하나를 표현하는 단계, 각각의 배열 심볼중 하나를 나타내는 진폭 패턴에 근거하여 데이터 워드중 나머지 워드를 각각의 배열 심볼로 인코딩하고, 각각의 배열 심볼중 사전결정된 하나를 배열 심볼중 다른 심볼의 위상 배열 보다 작은 위상 배열에 관련시키는 단계, 다수의 보수 코드를 선택된 커널 코드 및 상기 배열 심볼의 사전결정된 변환 매트릭스의 함수로서 생성하고, 상기 다수의 진폭 변조중 하나를 형성하는 해당 요소로써 다수의 보수 코드를 변조하는 단계, 및 진폭 변조된 보수 코드 각각을 나타내는 벡터로써 다수의 캐리어 신호를 변조하고, 상기 캐리어 신호를 수신기로 송신하는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 변환 매트릭스는 상기 배열 심볼에 대응하는 다수의 로우(rows)및 상기 보수 코드의 수에 대응하는 다수의 컬럼(columns)을 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제11항에 있어서, 상기 인코딩 단계는, 데이터 워드중 각각의 나머지를 그레이 스케일 인코딩에 따라 각각의 위상각으로 인코딩하는 단계 및 인코딩된 위상각을 사전결정된 배열 심볼에 관련시키는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제11항에 있어서, 수신기에서, 송신기에 의해 송신되는 변조된 신호의 복합 신호를 수신하고, 각각의 벡터를 수신된 복합 신호의 함수로서 재생하는 단계, 각각의 벡터와 관련된 진폭 패턴과 비교했을 때 가장 큰 절대 연관값을 제공하는 다수의 패턴 템플레이트중 하나를 하나의 데이터 워드를 나타내는 패턴으로서 식별하는 단계, 및 상기 식별에 응답하여, (a) 식별된 패턴에 의해 표현되는 데이터 워드를 식별하고, (b) 식별된 패턴과 관련된 위상 배열을 식별하는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제14항에 있어서, 수신기에서, 보수 코드의 각각을 나타내는 벡터 요소를 생성하기 위해 상기 커널 코드를 상기 재생된 벡터에 적용하는 단계, 사전 결정된 인코딩 매트릭스에 따라, 요소의 쌍을 형성하고, 각각의 요소의 쌍을 각각의 배열 심볼과 관련시키되, 각각의 요소의 쌍중 하나의 요소는 각각의 요소의 쌍의 다른 요소로부터 감산되도록 하기 위해 복소 공액으로 취급되는 단계, 배열 심볼의 각각을 상기 쌍중 관련된 것으로부터 얻어진 감산 결과의 함수로서 유도하는 단계, 및 상기 쌍중 어느것과도 관련되지 않은 각각의 배열 심볼 Ψ_n을 상기 배열 심볼 Ψ_n에 의해 부분적으로 형성된 상기 유도된 배열 심볼 및 보수 코드 θ_k의 함수로서 유도하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제15항에 있어서, 상기 배열 심볼은 각각의 위상각을 나타내고, 감산된 결과의 함수로서 유도하는 단계는 각각의 감산된 결과에 대한 각을 결정하는 단계 및 결정된 각을 위상각중 유사한 것, 즉, 각각의 위상 배열과 관련시키는 단계를 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
제15항에 있어서, 상기 유도된 배열 심볼에 각각 관련된 데이터 워드를 식별하는 단계를 더 포함하는 수신기로 데이터 송신을 행하기 위한 데이터 인코딩 방법.
부호화된 데이터를 수신기에 전송하는 송신기에 있어서: 다수의 데이터 워드중 하나를 나타내기 위해 다수의 진폭 패턴중 하나를 선택하고, 데이터 워드들중 잔여 워드들을 각각 배열 심볼들로 부호화하고, 상기 심볼들중 하나를 나타내는 진폭 패턴에 근거하여, 상기 심볼들중 사전 결정된 하나를 상기 심볼들중 다른 하나의 위상 배열보다 작은 위상 배열과 관련시키는 인코더; 다수의 보수 코드를 선택된 커널 코드 및 상기 배열 심볼의 사전결정된 변환 매트릭스의 함수로서 생성하고, 상기 다수의 진폭 변조중 하나를 형성하는 해당 요소로써 상기 보수 코드들을 변조하는 생성기, 및 다수의 캐리어 신호를 진폭 변조된 보수 코드 각각을 나타내는 벡터로 변조하고, 상기 변조된 신호를 지정된 수신기에 전송하는 변조기를 포함하는 인코딩된 데이터를 수신기에 송신하는 송신기.
송신기에 의해 송신되는 다수의 신호의 복합 신호를 수신하고, 각각의 신호 벡터를 수신된 복합 신호의 함수로서 재생하되, 상기 신호 벡터는 특정의 데이터 워드를 나타내는 사전결정된 패턴을 형성하는 각각의 진폭을 갖는 수단, 각각의 진폭 패턴과 비교했을 때 가장 큰 절대 연관값을 제공하는 다수의 패턴 템플레이트중 하나를 상기 특정한 데이터 워드를 나타내는 패턴으로서 식별하는 수단, 상기 식별에 응답하여 어느 위상 배열이 식별된 패턴과 관련되는지를 식별하는 수단, 보수 코드의 각각을 나타내는 벡터 요소를 생성하기 위해 사전결정된 커널 코드를 상기 재생된 벡터에 적용하는 수단, 사전 결정된 인코딩 매트릭스에 따라, 벡터 요소의 쌍을 형성하고, 각각의 요소의 쌍을 각각의 배열 심볼과 관련시키되, 각각의 요소의 쌍중 하나의 요소는 각각의 요소의 쌍의 다른 요소로부터 감산되도록 하기 위해 복소 공액으로 취급되는 수단, 각각의 배열 심볼을 상기 요소의 쌍중 관련된 것으로부터 얻어진 감산 결과의 함수로서 결정하는 수단, 요소의 쌍중 어느것과도 관련되지 않은 각각의 배열 심볼 Ψ_n을 상기 배열 심볼 Ψ_n에 의해 부분적으로 형성된 상기 유도된 배열 심볼 및 보수 코드 θ_k의 함수로서 결정하는 수단을 포함하는 송신기로부터 인코딩된 데이터를 수신하는 수신기.