JPH10107762A - データ処理方法、トランスミッタ、及びレシーバ - Google Patents
データ処理方法、トランスミッタ、及びレシーバInfo
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- JPH10107762A JPH10107762A JP9239544A JP23954497A JPH10107762A JP H10107762 A JPH10107762 A JP H10107762A JP 9239544 A JP9239544 A JP 9239544A JP 23954497 A JP23954497 A JP 23954497A JP H10107762 A JPH10107762 A JP H10107762A
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
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- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタル通信システムにおいて伝送されるデ
ータの変調を改善する。 【解決手段】 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シス
テムにおける情報の符号化／伝送が、相補符号及びそれ
ぞれのデータ語を表現する振幅変調の相異なったパター
ンを用いることによって増大させられる。より詳細に述
べれば、相補符号は位相ベクトルに変換され、選択され
たパターンによって変調される。その結果は、それぞれ
のキャリア信号を変調する目的で利用される。その後、
変調されたキャリア信号はレシーバ宛に送出され、レシ
ーバは受信した信号を復号化して符号化された情報を回
復する。
ータの変調を改善する。 【解決手段】 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シス
テムにおける情報の符号化／伝送が、相補符号及びそれ
ぞれのデータ語を表現する振幅変調の相異なったパター
ンを用いることによって増大させられる。より詳細に述
べれば、相補符号は位相ベクトルに変換され、選択され
たパターンによって変調される。その結果は、それぞれ
のキャリア信号を変調する目的で利用される。その後、
変調されたキャリア信号はレシーバ宛に送出され、レシ
ーバは受信した信号を復号化して符号化された情報を回
復する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル通信システ
ムにおいて伝送されるデータの変調に関する。
ムにおいて伝送されるデータの変調に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を用
いるシステムにおいては、ｋＮビットよりなる一群のデ
ータが、通常、ある種の形態のクワドラチャ振幅変調を
用いるＮ個のサブチャネルを介して、各サブチャネル毎
にｋビットずつ同時に送出される。ビットレートを一定
に保ったままＮを充分に大きくすると、各々のサブチャ
ネルにおけるシンボル間の干渉は最小になるが、依然と
してナローバンドフェージングの影響を受けてしまう。
さらに、ＯＦＤＭシステムにおいて、各々サブチャネル
を規定するＮ個の正弦波信号を伝送目的で同一の位相を
有するように組み合わせた場合には、単一シンボルの伝
送において用いられる平均パワーレベルよりＮ倍大きい
ピーク−平均パワー（ＰＡＰ）レシオが生成される。こ
のために、ＯＦＤＭトランスミッタは、ＰＡＰレシオに
対応する大きな”バックオフ”を有するリニアパワーア
ンプを用いなければならない。それゆえ、この技術に係
る不利な点であるが、ＰＡＰレシオが増大するにつれて
効率が低下してしまう。この問題は、電力効率が重要な
問題である携帯機器においてＯＦＤＭが用いられる場合
に特に厳しいものとなる。
いるシステムにおいては、ｋＮビットよりなる一群のデ
ータが、通常、ある種の形態のクワドラチャ振幅変調を
用いるＮ個のサブチャネルを介して、各サブチャネル毎
にｋビットずつ同時に送出される。ビットレートを一定
に保ったままＮを充分に大きくすると、各々のサブチャ
ネルにおけるシンボル間の干渉は最小になるが、依然と
してナローバンドフェージングの影響を受けてしまう。
さらに、ＯＦＤＭシステムにおいて、各々サブチャネル
を規定するＮ個の正弦波信号を伝送目的で同一の位相を
有するように組み合わせた場合には、単一シンボルの伝
送において用いられる平均パワーレベルよりＮ倍大きい
ピーク−平均パワー（ＰＡＰ）レシオが生成される。こ
のために、ＯＦＤＭトランスミッタは、ＰＡＰレシオに
対応する大きな”バックオフ”を有するリニアパワーア
ンプを用いなければならない。それゆえ、この技術に係
る不利な点であるが、ＰＡＰレシオが増大するにつれて
効率が低下してしまう。この問題は、電力効率が重要な
問題である携帯機器においてＯＦＤＭが用いられる場合
に特に厳しいものとなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記のような
問題を解決して、デジタル通信システムにおいて伝送さ
れるデータの変調を改善することを目的とする。
問題を解決して、デジタル通信システムにおいて伝送さ
れるデータの変調を改善することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前述の従来技術に係る問
題は、本発明に係る、特定の位相変調に従って修正され
たいわゆる相補符号化を用いることによって解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。送出された信
号を受信するレシーバは、Ｎ個のキャリアを高速フーリ
エ変換によって復調し、各々Ｎ個の位相、すなわち入力
データ、を規定するＮ個のベクトルを生成する。ある個
数、例えば３個、のキャリア信号が伝送の間に失われた
場合においても、入力データは本発明の一側面に従って
回復され得る。符号化される、すなわちレシーバ宛に送
出されるビット数は、本発明の一側面に従って、例えば
振幅変調のような別の形態の変調を相補符号化と組み合
わせることによって増大させられる。この際には、本発
明の別の側面に従って、前記別の形態の変調は、ビット
の特定の組み合わせがそれぞれ振幅パターンのあるもの
にしたがって符号化されるように、相異なった振幅パタ
ーンとして実現される。
題は、本発明に係る、特定の位相変調に従って修正され
たいわゆる相補符号化を用いることによって解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。送出された信
号を受信するレシーバは、Ｎ個のキャリアを高速フーリ
エ変換によって復調し、各々Ｎ個の位相、すなわち入力
データ、を規定するＮ個のベクトルを生成する。ある個
数、例えば３個、のキャリア信号が伝送の間に失われた
場合においても、入力データは本発明の一側面に従って
回復され得る。符号化される、すなわちレシーバ宛に送
出されるビット数は、本発明の一側面に従って、例えば
振幅変調のような別の形態の変調を相補符号化と組み合
わせることによって増大させられる。この際には、本発
明の別の側面に従って、前記別の形態の変調は、ビット
の特定の組み合わせがそれぞれ振幅パターンのあるもの
にしたがって符号化されるように、相異なった振幅パタ
ーンとして実現される。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例に従って、所望
の長さ、例えば８符号分の長さの相補符号のセットすな
わちシーケンスが、所望の長さを有する所謂カーネルか
ら始めて生成される。長さ８の符号を生成するために利
用可能なカーネルは、｛１１１−１１１−１１｝という
数列である。（カーネルを生成する方法は、M.J.E.Gola
y, "Complementary Series", IRE Transactions on Inf
ormation Theory, vol.IT-7, pp.82-87(1961.4)という
