JP3333433B2 - データ処理方法、トランスミッタ、及びレシーバ - Google Patents
データ処理方法、トランスミッタ、及びレシーバInfo
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
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- H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル通信システ
ムにおいて伝送されるデータの変調に関する。
ムにおいて伝送されるデータの変調に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を用
いるシステムにおいては、ｋＮビットよりなる一群のデ
ータが、通常、ある種の形態のクワドラチャ振幅変調を
用いるＮ個のサブチャネルを介して、各サブチャネル毎
にｋビットずつ同時に送出される。ビットレートを一定
に保ったままＮを充分に大きくすると、各々のサブチャ
ネルにおけるシンボル間の干渉は最小になるが、依然と
してナローバンドフェージングの影響を受けてしまう。
さらに、ＯＦＤＭシステムにおいて、各々サブチャネル
を規定するＮ個の正弦波信号を伝送目的で同一の位相を
有するように組み合わせた場合には、単一シンボルの伝
送において用いられる平均パワーレベルよりＮ倍大きい
ピーク−平均パワー（ＰＡＰ）レシオが生成される。こ
のために、ＯＦＤＭトランスミッタは、ＰＡＰレシオに
対応する大きな”バックオフ”を有するリニアパワーア
ンプを用いなければならない。それゆえ、この技術に係
る不利な点であるが、ＰＡＰレシオが増大するにつれて
効率が低下してしまう。この問題は、電力効率が重要な
問題である携帯機器においてＯＦＤＭが用いられる場合
に特に厳しいものとなる。
いるシステムにおいては、ｋＮビットよりなる一群のデ
ータが、通常、ある種の形態のクワドラチャ振幅変調を
用いるＮ個のサブチャネルを介して、各サブチャネル毎
にｋビットずつ同時に送出される。ビットレートを一定
に保ったままＮを充分に大きくすると、各々のサブチャ
ネルにおけるシンボル間の干渉は最小になるが、依然と
してナローバンドフェージングの影響を受けてしまう。
さらに、ＯＦＤＭシステムにおいて、各々サブチャネル
を規定するＮ個の正弦波信号を伝送目的で同一の位相を
有するように組み合わせた場合には、単一シンボルの伝
送において用いられる平均パワーレベルよりＮ倍大きい
ピーク−平均パワー（ＰＡＰ）レシオが生成される。こ
のために、ＯＦＤＭトランスミッタは、ＰＡＰレシオに
対応する大きな”バックオフ”を有するリニアパワーア
ンプを用いなければならない。それゆえ、この技術に係
る不利な点であるが、ＰＡＰレシオが増大するにつれて
効率が低下してしまう。この問題は、電力効率が重要な
問題である携帯機器においてＯＦＤＭが用いられる場合
に特に厳しいものとなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記のような
問題を解決して、デジタル通信システムにおいて伝送さ
れるデータの変調を改善することを目的とする。
問題を解決して、デジタル通信システムにおいて伝送さ
れるデータの変調を改善することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前述の従来技術に係る問
題は、本発明に係る、特定の位相変調に従って修正され
たいわゆる相補符号化を用いることによって解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。送出された信
号を受信するレシーバは、Ｎ個のキャリアを高速フーリ
エ変換によって復調し、各々Ｎ個の位相、すなわち入力
データ、を規定するＮ個のベクトルを生成する。ある個
数、例えば３個、のキャリア信号が伝送の間に失われた
場合においても、入力データは本発明の一側面に従って
回復され得る。符号化される、すなわちレシーバ宛に送
出されるビット数は、本発明の一側面に従って、例えば
振幅変調のような別の形態の変調を相補符号化と組み合
わせることによって増大させられる。この際には、本発
明の別の側面に従って、前記別の形態の変調は、ビット
の特定の組み合わせがそれぞれ振幅パターンのあるもの
にしたがって符号化されるように、相異なった振幅パタ
ーンとして実現される。
題は、本発明に係る、特定の位相変調に従って修正され
たいわゆる相補符号化を用いることによって解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。送出された信
号を受信するレシーバは、Ｎ個のキャリアを高速フーリ
エ変換によって復調し、各々Ｎ個の位相、すなわち入力
データ、を規定するＮ個のベクトルを生成する。ある個
数、例えば３個、のキャリア信号が伝送の間に失われた
場合においても、入力データは本発明の一側面に従って
回復され得る。符号化される、すなわちレシーバ宛に送
出されるビット数は、本発明の一側面に従って、例えば
振幅変調のような別の形態の変調を相補符号化と組み合
わせることによって増大させられる。この際には、本発
明の別の側面に従って、前記別の形態の変調は、ビット
の特定の組み合わせがそれぞれ振幅パターンのあるもの
にしたがって符号化されるように、相異なった振幅パタ
ーンとして実現される。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例に従って、所望
の長さ、例えば８符号分の長さの相補符号のセットすな
わちシーケンスが、所望の長さを有する所謂カーネルか
ら始めて生成される。長さ８の符号を生成するために利
用可能なカーネルは、｛１１１−１１１−１１｝という
数列である。（カーネルを生成する方法は、M.J.E.Gola
y, "Complementary Series", IRE Transactions on Inf
ormation Theory, vol.IT-7, pp.82-87(1961.4)という
論文において議論されている。当該論文は本発明の参照
論文である。）ひとたび特定のカーネルが選択される
と、独立した位相回転がその選択されたカーネルを構成
する各々の要素（ビット）に適用される。このことは、
例えば８列よりなり、各々の列が所定の個数、例えば４
つの位相φ1、φ2、φ3及びφ4、のうちの個別の一つよ
りなる相異なったグループを有しているような特定の変
換、例えば
の長さ、例えば８符号分の長さの相補符号のセットすな
わちシーケンスが、所望の長さを有する所謂カーネルか
ら始めて生成される。長さ８の符号を生成するために利
用可能なカーネルは、｛１１１−１１１−１１｝という
数列である。（カーネルを生成する方法は、M.J.E.Gola
y, "Complementary Series", IRE Transactions on Inf
ormation Theory, vol.IT-7, pp.82-87(1961.4)という
論文において議論されている。当該論文は本発明の参照
論文である。）ひとたび特定のカーネルが選択される
と、独立した位相回転がその選択されたカーネルを構成
する各々の要素（ビット）に適用される。このことは、
例えば８列よりなり、各々の列が所定の個数、例えば４
つの位相φ1、φ2、φ3及びφ4、のうちの個別の一つよ
りなる相異なったグループを有しているような特定の変
換、例えば
【数１】 を用いることによって実現される。
【０００６】各々の列を構成している位相角（本明細書
においてはコンステレーションシンボルあるいは単にシ
ンボルとも呼称される）φlは、カーネルの要素に適用
され、以下の表式で示されるような相補符号を構成す
る：
においてはコンステレーションシンボルあるいは単にシ
ンボルとも呼称される）φlは、カーネルの要素に適用
され、以下の表式で示されるような相補符号を構成す
る：
【数２】
【０００７】相補符号を構成するベクトルは対応する出
力位相θ1からθ8によって表現され、式（１）に従って
導出された以下の変換によって構成される：
力位相θ1からθ8によって表現され、式（１）に従って
導出された以下の変換によって構成される：
【数３】
【０００８】８個の位相θ1からθ8は、以下に議論され
ているように、従来技術に係るＯＦＤＭシステムと同
様、各々８個のＯＦＤＭサブキャリアを変調する目的で
使用される。
ているように、従来技術に係るＯＦＤＭシステムと同
様、各々８個のＯＦＤＭサブキャリアを変調する目的で
使用される。
【０００９】詳細に述べれば、図１に示された、本発明
の原理を実現するＯＦＤＭトランスミッタ１００は、エ
ンコーダ回路３０を介してデータビット源２５からデー
タビットストリームを受信する。エンコーダ回路３０
は、例えば従来技術に係るデジタルシグナルプロセッサ
であるが、受信されたデータストリームを各々１２ビッ
トよりなる一連のグループに分割し、そのように構成さ
れたグループを内部メモリ（図示せず）にストアする。
その後、エンコーダ回路３０は、内部メモリからストア
されたデータビットグループを読み出し、そのデータビ
ットを本発明の原理に従って符号化し、その結果を高速
フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）プロセッサ４０に供給す
る。より詳細に述べれば、エンコーダ回路３０は、内部
メモリから読み出した１２ビットよりなるグループを、
例えば従来技術に係る８−ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）において通常なされているように、４つの８−ＰＳ
Ｋ位相にまず符号化する。例えば、３ビットよりなるサ
ブグループ（本明細書においてはデータワードとも呼称
される）が、所謂グレイスケール変換を用いて８−ＰＳ
Ｋに変換される。例えばサブグループ０，０，０が０に
符号化され、０，０，１がπ／４に変換され、０，１，
１がπ／２に変換される等々である。この様子は、以下
の表に示されている：
の原理を実現するＯＦＤＭトランスミッタ１００は、エ
ンコーダ回路３０を介してデータビット源２５からデー
タビットストリームを受信する。エンコーダ回路３０
は、例えば従来技術に係るデジタルシグナルプロセッサ
であるが、受信されたデータストリームを各々１２ビッ
トよりなる一連のグループに分割し、そのように構成さ
れたグループを内部メモリ（図示せず）にストアする。
その後、エンコーダ回路３０は、内部メモリからストア
されたデータビットグループを読み出し、そのデータビ
ットを本発明の原理に従って符号化し、その結果を高速
フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）プロセッサ４０に供給す
る。より詳細に述べれば、エンコーダ回路３０は、内部
メモリから読み出した１２ビットよりなるグループを、
例えば従来技術に係る８−ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）において通常なされているように、４つの８−ＰＳ
Ｋ位相にまず符号化する。例えば、３ビットよりなるサ
ブグループ（本明細書においてはデータワードとも呼称
される）が、所謂グレイスケール変換を用いて８−ＰＳ
Ｋに変換される。例えばサブグループ０，０，０が０に
符号化され、０，０，１がπ／４に変換され、０，１，
１がπ／２に変換される等々である。この様子は、以下
の表に示されている：
【数４】
【００１０】エンコーダ回路３０は、グループ内のデー
タビットよりなる４つのサブグループをコンステレーシ
ョンシンボルφiのそれぞれに関連付ける。より詳細に
述べれば、エンコーダ３０は、ビットグループのうちの
３ビットよりなる第一サブグループをシンボルφ1に関
連付け、３ビットよりなるその次の（第二）サブグルー
プをシンボルφ2に関連付ける等々である。例えば、以
下のビット列、１１１０１０１００００１、よりなるグ
ループを仮定する。メモリ内にストアされた前述された
変換テーブルに基づいたサブグループ符号化及びφiシ
ンボル関連付けは以下のようになる：
タビットよりなる４つのサブグループをコンステレーシ
ョンシンボルφiのそれぞれに関連付ける。より詳細に
述べれば、エンコーダ３０は、ビットグループのうちの
３ビットよりなる第一サブグループをシンボルφ1に関
連付け、３ビットよりなるその次の（第二）サブグルー
プをシンボルφ2に関連付ける等々である。例えば、以
下のビット列、１１１０１０１００００１、よりなるグ
ループを仮定する。メモリ内にストアされた前述された
変換テーブルに基づいたサブグループ符号化及びφiシ
ンボル関連付けは以下のようになる：
【数５】
【００１１】その後、エンコーダ回路３０は、前述され
たθｉに関する変換に従って、θ１からθ８を生成す
る。例えば、前述されているようにθ１＝φ１＋φ２＋
φ３＋φ４であるため、上記例に関してはθ１＝５π／
４＋３π／４＋７π／４＋π／４となる。同様に、θ２
＝５π／４＋７π／４＋π／４、θ３＝５π／４＋３π
／４＋π／４等々である。ここで、相異なった組み合わ
せの１２ビット、例えば０００１０１１１００１１、を
有するサブグループに関してはシンボルφ１からφ４の
値は相異なることに留意されたい。しかしながら、シン
ボルφ１は、その値の如何によらずビットグループの第
一サブグループに関連付けられており、同様にシンボル
φ４はビットグループの最終サブグループに関連付けら
れていることにも留意されたい。エンコーダ回路３０
は、θ１からθ８までの８つの位相の生成を完了する
と、これらの位相の値をＩＦＦＴプロセッサ４０に供給
する。ＩＦＦＴプロセッサ４０は、例えば従来技術に係
るデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）である。さら
に述べれば、エンコーダ３０の機能をインプリメントす
るＤＳＰは、ＩＦＦＴ４０の機能をもインプリメントす
るようにプログラムされ得る。より詳細に述べれば、Ｉ
ＦＦＴプロセッサ４０は、高速フーリエ逆変換を用い
て、データを周波数ドメインから時間ドメインへ変換
し、対応する位相ベクトルを生成する。次に、プロセッ
サ４０は、θ１からθ８をによって構成された８つの位
相ベクトルの値を用いて、複数個（この場合では８個
の）のそれぞれのデジタルキャリアを変調する。すなわ
ち、ＩＦＦＴプロセッサ４０は、キャリアｉ（チャネル
ｉ）を対応する位相ベクトルθｉの値を用いて変調す
る。その後、ＩＦＦＴプロセッサ４０は、前記変調の結
果を従来技術に係るＤ／Ａコンバータ回路４５宛に出力
し、Ｄ／Ａコンバータ回路４５はＩＦＦＴプロセッサ４
０から受信したデジタル信号をアナログ信号に変換す
る。このアナログ信号はＲＦトランスミッタ５０に供給
され、ＲＦトランスミッタ５０はそのアナログ信号によ
ってＲＦキャリア、例えば５．２ＧＨｚキャリア、を変
調し、その結果を、例えばレシーバ２００等の無線タイ
プのレシーバ宛に伝送するために、アンテナ５５に供給
する。その後、エンコーダ回路３０（ＯＦＤＭトランス
ミッタ１００）は、前記内部メモリにストアされた次の
データビットグループに対して同様の処理を行なう。
たθｉに関する変換に従って、θ１からθ８を生成す
る。例えば、前述されているようにθ１＝φ１＋φ２＋
φ３＋φ４であるため、上記例に関してはθ１＝５π／
４＋３π／４＋７π／４＋π／４となる。同様に、θ２
＝５π／４＋７π／４＋π／４、θ３＝５π／４＋３π
／４＋π／４等々である。ここで、相異なった組み合わ
せの１２ビット、例えば０００１０１１１００１１、を
有するサブグループに関してはシンボルφ１からφ４の
値は相異なることに留意されたい。しかしながら、シン
ボルφ１は、その値の如何によらずビットグループの第
一サブグループに関連付けられており、同様にシンボル
φ４はビットグループの最終サブグループに関連付けら
れていることにも留意されたい。エンコーダ回路３０
は、θ１からθ８までの８つの位相の生成を完了する
と、これらの位相の値をＩＦＦＴプロセッサ４０に供給
する。ＩＦＦＴプロセッサ４０は、例えば従来技術に係
るデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）である。さら
に述べれば、エンコーダ３０の機能をインプリメントす
るＤＳＰは、ＩＦＦＴ４０の機能をもインプリメントす
るようにプログラムされ得る。より詳細に述べれば、Ｉ
ＦＦＴプロセッサ４０は、高速フーリエ逆変換を用い
て、データを周波数ドメインから時間ドメインへ変換
し、対応する位相ベクトルを生成する。次に、プロセッ
サ４０は、θ１からθ８をによって構成された８つの位
相ベクトルの値を用いて、複数個（この場合では８個
の）のそれぞれのデジタルキャリアを変調する。すなわ
ち、ＩＦＦＴプロセッサ４０は、キャリアｉ（チャネル
ｉ）を対応する位相ベクトルθｉの値を用いて変調す
る。その後、ＩＦＦＴプロセッサ４０は、前記変調の結
果を従来技術に係るＤ／Ａコンバータ回路４５宛に出力
し、Ｄ／Ａコンバータ回路４５はＩＦＦＴプロセッサ４
０から受信したデジタル信号をアナログ信号に変換す
る。このアナログ信号はＲＦトランスミッタ５０に供給
され、ＲＦトランスミッタ５０はそのアナログ信号によ
ってＲＦキャリア、例えば５．２ＧＨｚキャリア、を変
調し、その結果を、例えばレシーバ２００等の無線タイ
プのレシーバ宛に伝送するために、アンテナ５５に供給
する。その後、エンコーダ回路３０（ＯＦＤＭトランス
ミッタ１００）は、前記内部メモリにストアされた次の
データビットグループに対して同様の処理を行なう。
【００１２】相補符号を用いて符号化されるビット数
は、本発明の一側面に従って、振幅変調を相補符号化と
組み合わせて利用することによって大幅に増大させられ
る。詳細に述べれば、本発明の発明者は、相補対よりな
る互いに変化する要素に対して、符号化されたデータの
相補特性に影響を与えることなく、ある任意の定数を乗
ずることが出来ることを見い出した。さらに、｛ａ ｂ
−ａ ｂ｝という形態の相補符号に関して、相補符号
の要素に特定に振幅パターン、例えば｛ｃ ｄｄ ｃ
ｃ ｄ ｄ ｃ ｃ ｄ ｄ ｃ ．．．｝、｛ｃ ｃ