論文において議論されている。当該論文は本発明の参照
論文である。）ひとたび特定のカーネルが選択される
と、独立した位相回転がその選択されたカーネルを構成
する各々の要素（ビット）に適用される。このことは、
例えば８列よりなり、各々の列が所定の個数、例えば４
つの位相φ1、φ2、φ3及びφ4、のうちの個別の一つよ
りなる相異なったグループを有しているような特定の変
換、例えば
の長さ、例えば８符号分の長さの相補符号のセットすな
わちシーケンスが、所望の長さを有する所謂カーネルか
ら始めて生成される。長さ８の符号を生成するために利
用可能なカーネルは、｛１１１−１１１−１１｝という
数列である。（カーネルを生成する方法は、M.J.E.Gola
y, "Complementary Series", IRE Transactions on Inf
ormation Theory, vol.IT-7, pp.82-87(1961.4)という
論文において議論されている。当該論文は本発明の参照
論文である。）ひとたび特定のカーネルが選択される
と、独立した位相回転がその選択されたカーネルを構成
する各々の要素（ビット）に適用される。このことは、
例えば８列よりなり、各々の列が所定の個数、例えば４
つの位相φ1、φ2、φ3及びφ4、のうちの個別の一つよ
りなる相異なったグループを有しているような特定の変
換、例えば
【数１】 を用いることによって実現される。
【０００６】各々の列を構成している位相角（本明細書
においてはコンステレーションシンボルあるいは単にシ
ンボルとも呼称される）φlは、カーネルの要素に適用
され、以下の表式で示されるような相補符号を構成す
る：
においてはコンステレーションシンボルあるいは単にシ
ンボルとも呼称される）φlは、カーネルの要素に適用
され、以下の表式で示されるような相補符号を構成す
る：
【数２】
【０００７】相補符号を構成するベクトルは対応する出
力位相θ1からθ8によって表現され、式（１）に従って
導出された以下の変換によって構成される：
力位相θ1からθ8によって表現され、式（１）に従って
導出された以下の変換によって構成される：
【数３】
【０００８】８個の位相θ1からθ8は、以下に議論され
ているように、従来技術に係るＯＦＤＭシステムと同
様、各々８個のＯＦＤＭサブキャリアを変調する目的で
使用される。
ているように、従来技術に係るＯＦＤＭシステムと同
様、各々８個のＯＦＤＭサブキャリアを変調する目的で
使用される。
【０００９】詳細に述べれば、図１に示された、本発明
の原理を実現するＯＦＤＭトランスミッタ１００は、エ
ンコーダ回路３０を介してデータビット源２５からデー
タビットストリームを受信する。エンコーダ回路３０
は、例えば従来技術に係るデジタルシグナルプロセッサ
であるが、受信されたデータストリームを各々１２ビッ
トよりなる一連のグループに分割し、そのように構成さ
れたグループを内部メモリ（図示せず）にストアする。
その後、エンコーダ回路３０は、内部メモリからストア
されたデータビットグループを読み出し、そのデータビ
ットを本発明の原理に従って符号化し、その結果を高速
フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）プロセッサ４０に供給す
る。より詳細に述べれば、エンコーダ回路３０は、内部
メモリから読み出した１２ビットよりなるグループを、
例えば従来技術に係る８−ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）において通常なされているように、４つの８−ＰＳ
Ｋ位相にまず符号化する。例えば、３ビットよりなるサ
ブグループ（本明細書においてはデータワードとも呼称
される）が、所謂グレイスケール変換を用いて８−ＰＳ
Ｋに変換される。例えばサブグループ０，０，０が０に
符号化され、０，０，１がπ／４に変換され、０，１，
１がπ／２に変換される等々である。この様子は、以下
の表に示されている：
の原理を実現するＯＦＤＭトランスミッタ１００は、エ
ンコーダ回路３０を介してデータビット源２５からデー
タビットストリームを受信する。エンコーダ回路３０
は、例えば従来技術に係るデジタルシグナルプロセッサ
であるが、受信されたデータストリームを各々１２ビッ
トよりなる一連のグループに分割し、そのように構成さ
れたグループを内部メモリ（図示せず）にストアする。
その後、エンコーダ回路３０は、内部メモリからストア
されたデータビットグループを読み出し、そのデータビ
ットを本発明の原理に従って符号化し、その結果を高速
フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）プロセッサ４０に供給す
る。より詳細に述べれば、エンコーダ回路３０は、内部
メモリから読み出した１２ビットよりなるグループを、
例えば従来技術に係る８−ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）において通常なされているように、４つの８−ＰＳ
Ｋ位相にまず符号化する。例えば、３ビットよりなるサ
ブグループ（本明細書においてはデータワードとも呼称
される）が、所謂グレイスケール変換を用いて８−ＰＳ
Ｋに変換される。例えばサブグループ０，０，０が０に
符号化され、０，０，１がπ／４に変換され、０，１，
１がπ／２に変換される等々である。この様子は、以下
の表に示されている：
【数４】
【００１０】エンコーダ回路３０は、グループ内のデー
タビットよりなる４つのサブグループをコンステレーシ
ョンシンボルφiのそれぞれに関連付ける。より詳細に
述べれば、エンコーダ３０は、ビットグループのうちの
３ビットよりなる第一サブグループをシンボルφ1に関
連付け、３ビットよりなるその次の（第二）サブグルー
プをシンボルφ2に関連付ける等々である。例えば、以
下のビット列、１１１０１０１００００１、よりなるグ
ループを仮定する。メモリ内にストアされた前述された
変換テーブルに基づいたサブグループ符号化及びφiシ
ンボル関連付けは以下のようになる：
タビットよりなる４つのサブグループをコンステレーシ
ョンシンボルφiのそれぞれに関連付ける。より詳細に
述べれば、エンコーダ３０は、ビットグループのうちの
３ビットよりなる第一サブグループをシンボルφ1に関
連付け、３ビットよりなるその次の（第二）サブグルー
プをシンボルφ2に関連付ける等々である。例えば、以
下のビット列、１１１０１０１００００１、よりなるグ
ループを仮定する。メモリ内にストアされた前述された
変換テーブルに基づいたサブグループ符号化及びφiシ
ンボル関連付けは以下のようになる：
【数５】
【００１１】その後、エンコーダ回路３０は、前述され
たθiに関する変換に従って、θ1からθ8を生成する。
例えば、前述されているようにθ1＝φ1＋φ2＋φ3＋φ
4であるため、上記例に関してはθ1＝５π／４＋３π／
４＋７π／４＋π／４となる。同様に、θ2＝５π／４
＋７π／４＋π／４、θ3＝５π／４＋３π／４＋π／
４等々である。ここで、相異なった組み合わせの１２ビ
ット、例えば０００１０１１１００１１、を有するサブ
グループに関してはシンボルφ1からφ4の値は相異なる
ことに留意されたい。しかしながら、シンボルφ1は、
その値の如何によらずビットグループの第一サブグルー
プに関連付けられており、同様にシンボルφ4はビット
グループの最終サブグループに関連付けられていること
にも留意されたい。エンコーダ回路３０は、θ1からθ8
までの８つの位相の生成を完了すると、これらの位相の
値をＩＦＦＴプロセッサ４０に供給する。ＩＦＦＴプロ
セッサ４０は、例えば従来技術に係るデジタルシグナル
プロセッサ（ＤＳＰ）である。さらに述べれば、エンコ
ーダ３０の機能をインプリメントするＤＳＰは、ＩＦＦ
Ｔ４０の機能をもインプリメントするようにプログラム
され得る。より詳細に述べれば、ＩＦＦＴプロセッサ４
０は、高速フーリエ逆変換を用いて、データを時間ドメ
インから周波数ドメインへ変換し、対応する位相ベクト
ルを生成する。次に、プロセッサ４０は、θ1からθ8を
によって構成された８つの位相ベクトルの値を用いて、
複数個（この場合では８個の）のそれぞれのデジタルキ