ｃ ｄ ｄｄ ｄ ｃ ｃ ｃ ｄ ｄ ．．．｝等
々、を乗ずることが可能である。よって、例えば長さ８
の相補符号には、３ビットの特定の組み合わせによって
符号化されるビットの数を増大させる目的で、以下に示
す振幅パターンのうちの一つを乗ずることが可能であ
る：
は、本発明の一側面に従って、振幅変調を相補符号化と
組み合わせて利用することによって大幅に増大させられ
る。詳細に述べれば、本発明の発明者は、相補対よりな
る互いに変化する要素に対して、符号化されたデータの
相補特性に影響を与えることなく、ある任意の定数を乗
ずることが出来ることを見い出した。さらに、｛ａ ｂ
−ａ ｂ｝という形態の相補符号に関して、相補符号
の要素に特定に振幅パターン、例えば｛ｃ ｄｄ ｃ
ｃ ｄ ｄ ｃ ｃ ｄ ｄ ｃ ．．．｝、｛ｃ ｃ
ｃ ｄ ｄｄ ｄ ｃ ｃ ｃ ｄ ｄ ．．．｝等
々、を乗ずることが可能である。よって、例えば長さ８
の相補符号には、３ビットの特定の組み合わせによって
符号化されるビットの数を増大させる目的で、以下に示
す振幅パターンのうちの一つを乗ずることが可能であ
る：
【数６】 ここで、ｐ1からｐ8は、例えば、それぞれデータビット
の組み合わせ０００、００１、０１０、０１１、１０
０、１０１、１１０、及び１１１である。よって、送出
されるべき付加データビットが、例えば０００であった
場合には、その外の１２ビットを符号化する、位相θ1
からθ8と共に送出される振幅パターンは
の組み合わせ０００、００１、０１０、０１１、１０
０、１０１、１１０、及び１１１である。よって、送出
されるべき付加データビットが、例えば０００であった
場合には、その外の１２ビットを符号化する、位相θ1
からθ8と共に送出される振幅パターンは
【数７】 のようになる。
【００１３】データビットの他の組み合わせに関して
は、振幅パターンと相補符号の送出される組み合わせは
以下のようになる：
は、振幅パターンと相補符号の送出される組み合わせは
以下のようになる：
【数８】
【００１４】振幅変調を用いて生成され得る符号の総数
はｋＮ／２に等しい。ここで、Ｎは符号の長さであり、
ｋは利用可能な振幅の値である。よって、最大−平均パ
ワーレシオを最大３ｄＢに保ちつつ、（ｌｏｇ2ｋ＋ｌ
ｏｇ2(Ｎ／２)）個の付加ビットが各ＯＦＤＭシンボル
当たりに符号化され得ることになる。この利点は、振幅
変調が周波数ドメインで実行されるのに対し、ＰＡＰが
時間ドメイン信号に係るものである、という事実に基づ
いている。
はｋＮ／２に等しい。ここで、Ｎは符号の長さであり、
ｋは利用可能な振幅の値である。よって、最大−平均パ
ワーレシオを最大３ｄＢに保ちつつ、（ｌｏｇ2ｋ＋ｌ
ｏｇ2(Ｎ／２)）個の付加ビットが各ＯＦＤＭシンボル
当たりに符号化され得ることになる。この利点は、振幅
変調が周波数ドメインで実行されるのに対し、ＰＡＰが
時間ドメイン信号に係るものである、という事実に基づ
いている。
【００１５】振幅及び位相の符号化を互いに独立にする
ことが出来れば、符号化されたシンボルの復号化もレシ
ーバ２００において独立して実行され得ることに留意さ
れたい。しかしながら、多重振幅相補符号間の最小距離
を低減する、よってシステム性能を向上させるために
は、振幅パターン及び相補符号の符号化／復号化は互い
にある程度依存しあわなければならない。この依存性
は、前述された８つの振幅変調パターンのそれぞれ特定
のものに係る位相の符号化を圧縮することによって実現
され得る。例えば、パターンｐ1、ｐ2、ｐ5及びｐ6に関
して、ある位相、例えばφ2、が、より小さい位相コン
ステレーション、例えば４−ＰＳＫコンステレーショ
ン、を有する符号変換に関連している一方、他の３つの
位相がより長い位相コンステレーション、例えば８−Ｐ
ＳＫコンステレーション、に関連している、という様式
である。パターンｐ3、ｐ4、ｐ7及びｐ8に関しては、別
の位相、例えばφ4、が、その他の位相共々同様に関連
付けられる。従って、１１個のデータビットがシンボル
φ1からφ4を用いて符号化され、付加された３ビットが
上記振幅パターンｐ1からｐ8のうちの一つを用いて符号
化される。（相異なった個数の付加ビットが符号化され
なければならない場合には、そのような場合を取り扱う
ために必要とされるパターンの個数がそれに従って調節
される。例えば、２ビットが付加される場合には、上記
パターンのうちの任意の４つ、例えばｐ1からｐ4が用い
られる。）
ことが出来れば、符号化されたシンボルの復号化もレシ
ーバ２００において独立して実行され得ることに留意さ
れたい。しかしながら、多重振幅相補符号間の最小距離
を低減する、よってシステム性能を向上させるために
は、振幅パターン及び相補符号の符号化／復号化は互い
にある程度依存しあわなければならない。この依存性
は、前述された８つの振幅変調パターンのそれぞれ特定
のものに係る位相の符号化を圧縮することによって実現
され得る。例えば、パターンｐ1、ｐ2、ｐ5及びｐ6に関
して、ある位相、例えばφ2、が、より小さい位相コン
ステレーション、例えば４−ＰＳＫコンステレーショ
ン、を有する符号変換に関連している一方、他の３つの
位相がより長い位相コンステレーション、例えば８−Ｐ
ＳＫコンステレーション、に関連している、という様式
である。パターンｐ3、ｐ4、ｐ7及びｐ8に関しては、別
の位相、例えばφ4、が、その他の位相共々同様に関連
付けられる。従って、１１個のデータビットがシンボル
φ1からφ4を用いて符号化され、付加された３ビットが
上記振幅パターンｐ1からｐ8のうちの一つを用いて符号
化される。（相異なった個数の付加ビットが符号化され
なければならない場合には、そのような場合を取り扱う
ために必要とされるパターンの個数がそれに従って調節
される。例えば、２ビットが付加される場合には、上記
パターンのうちの任意の４つ、例えばｐ1からｐ4が用い
られる。）
【００１６】特定の位相コンステレーションに基づい
て、望ましい振幅値ｃ及びｄが、相異なった符号語間の
幾何学的最小距離が最大になるように見い出される。例
えば、長さ８の３つの８−ＰＳＫ位相（１つの４−ＰＳ
Ｋ位相及び２つの振幅値）に関しては、それぞれ０．５
４１及び１．３０６である。これらの値は正規化されて
おり、符号語のべき乗（４（ｃ2＋ｄ2）＝８））が、振
幅変調のない、すなわちｃ＝ｄ＝１の場合の符号語のべ
き乗に等しくなっている。
て、望ましい振幅値ｃ及びｄが、相異なった符号語間の
幾何学的最小距離が最大になるように見い出される。例
えば、長さ８の３つの８−ＰＳＫ位相（１つの４−ＰＳ
Ｋ位相及び２つの振幅値）に関しては、それぞれ０．５
４１及び１．３０６である。これらの値は正規化されて
おり、符号語のべき乗（４（ｃ2＋ｄ2）＝８））が、振
幅変調のない、すなわちｃ＝ｄ＝１の場合の符号語のべ
き乗に等しくなっている。
【００１７】例えば、データビット列１０１１１０１０
１０００１０が関連するグループを形成していると仮定
する。本発明の原理に従って、このビット列の最初の３
ビットが、例えばパターンｐ6を用いて、振幅変調によ
り符号化される。残りのビット列、１１０１０１０００
１０は、サブグループ１１０、１０、１００、０１０を
形成する。（ここでは、第二のサブグループに２ビット
が関連している。なぜなら、前述されているように、パ
ターンｐ6に関してはシンボルφ2がより小さな位相コン
ステレーションでる４−ＰＳＫ符号化に関連しているか
らである。４−ＰＳＫ符号化は、よく知られているよう
に、２ビットの位相符号化に限定されている。振幅変調
パターンがｐ3、ｐ4、ｐ7およびｐ8のいずれかであった
場合には、前記ビット列１１０１０１０００１０は、１
１０、１０１、０００、１０のサブループを形成する。
この場合にはシンボルφ4が前述されているように４−
ＰＳＫ符号化に関連している。（４−ＰＳＫ符号化にお
いては、位相０、π／２、π及び３π／２は、通常ビッ
トの組み合わせ００、０１、１１及び１０をそれぞれ符
号化するために用いられる。））
１０００１０が関連するグループを形成していると仮定
する。本発明の原理に従って、このビット列の最初の３
ビットが、例えばパターンｐ6を用いて、振幅変調によ
り符号化される。残りのビット列、１１０１０１０００
１０は、サブグループ１１０、１０、１００、０１０を
形成する。（ここでは、第二のサブグループに２ビット
が関連している。なぜなら、前述されているように、パ
ターンｐ6に関してはシンボルφ2がより小さな位相コン
ステレーションでる４−ＰＳＫ符号化に関連しているか
らである。４−ＰＳＫ符号化は、よく知られているよう
に、２ビットの位相符号化に限定されている。振幅変調
パターンがｐ3、ｐ4、ｐ7およびｐ8のいずれかであった
場合には、前記ビット列１１０１０１０００１０は、１
１０、１０１、０００、１０のサブループを形成する。
この場合にはシンボルφ4が前述されているように４−
ＰＳＫ符号化に関連している。（４−ＰＳＫ符号化にお
いては、位相０、π／２、π及び３π／２は、通常ビッ
トの組み合わせ００、０１、１１及び１０をそれぞれ符
号化するために用いられる。））