ャリアを変調する。すなわち、ＩＦＦＴプロセッサ４０
は、キャリアi（チャネルi）を対応する位相ベクトルθ
iの値を用いて変調する。その後、ＩＦＦＴプロセッサ
４０は、前記変調の結果を従来技術に係るＤ／Ａコンバ
ータ回路４５宛に出力し、Ｄ／Ａコンバータ回路４５は
ＩＦＦＴプロセッサ４０から受信したデジタル信号をア
ナログ信号に変換する。このアナログ信号はＲＦトラン
スミッタ５０に供給され、ＲＦトランスミッタ５０はそ
のアナログ信号によってＲＦキャリア、例えば５．２Ｇ
Ｈｚキャリア、を変調し、その結果を、例えばレシーバ
２００等の無線タイプのレシーバ宛に伝送するために、
アンテナ５５に供給する。その後、エンコーダ回路３０
（ＯＦＤＭトランスミッタ１００）は、前記内部メモリ
にストアされた次のデータビットグループに対して同様
の処理を行なう。
たθiに関する変換に従って、θ1からθ8を生成する。
例えば、前述されているようにθ1＝φ1＋φ2＋φ3＋φ
4であるため、上記例に関してはθ1＝５π／４＋３π／
４＋７π／４＋π／４となる。同様に、θ2＝５π／４
＋７π／４＋π／４、θ3＝５π／４＋３π／４＋π／
４等々である。ここで、相異なった組み合わせの１２ビ
ット、例えば０００１０１１１００１１、を有するサブ
グループに関してはシンボルφ1からφ4の値は相異なる
ことに留意されたい。しかしながら、シンボルφ1は、
その値の如何によらずビットグループの第一サブグルー
プに関連付けられており、同様にシンボルφ4はビット
グループの最終サブグループに関連付けられていること
にも留意されたい。エンコーダ回路３０は、θ1からθ8
までの８つの位相の生成を完了すると、これらの位相の
値をＩＦＦＴプロセッサ４０に供給する。ＩＦＦＴプロ
セッサ４０は、例えば従来技術に係るデジタルシグナル
プロセッサ（ＤＳＰ）である。さらに述べれば、エンコ
ーダ３０の機能をインプリメントするＤＳＰは、ＩＦＦ
Ｔ４０の機能をもインプリメントするようにプログラム
され得る。より詳細に述べれば、ＩＦＦＴプロセッサ４
０は、高速フーリエ逆変換を用いて、データを時間ドメ
インから周波数ドメインへ変換し、対応する位相ベクト
ルを生成する。次に、プロセッサ４０は、θ1からθ8を
によって構成された８つの位相ベクトルの値を用いて、
複数個（この場合では８個の）のそれぞれのデジタルキ
ャリアを変調する。すなわち、ＩＦＦＴプロセッサ４０
は、キャリアi（チャネルi）を対応する位相ベクトルθ
iの値を用いて変調する。その後、ＩＦＦＴプロセッサ
４０は、前記変調の結果を従来技術に係るＤ／Ａコンバ
ータ回路４５宛に出力し、Ｄ／Ａコンバータ回路４５は
ＩＦＦＴプロセッサ４０から受信したデジタル信号をア
ナログ信号に変換する。このアナログ信号はＲＦトラン
スミッタ５０に供給され、ＲＦトランスミッタ５０はそ
のアナログ信号によってＲＦキャリア、例えば５．２Ｇ
Ｈｚキャリア、を変調し、その結果を、例えばレシーバ
２００等の無線タイプのレシーバ宛に伝送するために、
アンテナ５５に供給する。その後、エンコーダ回路３０
（ＯＦＤＭトランスミッタ１００）は、前記内部メモリ
にストアされた次のデータビットグループに対して同様
の処理を行なう。
【００１２】相補符号を用いて符号化されるビット数
は、本発明の一側面に従って、振幅変調を相補符号化と
組み合わせて利用することによって大幅に増大させられ
る。詳細に述べれば、本発明の発明者は、相補対よりな
る互いに変化する要素に対して、符号化されたデータの
相補特性に影響を与えることなく、ある任意の定数を乗
ずることが出来ることを見い出した。さらに、｛ａ ｂ
−ａ ｂ｝という形態の相補符号に関して、相補符号
の要素に特定に振幅パターン、例えば｛ｃ ｄｄ ｃ
ｃ ｄ ｄ ｃ ｃ ｄ ｄ ｃ ．．．｝、｛ｃ ｃ
ｃ ｄ ｄｄ ｄ ｃ ｃ ｃ ｄ ｄ ．．．｝等
々、を乗ずることが可能である。よって、例えば長さ８
の相補符号には、３ビットの特定の組み合わせによって
符号化されるビットの数を増大させる目的で、以下に示
す振幅パターンのうちの一つを乗ずることが可能であ
る：
は、本発明の一側面に従って、振幅変調を相補符号化と
組み合わせて利用することによって大幅に増大させられ
る。詳細に述べれば、本発明の発明者は、相補対よりな
る互いに変化する要素に対して、符号化されたデータの
相補特性に影響を与えることなく、ある任意の定数を乗
ずることが出来ることを見い出した。さらに、｛ａ ｂ
−ａ ｂ｝という形態の相補符号に関して、相補符号
の要素に特定に振幅パターン、例えば｛ｃ ｄｄ ｃ
ｃ ｄ ｄ ｃ ｃ ｄ ｄ ｃ ．．．｝、｛ｃ ｃ
ｃ ｄ ｄｄ ｄ ｃ ｃ ｃ ｄ ｄ ．．．｝等
々、を乗ずることが可能である。よって、例えば長さ８
の相補符号には、３ビットの特定の組み合わせによって
符号化されるビットの数を増大させる目的で、以下に示
す振幅パターンのうちの一つを乗ずることが可能であ
る：
【数６】 ここで、ｐ1からｐ8は、例えば、それぞれデータビット
の組み合わせ０００、００１、０１０、０１１、１０
０、１０１、１１０、及び１１１である。よって、送出
されるべき付加データビットが、例えば０００であった
場合には、その外の１２ビットを符号化する、位相θ1
からθ8と共に送出される振幅パターンは
の組み合わせ０００、００１、０１０、０１１、１０
０、１０１、１１０、及び１１１である。よって、送出
されるべき付加データビットが、例えば０００であった
場合には、その外の１２ビットを符号化する、位相θ1
からθ8と共に送出される振幅パターンは
【数７】 のようになる。
【００１３】データビットの他の組み合わせに関して
は、振幅パターンと相補符号の送出される組み合わせは
以下のようになる：
は、振幅パターンと相補符号の送出される組み合わせは
以下のようになる：
【数８】
【００１４】振幅変調を用いて生成され得る符号の総数
はｋＮ／２に等しい。ここで、Ｎは符号の長さであり、
ｋは利用可能な振幅の値である。よって、最大−平均パ
ワーレシオを最大３ｄＢに保ちつつ、（ｌｏｇ2ｋ＋ｌ
ｏｇ2(Ｎ／２)）個の付加ビットが各ＯＦＤＭシンボル
当たりに符号化され得ることになる。この利点は、振幅
変調が周波数ドメインで実行されるのに対し、ＰＡＰが
時間ドメイン信号に係るものである、という事実に基づ
いている。
はｋＮ／２に等しい。ここで、Ｎは符号の長さであり、
ｋは利用可能な振幅の値である。よって、最大−平均パ
ワーレシオを最大３ｄＢに保ちつつ、（ｌｏｇ2ｋ＋ｌ
ｏｇ2(Ｎ／２)）個の付加ビットが各ＯＦＤＭシンボル
当たりに符号化され得ることになる。この利点は、振幅
変調が周波数ドメインで実行されるのに対し、ＰＡＰが
時間ドメイン信号に係るものである、という事実に基づ
いている。
【００１５】振幅及び位相の符号化を互いに独立にする
ことが出来れば、符号化されたシンボルの復号化もレシ
ーバ２００において独立して実行され得ることに留意さ
れたい。しかしながら、多重振幅相補符号間の最小距離
を低減する、よってシステム性能を向上させるために
は、振幅パターン及び相補符号の符号化／復号化は互い
にある程度依存しあわなければならない。この依存性
は、前述された８つの振幅変調パターンのそれぞれ特定
のものに係る位相の符号化を圧縮することによって実現
され得る。例えば、パターンｐ1、ｐ2、ｐ5及びｐ6に関
して、ある位相、例えばφ2、が、より小さい位相コン
ステレーション、例えば４−ＰＳＫコンステレーショ
ン、を有する符号変換に関連している一方、他の３つの
位相がより長い位相コンステレーション、例えば８−Ｐ
ＳＫコンステレーション、に関連している、という様式
である。パターンｐ3、ｐ4、ｐ7及びｐ8に関しては、別
の位相、例えばφ4、が、その他の位相共々同様に関連
付けられる。従って、１１個のデータビットがシンボル
φ1からφ4を用いて符号化され、付加された３ビットが
上記振幅パターンｐ1からｐ8のうちの一つを用いて符号
化される。（相異なった個数の付加ビットが符号化され
なければならない場合には、そのような場合を取り扱う
ために必要とされるパターンの個数がそれに従って調節
される。例えば、２ビットが付加される場合には、上記
パターンのうちの任意の４つ、例えばｐ1からｐ4が用い
られる。）
ことが出来れば、符号化されたシンボルの復号化もレシ
ーバ２００において独立して実行され得ることに留意さ
れたい。しかしながら、多重振幅相補符号間の最小距離
を低減する、よってシステム性能を向上させるために
は、振幅パターン及び相補符号の符号化／復号化は互い
にある程度依存しあわなければならない。この依存性
は、前述された８つの振幅変調パターンのそれぞれ特定
のものに係る位相の符号化を圧縮することによって実現
され得る。例えば、パターンｐ1、ｐ2、ｐ5及びｐ6に関
して、ある位相、例えばφ2、が、より小さい位相コン
ステレーション、例えば４−ＰＳＫコンステレーショ
ン、を有する符号変換に関連している一方、他の３つの
位相がより長い位相コンステレーション、例えば８−Ｐ
ＳＫコンステレーション、に関連している、という様式
である。パターンｐ3、ｐ4、ｐ7及びｐ8に関しては、別
の位相、例えばφ4、が、その他の位相共々同様に関連
付けられる。従って、１１個のデータビットがシンボル
φ1からφ4を用いて符号化され、付加された３ビットが
上記振幅パターンｐ1からｐ8のうちの一つを用いて符号
化される。（相異なった個数の付加ビットが符号化され
なければならない場合には、そのような場合を取り扱う
ために必要とされるパターンの個数がそれに従って調節
される。例えば、２ビットが付加される場合には、上記
パターンのうちの任意の４つ、例えばｐ1からｐ4が用い
られる。）
【００１６】特定の位相コンステレーションに基づい
て、望ましい振幅値ｃ及びｄが、相異なった符号語間の
幾何学的最小距離が最大になるように見い出される。例
えば、長さ８の３つの８−ＰＳＫ位相（１つの４−ＰＳ
Ｋ位相及び２つの振幅値）に関しては、それぞれ０．５
４１及び１．３０６である。これらの値は正規化されて
おり、符号語のべき乗（４（ｃ2＋ｄ2）＝８））が、振
幅変調のない、すなわちｃ＝ｄ＝１の場合の符号語のべ
き乗に等しくなっている。
て、望ましい振幅値ｃ及びｄが、相異なった符号語間の
幾何学的最小距離が最大になるように見い出される。例
えば、長さ８の３つの８−ＰＳＫ位相（１つの４−ＰＳ
Ｋ位相及び２つの振幅値）に関しては、それぞれ０．５
４１及び１．３０６である。これらの値は正規化されて
おり、符号語のべき乗（４（ｃ2＋ｄ2）＝８））が、振
幅変調のない、すなわちｃ＝ｄ＝１の場合の符号語のべ
き乗に等しくなっている。
【００１７】例えば、データビット列１０１１１０１０
１０００１０が関連するグループを形成していると仮定
する。本発明の原理に従って、このビット列の最初の３
ビットが、例えばパターンｐ6を用いて、振幅変調によ
り符号化される。残りのビット列、１１０１０１０００
１０は、サブグループ１１０、１０、１００、０１０を
形成する。（ここでは、第二のサブグループに２ビット
が関連している。なぜなら、前述されているように、パ
ターンｐ6に関してはシンボルφ2がより小さな位相コン
ステレーションでる４−ＰＳＫ符号化に関連しているか
らである。４−ＰＳＫ符号化は、よく知られているよう
に、２ビットの位相符号化に限定されている。振幅変調
パターンがｐ3、ｐ4、ｐ7およびｐ8のいずれかであった
場合には、前記ビット列１１０１０１０００１０は、１
１０、１０１、０００、１０のサブループを形成する。
この場合にはシンボルφ4が前述されているように４−
ＰＳＫ符号化に関連している。（４−ＰＳＫ符号化にお
いては、位相０、π／２、π及び３π／２は、通常ビッ
トの組み合わせ００、０１、１１及び１０をそれぞれ符
号化するために用いられる。））
１０００１０が関連するグループを形成していると仮定
する。本発明の原理に従って、このビット列の最初の３
ビットが、例えばパターンｐ6を用いて、振幅変調によ
り符号化される。残りのビット列、１１０１０１０００
１０は、サブグループ１１０、１０、１００、０１０を
形成する。（ここでは、第二のサブグループに２ビット
が関連している。なぜなら、前述されているように、パ
ターンｐ6に関してはシンボルφ2がより小さな位相コン
ステレーションでる４−ＰＳＫ符号化に関連しているか
らである。４−ＰＳＫ符号化は、よく知られているよう
に、２ビットの位相符号化に限定されている。振幅変調
パターンがｐ3、ｐ4、ｐ7およびｐ8のいずれかであった
場合には、前記ビット列１１０１０１０００１０は、１
１０、１０１、０００、１０のサブループを形成する。
この場合にはシンボルφ4が前述されているように４−
ＰＳＫ符号化に関連している。（４−ＰＳＫ符号化にお
いては、位相０、π／２、π及び３π／２は、通常ビッ
トの組み合わせ００、０１、１１及び１０をそれぞれ符
号化するために用いられる。））
【００１８】従って、エンコーダ３０は、１４ビットよ
りなるグループを読み出し、それらのビットを符号化し
て前述されているシンボルを生成し、適切な振幅パター
ンを選択する。前述の例に関しては、（前記）変換テー
ブル１及びそれぞれのシンボルの値を符号化する前記４
−ＰＳＫ符号化を用いて、
りなるグループを読み出し、それらのビットを符号化し
て前述されているシンボルを生成し、適切な振幅パター
ンを選択する。前述の例に関しては、（前記）変換テー
ブル１及びそれぞれのシンボルの値を符号化する前記４
−ＰＳＫ符号化を用いて、
【数９】 となる。
【００１９】その後、エンコーダ３０は、前述された方
法で相補符号θiを生成し、生成された相補符号を用い
て８個のＯＦＤＭサブキャリアiをそれぞれ変調する。
その後、８個のサブキャリアには、選択された振幅パタ
ーン、例えばパターンｐ6、を構成する振幅（要素）が
乗算される。その結果得られた振幅変調済み信号は、レ
シーバ２００宛に送出される。
法で相補符号θiを生成し、生成された相補符号を用い
て８個のＯＦＤＭサブキャリアiをそれぞれ変調する。
その後、８個のサブキャリアには、選択された振幅パタ
ーン、例えばパターンｐ6、を構成する振幅（要素）が
乗算される。その結果得られた振幅変調済み信号は、レ
シーバ２００宛に送出される。
【００２０】図２は、レシーバ２００の構成を示すブロ
ック図である。レシーバ２００は、アンテナ２５６を介
して前記振幅変調の結果得られた複合信号を受信し、受
信した信号を従来技術に係る方式で処理（ダウンコンバ
ート）する、従来技術に係るＲＦ部２３０を有してい
る。処理された信号は、従来技術に係るＡ／Ｄコンバー
タ２４５に供給され、復調された信号が対応するデジタ
ル信号に変換される。デジタル信号は、高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）プロセッサ２４０に供給されてＮ個のキャ
リアが復調される。プロセッサ２４０は、コンバータ２
４５によって供給されたデジタル信号にＦＦＴを施すこ
とによってキャリア復調を実現する。ＦＦＴプロセッサ
２４０の出力はＮ個（当該実施例においては８個）の
（インフェーズ及びクワドラチャフェーズの）ベクトル
よりなり、以下の表式において表わされているように、
Ｎ個の相異なったサブチャネルの振幅及び位相を表現し
ている：
ック図である。レシーバ２００は、アンテナ２５６を介
して前記振幅変調の結果得られた複合信号を受信し、受
信した信号を従来技術に係る方式で処理（ダウンコンバ
ート）する、従来技術に係るＲＦ部２３０を有してい
る。処理された信号は、従来技術に係るＡ／Ｄコンバー
タ２４５に供給され、復調された信号が対応するデジタ
ル信号に変換される。デジタル信号は、高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）プロセッサ２４０に供給されてＮ個のキャ
リアが復調される。プロセッサ２４０は、コンバータ２
４５によって供給されたデジタル信号にＦＦＴを施すこ
とによってキャリア復調を実現する。ＦＦＴプロセッサ
２４０の出力はＮ個（当該実施例においては８個）の
（インフェーズ及びクワドラチャフェーズの）ベクトル
よりなり、以下の表式において表わされているように、
Ｎ個の相異なったサブチャネルの振幅及び位相を表現し
ている：
【数１０】
【００２１】Ｎ個のベクトルはデコーダ２３０に供給さ
れる。デコーダ２３０は、ＦＦＴの出力を、８個のベク