【００１８】従って、エンコーダ３０は、１４ビットよ
りなるグループを読み出し、それらのビットを符号化し
て前述されているシンボルを生成し、適切な振幅パター
ンを選択する。前述の例に関しては、（前記）変換テー
ブル１及びそれぞれのシンボルの値を符号化する前記４
−ＰＳＫ符号化を用いて、
りなるグループを読み出し、それらのビットを符号化し
て前述されているシンボルを生成し、適切な振幅パター
ンを選択する。前述の例に関しては、（前記）変換テー
ブル１及びそれぞれのシンボルの値を符号化する前記４
−ＰＳＫ符号化を用いて、
【数９】 となる。
【００１９】その後、エンコーダ３０は、前述された方
法で相補符号θiを生成し、生成された相補符号を用い
て８個のＯＦＤＭサブキャリアiをそれぞれ変調する。
その後、８個のサブキャリアには、選択された振幅パタ
ーン、例えばパターンｐ6、を構成する振幅（要素）が
乗算される。その結果得られた振幅変調済み信号は、レ
シーバ２００宛に送出される。
法で相補符号θiを生成し、生成された相補符号を用い
て８個のＯＦＤＭサブキャリアiをそれぞれ変調する。
その後、８個のサブキャリアには、選択された振幅パタ
ーン、例えばパターンｐ6、を構成する振幅（要素）が
乗算される。その結果得られた振幅変調済み信号は、レ
シーバ２００宛に送出される。
【００２０】図２は、レシーバ２００の構成を示すブロ
ック図である。レシーバ２００は、アンテナ５６を介し
て前記振幅変調の結果得られた複合信号を受信し、受信
した信号を従来技術に係る方式で処理（ダウンコンバー
ト）する、従来技術に係るＲＦ部２３０を有している。
処理された信号は、従来技術に係るＡ／Ｄコンバータ２
４５に供給され、復調された信号が対応するデジタル信
号に変換される。デジタル信号は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）プロセッサ２４０に供給されてＮ個のキャリ
アが復調される。プロセッサ２４０は、コンバータ２４
５によって供給されたデジタル信号にＦＦＴを施すこと
によってキャリア復調を実現する。ＦＦＴプロセッサ２
４０の出力はＮ個（当該実施例においては８個）の（イ
ンフェーズ及びクワドラチャフェーズの）ベクトルより
なり、以下の表式において表わされているように、Ｎ個
の相異なったサブチャネルの振幅及び位相を表現してい
る：
ック図である。レシーバ２００は、アンテナ５６を介し
て前記振幅変調の結果得られた複合信号を受信し、受信
した信号を従来技術に係る方式で処理（ダウンコンバー
ト）する、従来技術に係るＲＦ部２３０を有している。
処理された信号は、従来技術に係るＡ／Ｄコンバータ２
４５に供給され、復調された信号が対応するデジタル信
号に変換される。デジタル信号は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）プロセッサ２４０に供給されてＮ個のキャリ
アが復調される。プロセッサ２４０は、コンバータ２４
５によって供給されたデジタル信号にＦＦＴを施すこと
によってキャリア復調を実現する。ＦＦＴプロセッサ２
４０の出力はＮ個（当該実施例においては８個）の（イ
ンフェーズ及びクワドラチャフェーズの）ベクトルより
なり、以下の表式において表わされているように、Ｎ個
の相異なったサブチャネルの振幅及び位相を表現してい
る：
【００２１】Ｎ個のベクトルはデコーダ２３０に供給さ
れる。デコーダ２３０は、ＦＦＴの出力を、８個のベク
トルの振幅のパターンをまず決定して識別するように復
号化する。このことは、従来技術に係るトレーニングフ
ェーズに従ってなされる。このトレーニングフェーズ
は、レシーバ２００に対して、単一あるいは複数個の要
素（振幅ｃあるいはｄ）がトランスミッタ１００とレシ
ーバ２００との間に存在する伝送環境によって劣化させ
られた場合においても、パターンｐ1からｐ8の各々のパ
ターンを認識するということを教えこむように設計され
たものである。よって、トレーニングフェーズの間は、
レシーバ２００はどのパターンが期待されるかを知って
おり、受信したベクトルパターンを期待されるパターン
に関するテンプレートとしてメモリにストアする。ここ
で、同一のパターンが複数回反復して送出されるため
に、レシーバ２００が期待されるパターンに係るテンプ
レートを正確に構成することが出来る、ということに留
意されたい。従って、デコーダ２３０は、供給されたベ
クトルパターンをストアされているテンプレートと比較
する。その後、デコーダ２３０は、供給されたパターン
に最も一致する（最近接の）テンプレートを送出された
パターンとして選択する。言い換えれば、デコーダ２３
０は、供給されたパターンと比較した際に最大の絶対相
関値を与えるテンプレートを選択する。さらに、相関値
の正弦が、ｃがｄより大きいかあるいは小さいかに係る
表示を与える。よって、デコーダ２３０は、この方式
で、復号化された振幅パターンによって表現される３ビ
ットの値を決定する。上記例においては、パターンｐ6
によって表現される１０１であると仮定されている。さ
らに、デコーダ２３０は選択されたパターンに従って位
相コンステレーションをセットする。よって、パターン
ｐ6に関しては、デコーダ２３０は位相φ2が４−ＰＳＫ
コンステレーションを有するものであると設定し、位相
φ1、φ3及びφ2が 、前述されているように、８−ＰＳ
Ｋコンステレーションを有するものであると設定する。
れる。デコーダ２３０は、ＦＦＴの出力を、８個のベク
トルの振幅のパターンをまず決定して識別するように復
号化する。このことは、従来技術に係るトレーニングフ
ェーズに従ってなされる。このトレーニングフェーズ
は、レシーバ２００に対して、単一あるいは複数個の要
素（振幅ｃあるいはｄ）がトランスミッタ１００とレシ
ーバ２００との間に存在する伝送環境によって劣化させ
られた場合においても、パターンｐ1からｐ8の各々のパ
ターンを認識するということを教えこむように設計され
たものである。よって、トレーニングフェーズの間は、
レシーバ２００はどのパターンが期待されるかを知って
おり、受信したベクトルパターンを期待されるパターン
に関するテンプレートとしてメモリにストアする。ここ
で、同一のパターンが複数回反復して送出されるため
に、レシーバ２００が期待されるパターンに係るテンプ
レートを正確に構成することが出来る、ということに留
意されたい。従って、デコーダ２３０は、供給されたベ
クトルパターンをストアされているテンプレートと比較
する。その後、デコーダ２３０は、供給されたパターン
に最も一致する（最近接の）テンプレートを送出された
パターンとして選択する。言い換えれば、デコーダ２３
０は、供給されたパターンと比較した際に最大の絶対相
関値を与えるテンプレートを選択する。さらに、相関値
の正弦が、ｃがｄより大きいかあるいは小さいかに係る
表示を与える。よって、デコーダ２３０は、この方式
で、復号化された振幅パターンによって表現される３ビ
ットの値を決定する。上記例においては、パターンｐ6
によって表現される１０１であると仮定されている。さ
らに、デコーダ２３０は選択されたパターンに従って位
相コンステレーションをセットする。よって、パターン
ｐ6に関しては、デコーダ２３０は位相φ2が４−ＰＳＫ
コンステレーションを有するものであると設定し、位相
φ1、φ3及びφ2が 、前述されているように、８−ＰＳ
Ｋコンステレーションを有するものであると設定する。
【００２２】続いて、デコーダ２３０は、それぞれの位
相シンボルφｉの値を決定する。この復号化は、本発明
の一側面に従って、相補符号の各々の要素に関して適用
される。この際、ＦＦＴ出力の複素奇数要素の各々が、
対になった偶数要素の複素共役に対して乗算される。各
々の乗算の結果の総和が、求められていた位相角（シン
ボルφｉ）の値を有するベクトルである。この手続き
は、各要素の偶奇対及びそれぞれの直交位相等々に関し
ても適用される。より詳細に述べれば、デコーダ２３０
は、本発明の係る復号化技法に従って、トランスミッタ
におけるデータビットグループの符号化において相補符
号を構成するために用いられたカーネル符号の複素共役
とｒｉとを組み合わせる。このカーネル符号は、前述さ
れているように、例えば｛１ １ １ −１ １ １
−１ １｝である。この場合には、ｒ４及びｒ７が反転
される。すなわち、ｒ４及びｒ７に係る乗算の結果の符
号は正である。（記号的には、受信されたデジタル信号
（要素）が、カーネルの複素共役との乗算の後に、それ
ぞれｘｉと等値される。）その後、デコーダ２３０は、
デジタル信号要素ｘｉのそれぞれの関数として、３つの
ベクトルｙ２、ｙ３及びｙ４を生成する。
相シンボルφｉの値を決定する。この復号化は、本発明
の一側面に従って、相補符号の各々の要素に関して適用
される。この際、ＦＦＴ出力の複素奇数要素の各々が、
対になった偶数要素の複素共役に対して乗算される。各
々の乗算の結果の総和が、求められていた位相角（シン
ボルφｉ）の値を有するベクトルである。この手続き
は、各要素の偶奇対及びそれぞれの直交位相等々に関し