トルの振幅のパターンをまず決定して識別するように復
号化する。このことは、従来技術に係るトレーニングフ
ェーズに従ってなされる。このトレーニングフェーズ
は、レシーバ２００に対して、単一あるいは複数個の要
素（振幅ｃあるいはｄ）がトランスミッタ１００とレシ
ーバ２００との間に存在する伝送環境によって劣化させ
られた場合においても、パターンｐ1からｐ8の各々のパ
ターンを認識するということを教えこむように設計され
たものである。よって、トレーニングフェーズの間は、
レシーバ２００はどのパターンが期待されるかを知って
おり、受信したベクトルパターンを期待されるパターン
に関するテンプレートとしてメモリにストアする。ここ
で、同一のパターンが複数回反復して送出されるため
に、レシーバ２００が期待されるパターンに係るテンプ
レートを正確に構成することが出来る、ということに留
意されたい。従って、デコーダ２３０は、供給されたベ
クトルパターンをストアされているテンプレートと比較
する。その後、デコーダ２３０は、供給されたパターン
に最も一致する（最近接の）テンプレートを送出された
パターンとして選択する。言い換えれば、デコーダ２３
０は、供給されたパターンと比較した際に最大の絶対相
関値を与えるテンプレートを選択する。さらに、相関値
の正弦が、ｃがｄより大きいかあるいは小さいかに係る
表示を与える。よって、デコーダ２３０は、この方式
で、復号化された振幅パターンによって表現される３ビ
ットの値を決定する。上記例においては、パターンｐ6
によって表現される１０１であると仮定されている。さ
らに、デコーダ２３０は選択されたパターンに従って位
相コンステレーションをセットする。よって、パターン
ｐ6に関しては、デコーダ２３０は位相φ2が４−ＰＳＫ
コンステレーションを有するものであると設定し、位相
φ1、φ3及びφ2が 、前述されているように、８−ＰＳ
Ｋコンステレーションを有するものであると設定する。
れる。デコーダ２３０は、ＦＦＴの出力を、８個のベク
トルの振幅のパターンをまず決定して識別するように復
号化する。このことは、従来技術に係るトレーニングフ
ェーズに従ってなされる。このトレーニングフェーズ
は、レシーバ２００に対して、単一あるいは複数個の要
素（振幅ｃあるいはｄ）がトランスミッタ１００とレシ
ーバ２００との間に存在する伝送環境によって劣化させ
られた場合においても、パターンｐ1からｐ8の各々のパ
ターンを認識するということを教えこむように設計され
たものである。よって、トレーニングフェーズの間は、
レシーバ２００はどのパターンが期待されるかを知って
おり、受信したベクトルパターンを期待されるパターン
に関するテンプレートとしてメモリにストアする。ここ
で、同一のパターンが複数回反復して送出されるため
に、レシーバ２００が期待されるパターンに係るテンプ
レートを正確に構成することが出来る、ということに留
意されたい。従って、デコーダ２３０は、供給されたベ
クトルパターンをストアされているテンプレートと比較
する。その後、デコーダ２３０は、供給されたパターン
に最も一致する（最近接の）テンプレートを送出された
パターンとして選択する。言い換えれば、デコーダ２３
０は、供給されたパターンと比較した際に最大の絶対相
関値を与えるテンプレートを選択する。さらに、相関値
の正弦が、ｃがｄより大きいかあるいは小さいかに係る
表示を与える。よって、デコーダ２３０は、この方式
で、復号化された振幅パターンによって表現される３ビ
ットの値を決定する。上記例においては、パターンｐ6
によって表現される１０１であると仮定されている。さ
らに、デコーダ２３０は選択されたパターンに従って位
相コンステレーションをセットする。よって、パターン
ｐ6に関しては、デコーダ２３０は位相φ2が４−ＰＳＫ
コンステレーションを有するものであると設定し、位相
φ1、φ3及びφ2が 、前述されているように、８−ＰＳ
Ｋコンステレーションを有するものであると設定する。
【００２２】続いて、デコーダ２３０は、それぞれの位
相シンボルφiの値を決定する。この復号化は、本発明
の一側面に従って、相補符号の各々の要素に関して適用
される。この際、ＦＦＴ出力の複素奇数要素の各々が、
対になった偶数要素の複素共役に対して乗算される。各
々の乗算の結果の総和が、求められていた位相角（シン
ボルφi）の値を有するベクトルである。この手続き
は、各要素の偶奇対及びそれぞれの直交位相等々に関し
ても適用される。より詳細に述べれば、デコーダ２３０
は、本発明の係る復号化技法に従って、トランスミッタ
におけるデータビットグループの符号化において相補符
号を構成するために用いられたカーネル符号の複素共役
とｒiとを組み合わせる。このカーネル符号は、前述さ
れているように、例えば｛１ １ １ −１ １ １
−１ １｝である。この場合には、ｒ4及びｒ7が反転さ
れる。すなわち、ｒ4及びｒ7に係る乗算の結果の符号は
正である。（意味的には、受信されたデジタル信号（要
素）が、カーネルの複素共役との乗算の後に、それぞれ
ｘiと等値される。）その後、デコーダ２３０は、デジ
タル信号要素ｘiのそれぞれの関数として、３つのベク
トルｙ2、ｙ3及びｙ4を生成する。
相シンボルφiの値を決定する。この復号化は、本発明
の一側面に従って、相補符号の各々の要素に関して適用
される。この際、ＦＦＴ出力の複素奇数要素の各々が、
対になった偶数要素の複素共役に対して乗算される。各
々の乗算の結果の総和が、求められていた位相角（シン
ボルφi）の値を有するベクトルである。この手続き
は、各要素の偶奇対及びそれぞれの直交位相等々に関し
ても適用される。より詳細に述べれば、デコーダ２３０
は、本発明の係る復号化技法に従って、トランスミッタ
におけるデータビットグループの符号化において相補符
号を構成するために用いられたカーネル符号の複素共役
とｒiとを組み合わせる。このカーネル符号は、前述さ
れているように、例えば｛１ １ １ −１ １ １
−１ １｝である。この場合には、ｒ4及びｒ7が反転さ
れる。すなわち、ｒ4及びｒ7に係る乗算の結果の符号は
正である。（意味的には、受信されたデジタル信号（要
素）が、カーネルの複素共役との乗算の後に、それぞれ
ｘiと等値される。）その後、デコーダ２３０は、デジ
タル信号要素ｘiのそれぞれの関数として、３つのベク
トルｙ2、ｙ3及びｙ4を生成する。
【００２３】より詳細に述べれば、前述されているよう
に、トランスミッタ１００は前述された変換に従って位
相φ1からφ4を符号化する。加えて、レシーバ２００
は、受信した信号へのカーネル符号の影響を、ベクトル
ｒiの要素にカーネル符号を乗算し、位相符号化を以下
の表式のように行列の形で書き表すことによって除去す
る：
に、トランスミッタ１００は前述された変換に従って位
相φ1からφ4を符号化する。加えて、レシーバ２００
は、受信した信号へのカーネル符号の影響を、ベクトル
ｒiの要素にカーネル符号を乗算し、位相符号化を以下
の表式のように行列の形で書き表すことによって除去す
る：
【数１１】 ここで、θ及びφはそれぞれ８個の位相θiと４個の位
相φiを有するベクトルであり、Ａは以下のような符号
化行列である：
相φiを有するベクトルであり、Ａは以下のような符号
化行列である：
【数１２】
【００２４】この行列を用いて、レシーバ２００は、測
定された位相θlから符号化された位相φiの値を、以下
のように表わされる線型方程式に関する最小二乗解を決
定することによって決定する：
定された位相θlから符号化された位相φiの値を、以下
のように表わされる線型方程式に関する最小二乗解を決
定することによって決定する：
【数１３】 ここで、ＰはＡの擬似逆行列であり、添字Ｔは転置行列
を表わす。残念ながら、この方程式は完全には線型では
ない。なぜなら、位相値が２πであるからである。この
ため、前述された方法は、φiの値の決定には直接は適
用できない。しかしながら、Ａ行列を詳細に調べること
により、位相φ2、φ3及びφ4が、前述されているよう
に、４つの減算されたθi対の総和として決定され得る
ことが明らかになる。例えば、減算θ1−θ2、θ3−
θ4、θ5−θ6及びθ7−θ8の各々がφ2の値を与える。