ても適用される。より詳細に述べれば、デコーダ２３０
は、本発明の係る復号化技法に従って、トランスミッタ
におけるデータビットグループの符号化において相補符
号を構成するために用いられたカーネル符号の複素共役
とｒｉとを組み合わせる。このカーネル符号は、前述さ
れているように、例えば｛１ １ １ −１ １ １
−１ １｝である。この場合には、ｒ４及びｒ７が反転
される。すなわち、ｒ４及びｒ７に係る乗算の結果の符
号は正である。（記号的には、受信されたデジタル信号
（要素）が、カーネルの複素共役との乗算の後に、それ
ぞれｘｉと等値される。）その後、デコーダ２３０は、
デジタル信号要素ｘｉのそれぞれの関数として、３つの
ベクトルｙ２、ｙ３及びｙ４を生成する。
【００２３】より詳細に述べれば、前述されているよう
に、トランスミッタ１００は前述された変換に従って位
相φ1からφ4を符号化する。加えて、レシーバ２００
は、受信した信号へのカーネル符号の影響を、ベクトル
ｒiの要素にカーネル符号を乗算し、位相符号化を以下
の表式のように行列の形で書き表すことによって除去す
る：
に、トランスミッタ１００は前述された変換に従って位
相φ1からφ4を符号化する。加えて、レシーバ２００
は、受信した信号へのカーネル符号の影響を、ベクトル
ｒiの要素にカーネル符号を乗算し、位相符号化を以下
の表式のように行列の形で書き表すことによって除去す
る：
【数１１】 ここで、θ及びφはそれぞれ８個の位相θiと４個の位
相φiを有するベクトルであり、Ａは以下のような符号
化行列である：
相φiを有するベクトルであり、Ａは以下のような符号
化行列である：
【数１２】
【００２４】この行列を用いて、レシーバ２００は、測
定された位相θlから符号化された位相φiの値を、以下
のように表わされる線型方程式に関する最小二乗解を決
定することによって決定する：
定された位相θlから符号化された位相φiの値を、以下
のように表わされる線型方程式に関する最小二乗解を決
定することによって決定する：
【数１３】 ここで、ＰはＡの擬似逆行列であり、添字Ｔは転置行列
を表わす。残念ながら、この方程式は完全には線型では
ない。なぜなら、位相値が２πであるからである。この
ため、前述された方法は、φiの値の決定には直接は適
用できない。しかしながら、Ａ行列を詳細に調べること
により、位相φ2、φ3及びφ4が、前述されているよう
に、４つの減算されたθi対の総和として決定され得る
ことが明らかになる。例えば、減算θ1−θ2、θ3−
θ4、θ5−θ6及びθ7−θ8の各々がφ2の値を与える。
２つのベクトル間の位相差を求める望ましい方法は、一
方のベクトルと他方のベクトルの複素共役とを乗算する
ことである。このようにすることが、３つのベクトルｙ
2、ｙ3、ｙ4が決定される本発明に係る復号化手続きで
ある：
を表わす。残念ながら、この方程式は完全には線型では
ない。なぜなら、位相値が２πであるからである。この
ため、前述された方法は、φiの値の決定には直接は適
用できない。しかしながら、Ａ行列を詳細に調べること
により、位相φ2、φ3及びφ4が、前述されているよう
に、４つの減算されたθi対の総和として決定され得る
ことが明らかになる。例えば、減算θ1−θ2、θ3−
θ4、θ5−θ6及びθ7−θ8の各々がφ2の値を与える。
２つのベクトル間の位相差を求める望ましい方法は、一
方のベクトルと他方のベクトルの複素共役とを乗算する
ことである。このようにすることが、３つのベクトルｙ
2、ｙ3、ｙ4が決定される本発明に係る復号化手続きで
ある：
【数１４】 ここで、*は複素共役を表わしており、それぞれベクト
ルｙ2からｙ4を構成する各々の項の実部と虚部の間の角
度の逆正接が、それぞれ対応する位相シンボルφ2から
φ4の値を与える。（前述のベクトルの各々の項を構成
している要素対を導出するために用いられた復号化技法
は、要素対間の差が求めようとしている位相角の値を与
える、ということを洞察することによっても決定され得
る。）例えば、ベクトルｙ2の値は、前記実施例に関し
ては、以下のように与えられる：
ルｙ2からｙ4を構成する各々の項の実部と虚部の間の角
度の逆正接が、それぞれ対応する位相シンボルφ2から
φ4の値を与える。（前述のベクトルの各々の項を構成
している要素対を導出するために用いられた復号化技法
は、要素対間の差が求めようとしている位相角の値を与
える、ということを洞察することによっても決定され得
る。）例えば、ベクトルｙ2の値は、前記実施例に関し
ては、以下のように与えられる：
【数１５】
【００２５】よって、ベクトルｙ2の各々の項の値を決
定することによってφ2の位相値が決定され、その値
は、前記実施例においては、４−ＰＳＫコンステレーシ
ョンにおいて３π／２である。実際には、値はφ2の推
定値である。デコーダ２３０は、推定された値を、トラ
ンスミッタ３０における符号化に関して選択された、例
えば４−ＰＳＫコンステレーション等のコンステレーシ
ョン位相のうちの最近接コンステレーション位相に”丸
める”ことによって、φ2に関するより正確な値を生成
する。
定することによってφ2の位相値が決定され、その値
は、前記実施例においては、４−ＰＳＫコンステレーシ
ョンにおいて３π／２である。実際には、値はφ2の推
定値である。デコーダ２３０は、推定された値を、トラ
ンスミッタ３０における符号化に関して選択された、例
えば４−ＰＳＫコンステレーション等のコンステレーシ
ョン位相のうちの最近接コンステレーション位相に”丸
める”ことによって、φ2に関するより正確な値を生成
する。
【００２６】その後、デコーダ２３０は、それぞれベク
トルｙ3及びｙ4の関数としてφ3及びφ4の推定位相値を
生成し、これらの８−ＰＳＫコンステレーション推定値
を同様に”丸める”。このようにすることにより、前記
実施例においては、φ3及びφ4の位相値としてそれぞれ
７π／４及び３π／４が得られる。
トルｙ3及びｙ4の関数としてφ3及びφ4の推定位相値を
生成し、これらの８−ＰＳＫコンステレーション推定値
を同様に”丸める”。このようにすることにより、前記
実施例においては、φ3及びφ4の位相値としてそれぞれ
７π／４及び３π／４が得られる。
【００２７】デコーダ２３０は、φ2、φ3及びφ4の位
相値を決定した後、φ1の値を決定する。しかしなが
ら、前掲の変換テーブルに示されているように、位相φ
1はθiに係る全ての方程式に含まれている。そのため、
φ1は、他の位相に関してなされたように、２つのθiの
値の減算によっては表現され得ない。しかしながら、φ
1以外の全ての位相が前述された方式で決定され得るた
め、これらの位相の値でθiの方程式内のφ2からφ4を
置換して、ただ一つの未知数を含む８つの方程式を、φ
1の８つの推定値を得るための手段として生成すること
が可能である。レシーバ２００は、φ1に係る８つの推
定値の平均を利用して、φ1に係る信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）を向上させる。ここで、平均操作が、実際には８つ
の推定値のうちの４つのみに基づいてなされることに留
意されたい。なぜなら、他の４つの解における雑音は用
いられている４つの解における雑音と相関付けられてい
るからである。
相値を決定した後、φ1の値を決定する。しかしなが
ら、前掲の変換テーブルに示されているように、位相φ
1はθiに係る全ての方程式に含まれている。そのため、
φ1は、他の位相に関してなされたように、２つのθiの
値の減算によっては表現され得ない。しかしながら、φ
1以外の全ての位相が前述された方式で決定され得るた
め、これらの位相の値でθiの方程式内のφ2からφ4を
置換して、ただ一つの未知数を含む８つの方程式を、φ
1の８つの推定値を得るための手段として生成すること
が可能である。レシーバ２００は、φ1に係る８つの推
定値の平均を利用して、φ1に係る信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）を向上させる。ここで、平均操作が、実際には８つ
の推定値のうちの４つのみに基づいてなされることに留
意されたい。なぜなら、他の４つの解における雑音は用
いられている４つの解における雑音と相関付けられてい
るからである。
【００２８】よって、求めようとしている位相に対応す
るベクトルｙ1は、選択された４つの解（位相）の推定
値を置換することにより以下のように求められる：
るベクトルｙ1は、選択された４つの解（位相）の推定
値を置換することにより以下のように求められる：
【数１６】
【００２９】φ2に関する場合と同様、ベクトルｙ1の各
々の項の実部及び虚部の逆正接によってφ1の対応する
位相値が決定され、その値は、この実施例においてはπ
であることがわかる。実際には、φ1の決定は、φ3及び
φ4の場合と同様、推定値を求めている。従って、デコ
ーダ２３０は、従来技術に係る方式により、φ1の実際
の値を推定値の関数として決定する。すなわち、デコー
ダ２３０は、推定値を、トランスミッタ３０における符
号化に関して選択されたもの、本実施例においては８−
ＰＳＫコンステレーション、のうちの最近接位相に”丸
める。”
々の項の実部及び虚部の逆正接によってφ1の対応する
位相値が決定され、その値は、この実施例においてはπ
であることがわかる。実際には、φ1の決定は、φ3及び
φ4の場合と同様、推定値を求めている。従って、デコ
ーダ２３０は、従来技術に係る方式により、φ1の実際
の値を推定値の関数として決定する。すなわち、デコー
ダ２３０は、推定値を、トランスミッタ３０における符
号化に関して選択されたもの、本実施例においては８−
ＰＳＫコンステレーション、のうちの最近接位相に”丸
める。”
【００３０】前述されたプロセスの結果として、レシー
バ２００内のデコーダ２３０は、シンボルφ1からφ4に
よってそれぞれ表現されたデータ値を決定する。つま
り、本発明の原理を例示する上記実施例においては、ビ
ット列１０１１１０１０１０００１０である。
バ２００内のデコーダ２３０は、シンボルφ1からφ4に
よってそれぞれ表現されたデータ値を決定する。つま
り、本発明の原理を例示する上記実施例においては、ビ
ット列１０１１１０１０１０００１０である。
【００３１】前述されているように、前記ベクトルｙi
の各々の各々の項を構成している要素対は、各々の要素
対における要素間の差異が求めようとしている位相角を
与えるという考察によって決定され得る。このことか
ら、各々のベクトルｙiが、そのような項を複数個有し
ているということが理解される。よって、レシーバ２０
０は、何等かの理由、例えば伝送環境の一時的な変化、
によって、関連するベクトルｙiを構成している単一あ
るいは複数個の項が失われた場合においても、求めよう
としている位相を決定することが可能である。例えば、
最初の３つのチャネルが失われて、レシーバ２００がト
ランスミッタ１００によって送出された情報のうちの以
下に示されているような８つの要素のみを獲得した場合
を考える：
の各々の各々の項を構成している要素対は、各々の要素
対における要素間の差異が求めようとしている位相角を
与えるという考察によって決定され得る。このことか
ら、各々のベクトルｙiが、そのような項を複数個有し
ているということが理解される。よって、レシーバ２０
０は、何等かの理由、例えば伝送環境の一時的な変化、
によって、関連するベクトルｙiを構成している単一あ
るいは複数個の項が失われた場合においても、求めよう
としている位相を決定することが可能である。例えば、
最初の３つのチャネルが失われて、レシーバ２００がト
ランスミッタ１００によって送出された情報のうちの以
下に示されているような８つの要素のみを獲得した場合
を考える：
【数１７】
【００３２】前述されているように、デコーダ２３０
は、ｒiに対して、トランスミッタ１００において送出
するデータを符号化する際に用いられているカーネル符
号を乗算する。最初の３つのチャネルが失われた場合、
すなわち要素ｘ1からｘ3の値が０である場合において
も、レシーバ２００は、位相シンボルφ1からφ4の値
を、レシーバ２００が生成することが可能な要素から以
下のように回復することが可能である：
は、ｒiに対して、トランスミッタ１００において送出
するデータを符号化する際に用いられているカーネル符
号を乗算する。最初の３つのチャネルが失われた場合、
すなわち要素ｘ1からｘ3の値が０である場合において
も、レシーバ２００は、位相シンボルφ1からφ4の値
を、レシーバ２００が生成することが可能な要素から以
下のように回復することが可能である：
【数１８】
【００３３】よって、デコーダ２３０は、本発明の原理
に従って、トランスミッタ１００が複数個のチャネルを
介して送出するデータを、単一あるいは複数個のチャネ
ルの内容がレシーバ２００によって受信される以前に失
われた場合であっても、回復することが可能である。
に従って、トランスミッタ１００が複数個のチャネルを
介して送出するデータを、単一あるいは複数個のチャネ
ルの内容がレシーバ２００によって受信される以前に失
われた場合であっても、回復することが可能である。
【００３４】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。例えば、前述された実施例は長さ
８の符号という観点で議論されているが、８より多いサ
ブチャネル、例えば１６のサブチャネルを用いるシステ
ムにおいては８の倍数が利用される。そのようなシステ
ムにおいては、長さ８のいくつかの符号がインターリー
ブされ、チャネルを介して送出される情報が変調され
る。このインターリーブは、奇数番チャネルにたいして
ある符号を用い、偶数番チャネルに対して別の符号を用
いることにより実現される。別の例として、長さ２nの
符号の場合には、（ｎ＋１）個の符号化された位相φi
が存在し、これらが符号全体あるいは交互要素等々に適
用される。よって、符号化及び復号化は、相異なった個
数の位相φlを有するという点を除いて長さ８の符号の
場合と同様である。さらに別の例として、本発明の原理
に従った相補符号の利用は、ＯＦＤＭシステムにおける
ＰＡＰ低減のみならず、前方誤差修正（forward errorc
orrection）に対しても適用可能である。さらに、転送
レートのフォールバック（符号長を増大させる（例えば
長さ８の符号の代わりに長さ１６あるいは３２の符号を
用いる）ことあるいは位相数を低減する（例えば８−Ｐ
ＳＫの代わりにＢＰＳＫを用いる）ことによってカバレ
ージを増大してデータレートを低減すること）を行なう
ことも可能である。
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。例えば、前述された実施例は長さ
８の符号という観点で議論されているが、８より多いサ
ブチャネル、例えば１６のサブチャネルを用いるシステ
ムにおいては８の倍数が利用される。そのようなシステ
ムにおいては、長さ８のいくつかの符号がインターリー
ブされ、チャネルを介して送出される情報が変調され
る。このインターリーブは、奇数番チャネルにたいして
ある符号を用い、偶数番チャネルに対して別の符号を用
いることにより実現される。別の例として、長さ２nの
符号の場合には、（ｎ＋１）個の符号化された位相φi
が存在し、これらが符号全体あるいは交互要素等々に適
用される。よって、符号化及び復号化は、相異なった個
数の位相φlを有するという点を除いて長さ８の符号の
場合と同様である。さらに別の例として、本発明の原理
に従った相補符号の利用は、ＯＦＤＭシステムにおける
ＰＡＰ低減のみならず、前方誤差修正（forward errorc
orrection）に対しても適用可能である。さらに、転送
レートのフォールバック（符号長を増大させる（例えば
長さ８の符号の代わりに長さ１６あるいは３２の符号を
用いる）ことあるいは位相数を低減する（例えば８−Ｐ
ＳＫの代わりにＢＰＳＫを用いる）ことによってカバレ
ージを増大してデータレートを低減すること）を行なう
ことも可能である。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、デ
ジタル通信システムにおいて低いＰＡＰレシオを実現す
るデータ変調方式が提供される。直交周波数分割多重化
（ＯＦＤＭ）システムにおける情報の符号化／伝送が、
相補符号及びそれぞれのデータ語を表現する振幅変調の
相異なったパターンを用いることによって増大させられ
る。より詳細に述べれば、相補符号は位相ベクトルに変
換され、選択されたパターンによって変調される。その
結果は、それぞれのキャリア信号を変調する目的で利用
される。その後、変調されたキャリア信号はレシーバ宛
に送出され、レシーバは受信した信号を復号化して符号
化された情報を回復する。
ジタル通信システムにおいて低いＰＡＰレシオを実現す
るデータ変調方式が提供される。直交周波数分割多重化
（ＯＦＤＭ）システムにおける情報の符号化／伝送が、
相補符号及びそれぞれのデータ語を表現する振幅変調の
相異なったパターンを用いることによって増大させられ
る。より詳細に述べれば、相補符号は位相ベクトルに変
換され、選択されたパターンによって変調される。その
結果は、それぞれのキャリア信号を変調する目的で利用
される。その後、変調されたキャリア信号はレシーバ宛
に送出され、レシーバは受信した信号を復号化して符号
化された情報を回復する。
【００３６】特定の位相変調に従って修正されたいわゆ
る相補符号化を用いることによって前記課題が解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。このようにし
て、デジタル通信システムにおいて伝送されるデータの
変調を改善できた。
る相補符号化を用いることによって前記課題が解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。このようにし
て、デジタル通信システムにおいて伝送されるデータの
変調を改善できた。
【図１】 本発明の原理に従って配置されたトランスミ
ッタ及びレシーバより構成される無線システムを示すブ
ロック図。
ッタ及びレシーバより構成される無線システムを示すブ
ロック図。