２つのベクトル間の位相差を求める望ましい方法は、一
方のベクトルと他方のベクトルの複素共役とを乗算する
ことである。このようにすることが、３つのベクトルｙ
2、ｙ3、ｙ4が決定される本発明に係る復号化手続きで
ある：
を表わす。残念ながら、この方程式は完全には線型では
ない。なぜなら、位相値が２πであるからである。この
ため、前述された方法は、φiの値の決定には直接は適
用できない。しかしながら、Ａ行列を詳細に調べること
により、位相φ2、φ3及びφ4が、前述されているよう
に、４つの減算されたθi対の総和として決定され得る
ことが明らかになる。例えば、減算θ1−θ2、θ3−
θ4、θ5−θ6及びθ7−θ8の各々がφ2の値を与える。
２つのベクトル間の位相差を求める望ましい方法は、一
方のベクトルと他方のベクトルの複素共役とを乗算する
ことである。このようにすることが、３つのベクトルｙ
2、ｙ3、ｙ4が決定される本発明に係る復号化手続きで
ある：
【数１４】 ここで、*は複素共役を表わしており、それぞれベクト
ルｙ2からｙ4を構成する各々の項の実部と虚部の間の角
度の逆正接が、それぞれ対応する位相シンボルφ2から
φ4の値を与える。（前述のベクトルの各々の項を構成
している要素対を導出するために用いられた復号化技法
は、要素対間の差が求めようとしている位相角の値を与
える、ということを洞察することによっても決定され得
る。）例えば、ベクトルｙ2の値は、前記実施例に関し
ては、以下のように与えられる：
ルｙ2からｙ4を構成する各々の項の実部と虚部の間の角
度の逆正接が、それぞれ対応する位相シンボルφ2から
φ4の値を与える。（前述のベクトルの各々の項を構成
している要素対を導出するために用いられた復号化技法
は、要素対間の差が求めようとしている位相角の値を与
える、ということを洞察することによっても決定され得
る。）例えば、ベクトルｙ2の値は、前記実施例に関し
ては、以下のように与えられる：
【数１５】
【００２５】よって、ベクトルｙ2の各々の項の値を決
定することによってφ2の位相値が決定され、その値
は、前記実施例においては、４−ＰＳＫコンステレーシ
ョンにおいて３π／２である。実際には、値はφ2の推
定値である。デコーダ２３０は、推定された値を、トラ
ンスミッタ３０における符号化に関して選択された、例
えば４−ＰＳＫコンステレーション等のコンステレーシ
ョン位相のうちの最近接コンステレーション位相に”丸
める”ことによって、φ2に関するより正確な値を生成
する。
定することによってφ2の位相値が決定され、その値
は、前記実施例においては、４−ＰＳＫコンステレーシ
ョンにおいて３π／２である。実際には、値はφ2の推
定値である。デコーダ２３０は、推定された値を、トラ
ンスミッタ３０における符号化に関して選択された、例
えば４−ＰＳＫコンステレーション等のコンステレーシ
ョン位相のうちの最近接コンステレーション位相に”丸
める”ことによって、φ2に関するより正確な値を生成
する。
【００２６】その後、デコーダ２３０は、それぞれベク
トルｙ3及びｙ4の関数としてφ3及びφ4の推定位相値を
生成し、これらの８−ＰＳＫコンステレーション推定値
を同様に”丸める”。このようにすることにより、前記
実施例においては、φ3及びφ4の位相値としてそれぞれ
７π／４及び３π／４が得られる。
トルｙ3及びｙ4の関数としてφ3及びφ4の推定位相値を
生成し、これらの８−ＰＳＫコンステレーション推定値
を同様に”丸める”。このようにすることにより、前記
実施例においては、φ3及びφ4の位相値としてそれぞれ
７π／４及び３π／４が得られる。
【００２７】デコーダ２３０は、φ2、φ3及びφ4の位
相値を決定した後、φ1の値を決定する。しかしなが
ら、前掲の変換テーブルに示されているように、位相φ
1はθiに係る全ての方程式に含まれている。そのため、
φ1は、他の位相に関してなされたように、２つのθiの
値の減算によっては表現され得ない。しかしながら、φ
1以外の全ての位相が前述された方式で決定され得るた
め、これらの位相の値でθiの方程式内のφ2からφ4を
置換して、ただ一つの未知数を含む８つの方程式を、φ
1の８つの推定値を得るための手段として生成すること
が可能である。レシーバ２００は、φ1に係る８つの推
定値の平均を利用して、φ1に係る信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）を向上させる。ここで、平均操作が、実際には８つ
の推定値のうちの４つのみに基づいてなされることに留
意されたい。なぜなら、他の４つの解における雑音は用
いられている４つの解における雑音と相関付けられてい
るからである。
相値を決定した後、φ1の値を決定する。しかしなが
ら、前掲の変換テーブルに示されているように、位相φ
1はθiに係る全ての方程式に含まれている。そのため、
φ1は、他の位相に関してなされたように、２つのθiの
値の減算によっては表現され得ない。しかしながら、φ
1以外の全ての位相が前述された方式で決定され得るた
め、これらの位相の値でθiの方程式内のφ2からφ4を
置換して、ただ一つの未知数を含む８つの方程式を、φ
1の８つの推定値を得るための手段として生成すること
が可能である。レシーバ２００は、φ1に係る８つの推
定値の平均を利用して、φ1に係る信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ）を向上させる。ここで、平均操作が、実際には８つ
の推定値のうちの４つのみに基づいてなされることに留
意されたい。なぜなら、他の４つの解における雑音は用
いられている４つの解における雑音と相関付けられてい
るからである。
【００２８】よって、求めようとしている位相に対応す
るベクトルｙ1は、選択された４つの解（位相）の推定
値を置換することにより以下のように求められる：
るベクトルｙ1は、選択された４つの解（位相）の推定
値を置換することにより以下のように求められる：
【数１６】
【００２９】φ2に関する場合と同様、ベクトルｙ1の各
々の項の実部及び虚部の逆正接によってφ1の対応する
位相値が決定され、その値は、この実施例においてはπ
であることがわかる。実際には、φ1の決定は、φ3及び
φ4の場合と同様、推定値を求めている。従って、デコ
ーダ２３０は、従来技術に係る方式により、φ1の実際
の値を推定値の関数として決定する。すなわち、デコー
ダ２３０は、推定値を、トランスミッタ３０における符
号化に関して選択されたもの、本実施例においては８−
ＰＳＫコンステレーション、のうちの最近接位相に”丸
める。”
々の項の実部及び虚部の逆正接によってφ1の対応する
位相値が決定され、その値は、この実施例においてはπ
であることがわかる。実際には、φ1の決定は、φ3及び
φ4の場合と同様、推定値を求めている。従って、デコ
ーダ２３０は、従来技術に係る方式により、φ1の実際
の値を推定値の関数として決定する。すなわち、デコー
ダ２３０は、推定値を、トランスミッタ３０における符
号化に関して選択されたもの、本実施例においては８−
ＰＳＫコンステレーション、のうちの最近接位相に”丸
める。”
【００３０】前述されたプロセスの結果として、レシー
バ２００内のデコーダ２３０は、シンボルφ1からφ4に
よってそれぞれ表現されたデータ値を決定する。つま
り、本発明の原理を例示する上記実施例においては、ビ
ット列１０１１１０１０１０００１０である。
バ２００内のデコーダ２３０は、シンボルφ1からφ4に
よってそれぞれ表現されたデータ値を決定する。つま
り、本発明の原理を例示する上記実施例においては、ビ
ット列１０１１１０１０１０００１０である。
【００３１】前述されているように、前記ベクトルｙi
の各々の各々の項を構成している要素対は、各々の要素
対における要素間の差異が求めようとしている位相角を
与えるという考察によって決定され得る。このことか
ら、各々のベクトルｙiが、そのような項を複数個有し
ているということが理解される。よって、レシーバ２０
０は、何等かの理由、例えば伝送環境の一時的な変化、
によって、関連するベクトルｙiを構成している単一あ
るいは複数個の項が失われた場合においても、求めよう