【図２】 図１に示されたレシーバをより詳細に示すブ
ロック図。
ロック図。
２５ データビット源 ３０ エンコーダ ４０ 逆ＦＦＴ ４５ Ｄ／Ａコンバータ ５０ ＲＦトランスミッタ ５５ アンテナ ５６ アンテナ １００ ＯＦＤＭトランスミッタ ２００ ＯＦＤＭレシーバ ２３０ デコーダ ２４０ ＦＦＴ ２４５ Ａ／Ｄコンバータ ２５０ ＲＦ部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 審査官 高野 洋 (56)参考文献 特開 平10−84330（ＪＰ，Ａ) Ｔ．Ａ．Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ，Ａ. Ｅ．Ｊｏｎｅｓ，”ＭＩＮＩＭＩＳＡＴ ＩＯＮ ＯＦ ＴＨＥ ＰＥＡＫ ＴＯ ＭＥＡＮ ＥＮＶＥＬＯＰＥ ＰＯＷ ＥＲ ＲＡＴＩＯ ＯＦ ＭＵＬＴＩＣ ＡＲＲＩＥＲ ＴＲＡＮＳＭＩＳＳＩＯ Ｎ ＳＣＨＥＭＥＳ ＢＹ．．．”，Ｐ ＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ ＯＦ ＴＨＥ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯ ＧＹ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ，1995 Ｉ ＥＥＥ 45ｔｈ，米国，1995年 ７月25 日，Ｖｏｌ．２，ｐ．825−829 Ａ．Ｅ．Ｊｏｎｅｓ，Ｔ．Ａ．Ｗｉｌ ｋｉｎｓｏｎ，Ｓ．Ｋ．Ｂａｒｔｏ ｎ，”Ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃ ｈｅｍｅ ｆｏｒ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ ｐｅａｋ ｔｏ ｍｅａｎ ｅ ｎｖｅｌｏｐｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉ ｏ ｏｆ ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅ ｒ．．．”，ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＬＥＴＴＥＲＳ，1994年12月 ８日，Ｖ ｏｌ．30，ｎｏ．25，ｐ．2098−2099 Ｓ．Ｊ．Ｓｈｅｐｈｅｒｄ，Ｐ．Ｗ. Ｊ．Ｖａｎ Ｅｅｔｖｅｒｔ，Ｃ．Ｗ. Ｗｙａｔｔ Ｍｉｌｌｉｎｇｔｏｎ, Ｓ．Ｋ．Ｂａｒｔｏｎ，”Ｓｉｍｐｌｅ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ ｐｅａｋ ｆａｃｔｏｒ ｉｎ ＱＰＳＫ ｍｕｌｔｉｃａｒｒ ｉｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ”，ＥＬ ＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＬＥＴＴＥＲＳ, 1995年 ６月 ６日，Ｖｏｌ．31 Ｎ ｏ．14，ｐ．1131−1132 落合秀樹，今井秀樹，“包絡線変動制 限下における直交マルチキャリア信号の ための誤り訂正符号”，1997年電子情報 通信学会総合大会講演論文集，日本，社 団法人電子情報通信学会，1997年 ３月 ６日，通信１，ｐ．508 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (19)
- 【請求項１】 レシーバへ伝送されるデータを符号化す
る方法において、該方法は、所定数のビットのカーネル
符号を選択し、かつ対応する相補符号を生成するために
所定の変換の関数として前記ビットの各々に対して個別
の位相回転を適用するステップと、 複数の振幅パターンのうちの１つを、符号化されるべき
一連のビットのうちの第１のグループのビットの関数と
して、選択するステップとからなり、該複数の振幅パタ
ーンの各々は少なくとも２つの要素からなる所定のパタ
ーンによって規定されており、該方法はさらに、 前記一連のビット形成するビットのうちの残りのグルー
プを前記位相回転の各々に割り当てるステップと、 前記相補符号を位相ベクトルに変換するステップと、 前記位相ベクトルの各々を前記選択された振幅パターン
を形成する要素のうちの対応するものに関連付けるステ
ップと、 得られたベクトルの対応するものを使用してキャリア信
号を変調しかつ変調されたキャリア信号をレシーバへ伝
送するステップとを備えることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記方法が、さらに、前記少なくとも２
つの要素の各々の値を該値の２乗和が２に等しくなるよ
うに選択するステップを有することを特徴とする請求項
１記載の方法。 - 【請求項３】 前記所定の変換は、前記個別の位相回転
の個数に対応する所定数の行及び前記個別の位相回転の
個数に対応する所定数の列からなり、前記適用ステップ
は、該列を規定する位相回転を前記ビットの対応するも
のに適用して前記ベクトルを形成するステップを含むこ
とを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 前記割り当てるステップが、グレイスケ
ール符号化に従って前記ビットグループの各々を対応す
る位相角として符号化するステップと、前記符号化され
た位相角を前記相補符号を構成している前記位相角のう
ちの所定のものと関連付けるステップとを有することを
特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項５】 前記位相角の各々が対応する位相コンス
テレーションに関連付けられており、該方法はさらに、
前記選択したパターンが選択されたグループのパターン
の１つであることに応答して、該位相角の所定のもの
を、位相角の他のものに各々関連付けられた位相コンス
テレーションに関連付けるステップを備えることを特徴
とする請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 前記方法が、さらに、前記レシーバにお
いて、前記トランスミッタによって送出された変調済み
信号よりなる複合信号を受信しかつ前記受信した複合信
号の関数として前記ベクトルの個々のものを再生するス
テップと、 前記受信されたベクトルに係る振幅パターンと比較され
た場合に相関値の絶対値の最大を与える一つのパターン
テンプレートを前記選択されたパターンであると識別す
るステップと、 前記識別に応答して、（ａ）前記選択されたパターンに
よって表現されるビットグループ及び（ｂ）前記選択さ
れたパターンに関連付けられている位相コンステレーシ
ョンを識別するステップとを有することを特徴とする請
求項１記載の方法。 - 【請求項７】 前記位相コンステレーションが、４−Ｐ
ＳＫ及び８−ＰＳＫを含むことを特徴とする請求項６記
載の方法。 - 【請求項８】 前記方法が、さらに、前記カーネル符号
を前記再生されたベクトルに適用するステップと、 前記生成されたベクトルを構成する要素対から複数個の
ベクトルを生成するステップとを備え、前記要素対中の
各々の一方の要素は複素共役が取られていて前記対応す
る要素対の他方の要素から減算されており、前記要素よ
りなる前記対の生成は所定の行列の内容に従って実行さ
れており、該方法はさらに、 前記ベクトルのそれぞれを構成する前記減算結果の各々
の関数として前記位相回転のうちの各々を導出するステ
ップを備え、前記ベクトルは、前記位相回転の各々に関
連付けられおり、該方法はさらに、 対応するベクトルに関連付けられていない位相回転の各
々を前記導出された位相回転及びその位相回転によって
その一部が構成されている相補符号の関数として導出す
るステップを備えることを特徴とする請求項６記載の方
法。 - 【請求項９】 前記方法が、さらに、前記レシーバにお
いて、前記トランスミッタによって送出された変調済み
信号よりなる複合信号を受信しかつ該受信した複合信号
の関数として前記ベクトルの個々のものを再生するステ
ップと、 前記カーネル符号を前記再生されたベクトルに適用する
ステップと、 前記生成されたベクトルを構成する要素対から複数個の
ベクトルを生成するステップとを備え、前記要素対中の
各々の一方の要素は複素共役が取られていて前記対応す
る要素対の他方の要素から減算されており、前記要素よ
りなる前記対の生成は所定の行列の内容に従って実行さ
れており、該方法はさらに、 前記ベクトルのそれぞれを構成する前記減算結果の各々
の関数として前記位相回転のうちの各々を導出するステ
ップを備え、前記ベクトルは、前記位相回転の各々に関
連付けられており、該方法はさらに、 対応するベクトルに関連付けられていない位相回転の各
々を前記導出された位相回転及びその位相回転によって
その一部が構成されている相補符号の関数として導出す
るステップを備えることを特徴とする請求項１記載の方
法。 - 【請求項１０】 前記方法が、さらに、それぞれ前記導
出された位相回転に関連付けられているビットグループ
を識別するステップを有することを特徴とする請求項８