としている位相を決定することが可能である。例えば、
最初の３つのチャネルが失われて、レシーバ２００がト
ランスミッタ１００によって送出された情報のうちの以
下に示されているような８つの要素のみを獲得した場合
を考える：
の各々の各々の項を構成している要素対は、各々の要素
対における要素間の差異が求めようとしている位相角を
与えるという考察によって決定され得る。このことか
ら、各々のベクトルｙiが、そのような項を複数個有し
ているということが理解される。よって、レシーバ２０
０は、何等かの理由、例えば伝送環境の一時的な変化、
によって、関連するベクトルｙiを構成している単一あ
るいは複数個の項が失われた場合においても、求めよう
としている位相を決定することが可能である。例えば、
最初の３つのチャネルが失われて、レシーバ２００がト
ランスミッタ１００によって送出された情報のうちの以
下に示されているような８つの要素のみを獲得した場合
を考える：
【数１７】
【００３２】前述されているように、デコーダ２３０
は、ｒiに対して、トランスミッタ１００において送出
するデータを符号化する際に用いられているカーネル符
号を乗算する。最初の３つのチャネルが失われた場合、
すなわち要素ｘ1からｘ3の値が０である場合において
も、レシーバ２００は、位相シンボルφ1からφ4の値
を、レシーバ２００が生成することが可能な要素から以
下のように回復することが可能である：
は、ｒiに対して、トランスミッタ１００において送出
するデータを符号化する際に用いられているカーネル符
号を乗算する。最初の３つのチャネルが失われた場合、
すなわち要素ｘ1からｘ3の値が０である場合において
も、レシーバ２００は、位相シンボルφ1からφ4の値
を、レシーバ２００が生成することが可能な要素から以
下のように回復することが可能である：
【数１８】
【００３３】よって、デコーダ２３０は、本発明の原理
に従って、トランスミッタ１００が複数個のチャネルを
介して送出するデータを、単一あるいは複数個のチャネ
ルの内容がレシーバ２００によって受信される以前に失
われた場合であっても、回復することが可能である。
に従って、トランスミッタ１００が複数個のチャネルを
介して送出するデータを、単一あるいは複数個のチャネ
ルの内容がレシーバ２００によって受信される以前に失
われた場合であっても、回復することが可能である。
【００３４】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。例えば、前述された実施例は長さ
８の符号という観点で議論されているが、８より多いサ
ブチャネル、例えば１６のサブチャネルを用いるシステ
ムにおいては８の倍数が利用される。そのようなシステ
ムにおいては、長さ８のいくつかの符号がインターリー
ブされ、チャネルを介して送出される情報が変調され
る。このインターリーブは、奇数番チャネルにたいして
ある符号を用い、偶数番チャネルに対して別の符号を用
いることにより実現される。別の例として、長さ２nの
符号の場合には、（ｎ＋１）個の符号化された位相φi
が存在し、これらが符号全体あるいは交互要素等々に適
用される。よって、符号化及び復号化は、相異なった個
数の位相φlを有するという点を除いて長さ８の符号の
場合と同様である。さらに別の例として、本発明の原理
に従った相補符号の利用は、ＯＦＤＭシステムにおける
ＰＡＰ低減のみならず、前方誤差修正（forward errorc
orrection）に対しても適用可能である。さらに、転送
レートのフォールバック（符号長を増大させる（例えば
長さ８の符号の代わりに長さ１６あるいは３２の符号を
用いる）ことあるいは位相数を低減する（例えば８−Ｐ
ＳＫの代わりにＢＰＳＫを用いる）ことによってカバレ
ージを増大してデータレートを低減すること）を行なう
ことも可能である。
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。例えば、前述された実施例は長さ
８の符号という観点で議論されているが、８より多いサ
ブチャネル、例えば１６のサブチャネルを用いるシステ
ムにおいては８の倍数が利用される。そのようなシステ
ムにおいては、長さ８のいくつかの符号がインターリー
ブされ、チャネルを介して送出される情報が変調され
る。このインターリーブは、奇数番チャネルにたいして
ある符号を用い、偶数番チャネルに対して別の符号を用
いることにより実現される。別の例として、長さ２nの
符号の場合には、（ｎ＋１）個の符号化された位相φi
が存在し、これらが符号全体あるいは交互要素等々に適
用される。よって、符号化及び復号化は、相異なった個
数の位相φlを有するという点を除いて長さ８の符号の
場合と同様である。さらに別の例として、本発明の原理
に従った相補符号の利用は、ＯＦＤＭシステムにおける
ＰＡＰ低減のみならず、前方誤差修正（forward errorc
orrection）に対しても適用可能である。さらに、転送
レートのフォールバック（符号長を増大させる（例えば
長さ８の符号の代わりに長さ１６あるいは３２の符号を
用いる）ことあるいは位相数を低減する（例えば８−Ｐ
ＳＫの代わりにＢＰＳＫを用いる）ことによってカバレ
ージを増大してデータレートを低減すること）を行なう
ことも可能である。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、デ
ジタル通信システムにおいて低いＰＡＰレシオを実現す
るデータ変調方式が提供される。直交周波数分割多重化
（ＯＦＤＭ）システムにおける情報の符号化／伝送が、
相補符号及びそれぞれのデータ語を表現する振幅変調の
相異なったパターンを用いることによって増大させられ
る。より詳細に述べれば、相補符号は位相ベクトルに変
換され、選択されたパターンによって変調される。その
結果は、それぞれのキャリア信号を変調する目的で利用
される。その後、変調されたキャリア信号はレシーバ宛
に送出され、レシーバは受信した信号を復号化して符号
化された情報を回復する。
ジタル通信システムにおいて低いＰＡＰレシオを実現す
るデータ変調方式が提供される。直交周波数分割多重化
（ＯＦＤＭ）システムにおける情報の符号化／伝送が、
相補符号及びそれぞれのデータ語を表現する振幅変調の
相異なったパターンを用いることによって増大させられ
る。より詳細に述べれば、相補符号は位相ベクトルに変
換され、選択されたパターンによって変調される。その
結果は、それぞれのキャリア信号を変調する目的で利用
される。その後、変調されたキャリア信号はレシーバ宛
に送出され、レシーバは受信した信号を復号化して符号
化された情報を回復する。
【００３６】特定の位相変調に従って修正されたいわゆ
る相補符号化を用いることによって前記課題が解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。このようにし
て、デジタル通信システムにおいて伝送されるデータの
変調を改善できた。
る相補符号化を用いることによって前記課題が解決され
る。詳細に述べれば、直接入力データに関連付けられた
Ｍ個の入力位相、例えば４位相、が、対応するキャリア
信号に関連するＮ個の、例えば８個の出力位相に符号化
され、このことによって位相シフト、θi、がキャリア
（サブチャネル）に対して与えられて低いＰＡＰレシ
オ、前述の例では３ｄＢ、が実現される。このようにし
て、デジタル通信システムにおいて伝送されるデータの
変調を改善できた。
【図１】 本発明の原理に従って配置されたトランスミ
ッタ及びレシーバより構成される無線システムを示すブ
ロック図。
ッタ及びレシーバより構成される無線システムを示すブ
ロック図。
【図２】 図１に示されたレシーバをより詳細に示すブ
ロック図。
ロック図。
２５ データビット源 ３０ エンコーダ ４０ 逆ＦＦＴ ４５ Ｄ／Ａコンバータ ５０ ＲＦトランスミッタ ５５ アンテナ ５６ アンテナ １００ ＯＦＤＭトランスミッタ ２００ ＯＦＤＭレシーバ ２３０ デコーダ ２４０ ＦＦＴ ２４５ Ａ／Ｄコンバータ ２５０ ＲＦ部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ.