記載の方法。 - 【請求項１１】 レシーバへ伝送されるデータを符号化
する方法において、該方法が、複数個のデータ語の一つ
を複数個の振幅パターンのうちの選択される一つによっ
て表現するステップと、 前記データ語のうちの残りのものをそれぞれコンステレ
ーションシンボルに符号化するステップとを備え、前記
振幅パターンのうちのいづれの一つが前記データ語の前
記一つを表現するかに基づいて、前記シンボルのうちの
所定のものが前記シンボルのうちの他のものに係る位相
コンステレーションよりも小さい位相コンステレーショ
ンに関連付けらており、該方法がさらに、 選択されたカーネル符号と前記コンステレーションシン
ボルに係る所定の変換行列との関数として複数個の相補
符号を生成しかつ前記相補符号を前記複数個の振幅パタ
ーンのうちの前記一つを構成する対応する要素によって
変調するステップと、 複数個のキャリア信号を前記振幅変調済み相補符号のう
ちのそれぞれを表現するベクトルによって変調しかつ前
記変調されたキャリア信号をレシーバへ伝送するステッ
プとを備えることを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 前記変換行列が、前記コンステレーシ
ョンシンボルの前記個数に対応する個数の行及び前記相
補符号の前記個数に対応する個数の列を有していること
を特徴とする請求項１１記載の方法。 - 【請求項１３】 前記符号化ステップが、前記データ語
のうちの前記残りのものを、グレイスケール符号化に従
って、それぞれの位相角に符号化するステップと、 前記符号化された位相角を前記コンステレーションシン
ボルのうちの所定のものに関連付けるステップとを備え
ることを特徴とする請求項１１記載の方法。 - 【請求項１４】 前記方法が、さらに、前記レシーバに
おいて、前記トランスミッタによって送出された変調済
み信号よりなる複合信号を受信し、かつ前記受信した複
合信号の関数として前記ベクトルの個々のものを再生す
るステップと、 前記ベクトルの各々に係る振幅パターンと比較された場
合に相関値の絶対値の最大を与える、複数のパターンテ
ンプレートのうちの１つを、前記データ語を表現してい
るパターンであると識別するステップと、 前記識別に応答して、（ａ）前記識別されたパターンに
よって表現されるデータ語及び（ｂ）前記識別されたパ
ターンに関連付けられている特定の位相コンステレーシ
ョンを識別するステップとを備えることを特徴とする請
求項１１記載の方法。 - 【請求項１５】 前記方法が、さらに、前記レシーバに
おいて、前記相補符号の個々のものを表現するベクトル
要素を生成するために選択されたカーネル符号を前記再
生されたベクトルに対して適用するステップと、 所定の符号化行列に従って前記ベクトル要素よりなる対
を生成しかつ前記対の個々のものを前記コンステレーシ
ョンシンボルのそれぞれのものに対して関連付けるステ
ップとを備え、前記対の各々における一方のベクトル要
素は複素共役が取られていてそれぞれの対の他方のベク
トル要素から減算されており、 前記ベクトル要素の対の関連付けられたものから得られ
た減算結果の関数として、前記コンステレーションシン
ボルの個々のものを導出するステップと、 前記導出されたコンステレーションシンボルの関数とし
て関連付けられていない各コンステレーションシンボル
とそのコンステレーションシンボルによってその一部が
構成されている相補符号とを導出するステップとを備え
ることを特徴とする請求項１４記載の方法。 - 【請求項１６】 前記コンステレーションシンボルが対
応する位相角を表現しており、前記減算結果の関数とし
て前記導出するステップが前記減算結果の各々に対する
角度を決定するステップと、前記決定された角度を前記
位相角のうちの最近接のものすなわち前記コンステレー
ションシンボルのうちの対応するものに関連付けるステ
ップとを備えることを特徴とする請求項１５記載の方
法。 - 【請求項１７】 前記方法が、さらに、前記導出された
コンステレーションシンボルに各々関連付けられている
前記データ語を識別するステップを備えることを特徴と
する請求項１５記載の方法。 - 【請求項１８】 符号化されたデータをレシーバへ送出
するトランスミッタにおいて、該トランスミッタが、多
数のデータ語のうち１つを表現するために複数の振幅パ
ターンのうちの１つを選択しかつ前記データ語のうちの
残りのものをそれぞれのコンステレーションシンボルに
符号化する符号器を備え、振幅パターンのうちのいずれ
が前記シンボルの前記一つを表現するかに基づいて、前
記符号器は、前記シンボルのうちの特定の１つを、該シ
ンボルのうちの他のものの位相コンステレーションより
小さい位相コンステレーションに関連付けており、該ト
ランスミッタはさらに、 選択されたカーネル符号と前記コンステレーションシン
ボルの所定の変換行列との関数として複数個の相補符号
を生成しかつ該複数個の相補符号を前記複数個の振幅パ
ターンのうちの前記一つを構成している対応する要素で
変調する生成器と、 前記振幅変調された相補符号の各々を表現しているベク
トルによって複数個のキャリア信号を変調しかつ次い
で、対象のレシーバへ変調キャリア信号を送信する変調
器とを備えることを特徴とするトランスミッタ。 - 【請求項１９】 トランスミッタから受信した符号化済
みデータを受信するレシーバにおいて、該レシーバが、
前記トランスミッタによって送出された複数個の信号よ
りなる複合信号を受信しかつ前記受信した複合信号の関
数として個々の信号ベクトルを再生する装置を備え、前
記信号ベクトルはそれぞれの振幅を有しており、前記振
幅は特定のデータ語を表現する所定のパターンを形成し
ており、該装置は、（ｂ）前記それぞれの振幅パターン
と比較された場合に相関値の絶対値の最大を与える一つ
のパターンテンプレートを前記特定のデータ語を表現し
ているパターンとして選択し、（ｃ）その選択に応答し
て、いずれかの位相コンステレーションが前記選択され
たパターンに関連付けれらているかを識別しており、 該装置は、前記相補符号の個々のものを表現しているベ
クトル要素を生成するために前記再生されたベクトルに
対して所定のカーネル符号を適用し、所定の符号化行列
に従って前記ベクトル要素対を生成し、前記要素対のう
ちの個別のものをコンステレーションシンボルのうちの
それぞれに対して関連付ける装置を備え、前記対の各々
うちの一方のベクトル要素は複素共役が取られて前記一
方のベクトル要素はそれぞれのベクトル要素対の他方の
要素から減算されており、 該装置は次いで、 （ｉ）前記ベクトル要素対のうちの関連するものから得
られた減算結果の関数として前記コンステレーションシ
ンボルのうちの個々のものを決定し、そして、 （ii）前記対のいずれに対しても関連付けられていない
コンステレーションシンボルの各々を前記導出されたコ
ンステレーションシンボルとそのコンステレーションシ
ンボルによって一部が構成されている相補符号との関数
として決定することを特徴とするレシーバ。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/707,692 US5841813A (en) | 1996-09-04 | 1996-09-04 | Digital communications system using complementary codes and amplitude modulation |
| US08/707692 | 1996-09-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10107762A JPH10107762A (ja) | 1998-04-24 |
| JP3333433B2 true JP3333433B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=24842759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23954497A Expired - Lifetime JP3333433B2 (ja) | 1996-09-04 | 1997-09-04 | データ処理方法、トランスミッタ、及びレシーバ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5841813A (ja) |
| EP (1) | EP0828365B1 (ja) |
| JP (1) | JP3333433B2 (ja) |
| KR (1) | KR100278428B1 (ja) |
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| IL (1) | IL121677A (ja) |
| NO (1) | NO974002L (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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