Claims (19)
- 【請求項１】 レシーバ宛に伝送されるデータを符号化
する方法において、当該方法が、所定数のビットより構
成されたカーネル符号を選択し、前記ビットの各々に対
して独立した位相回転、φi、を対応する相補符号、
θi、を生成する目的で所定の変換の関数として適用す
る段階；符号化されるべきビット列のうちの第一グルー
プの関数として少なくとも２つの要素よりなる所定のパ
ターンによって各々規定された複数個の振幅パターンの
うちの関連する一つを選択する段階；前記ビット列を構
成している残りのビットグループに対して前記位相回転
のうちの対応するものをそれぞれ関連付ける段階；前記
相補符号を位相ベクトルに変換する段階；前記位相ベク
トルの各々を前記選択された振幅パターンを構成してい
る要素のうちのそれぞれ対応するものに関連付ける段
階；及び、前記得られたベクトルのうちの対応するもの
を用いてキャリア信号を変調し、変調されたキャリア信
号をレシーバ宛に送出する段階；を有することを特徴と
するデータ処理方法。 - 【請求項２】 前記方法が、さらに、前記少なくとも２
つの要素の各々の値を当該値の２乗和が２に等しくなる
ように選択する段階；を有することを特徴とする請求項
１記載のデータ処理方法。 - 【請求項３】 前記変換が、前記独立した位相回転の個
数に対応する行及び前記所定数に対応する列を有してお
り、前記適用段階が前記列を構成している前記位相回転
を前記ビットの対応するものに対して前記ベクトルを構
成する目的で適用する段階を含んでいることを特徴とす
る請求項１記載のデータ処理方法。 - 【請求項４】 前記関連付け段階が、グレイスケール符
号化に従って前記ビットグループの各々を対応する位相
角として符号化する段階及び前記符号化された位相角を
前記相補符号を構成している前記位相角のうちの所定の
ものと関連付ける段階を有することを特徴とする請求項
１記載のデータ処理方法。 - 【請求項５】 前記位相角の各々が対応する位相コンス
テレーションに関連付けられており、前記方法が、さら
に、前記パターンのうちの選択されたものよりなるグル
ープのうちの一つである前記選択されたパターンに対応
して前記位相角のうちの所定のものを前記位相角のうち
のその他のものがそれぞれ関連付けられている位相コン
ステレーションよりも小さい位相コンステレーションに
関連付ける段階を有することを特徴とする請求項４記載
のデータ処理方法。 - 【請求項６】 前記データ処理方法が、さらに、前記レ
シーバにおいて、前記トランスミッタによって送出され
た変調済み信号よりなる複合信号を受信し前記受信した
複合信号の関数として前記ベクトルの個々のものを再生
する段階；前記受信されたベクトルに係る振幅パターン
と比較された場合に相関値の絶対値の最大を与える一つ
のパターンテンプレートを前記選択されたパターンであ
ると識別する段階；前記受信されたベクトルの振幅パタ
ーンと比較された場合に相関値の絶対値の最大を与える
一つのパターンテンプレートを前記受信されたベクトル
の振幅パターンとして識別する段階；及び、前記識別に
応答して（ａ）前記識別されたパターンによって表現さ
れるビットグループ及び（ｂ）前記識別されたパターン
に関連付けられている位相コンステレーションを識別す
る段階；を有することを特徴とする請求項１記載のデー
タ処理方法。 - 【請求項７】 前記位相コンステレーションが、４−Ｐ
ＳＫ及び８−ＰＳＫを含むことを特徴とする請求項６記
載のデータ処理方法。 - 【請求項８】 前記方法が、さらに、前記カーネル符号
を前記再生されたベクトルに適用する段階；前記生成さ
れたベクトルを構成する要素対から複数個のベクトル、
ｙi、を生成する段階；ここで、前記要素対中の各々の
一方の要素は複素共役が取られていて前記対応する要素
対の他方の要素から減算されており、前記要素よりなる
前記対の生成は所定の行列の内容に従って実行される；
前記ベクトル、ｙi、のそれぞれを構成する前記減算結
果の各々の関数として前記位相回転のうちの各々を導出
する段階；ここで、前記ベクトル、ｙi、は、前記位相
回転、φi、の各々に関連付けられている；及び、対応
するベクトルに関連付けられていない位相回転、φn、
の各々を前記導出された位相回転及びその位相回転、φ
n、によってその一部が構成されている相補符号、θk、
の関数として導出する段階；を有することを特徴とする
請求項６記載のデータ処理方法。 - 【請求項９】 前記方法が、さらに、前記レシーバにお
いて、前記トランスミッタによって送出された変調済み
信号よりなる複合信号を受信し前記受信した複合信号の
関数として前記ベクトルの個々のものを再生する段階；
前記カーネル符号を前記再生されたベクトルに適用する
段階；前記生成されたベクトルを構成する要素対から複
数個のベクトル、ｙi、を生成する段階；ここで、前記
要素対中の各々の一方の要素は複素共役が取られていて
前記対応する要素対の他方の要素から減算されており、
前記要素よりなる前記対の生成は所定の行列の内容に従
って実行される；前記ベクトル、ｙi、のそれぞれを構
成する前記減算結果の各々の関数として前記位相回転の
うちの各々を導出する段階；ここで、前記ベクトル、ｙ
i、は、前記位相回転、φi、の各々に関連付けられてい
る；及び、対応するベクトルに関連付けられていない位
相回転、φn、の各々を前記導出された位相回転及びそ
の位相回転、φn、によってその一部が構成されている
相補符号、θk、の関数として導出する段階；を有する
ことを特徴とする請求項１記載のデータ処理方法。 - 【請求項１０】 前記方法が、さらに、それぞれ前記導
出された位相回転に関連付けられているビットグループ
を識別する段階を有することを特徴とする請求項８記載
のデータ処理方法。 - 【請求項１１】 レシーバ宛に伝送されるデータを符号
化する方法において、当該方法が、複数個のデータ語の
一つを複数個の振幅パターンのうちの関連する一つによ
って表現する段階；前記データ語のうちの残りのものを
それぞれコンステレーションシンボルに符号化する段
階；この際、前記振幅パターンの各々が前記シンボルの
うちのいずれを表現するかに基づいて、前記シンボルの
うちの所定のものが前記シンボルのうちの他のものに係
る位相コンステレーションよりも小さい位相コンステレ
ーションに関連付けられる；選択されたカーネル符号と
前記コンステレーションシンボルに係る所定の変換行列
との関数として複数個の相補符号を生成し前記相補符号
を前記複数個の振幅パターンのうちの前記一つを構成す
る対応する要素によって変調する段階；及び、複数個の
キャリア信号を前記振幅変調済み相補符号のうちのそれ
ぞれを表現するベクトルによって変調し前記変調された
キャリア信号を前記レシーバ宛に伝送する段階；を有す
ることを特徴とするデータ処理方法。 - 【請求項１２】 前記変換行列が、前記コンステレーシ
ョンシンボルの前記個数に対応する個数の行及び前記相
補符号の前記個数に対応する個数の列を有していること
を特徴とする請求項１１記載のデータ処理方法。 - 【請求項１３】 前記符号化段階が、前記データ語のう
ちの前記残りのものをグレイスケール符号化に従ってそ
れぞれの位相角に符号化する段階及び前記符号化された
位相角を前記コンステレーションシンボルのうちの所定
のものに関連付ける段階を有することを特徴とする請求
項１１記載のデータ処理方法。 - 【請求項１４】 前記データ処理方法が、さらに、前記
レシーバにおいて、前記トランスミッタによって送出さ
れた変調済み信号よりなる複合信号を受信し前記受信し
た複合信号の関数として前記ベクトルの個々のものを再
生する段階；前記受信されたベクトルの各々に係る振幅
パターンと比較された場合に相関値の絶対値の最大を与
える一つのパターンテンプレートを前記データ語を表現
しているパターンであると識別する段階；前記受信され
たベクトルの振幅パターンと比較された場合に相関値の
絶対値の最大を与える一つのパターンテンプレートを前
記受信されたベクトルの振幅パターンとして識別する段
階；及び、前記識別に応答して（ａ）前記識別されたパ
ターンによって表現されるデータ語及び（ｂ）前記識別
されたパターンに関連付けられている位相コンステレー
ションを識別する段階；を有することを特徴とする請求
項１１記載のデータ処理方法。 - 【請求項１５】 前記方法が、さらに、前記相補符号の
個々のものを表現するベクトル要素を生成する目的で前
記カーネル符号を前記再生されたベクトルに対して適用
する段階；所定の符号化行列に従って前記要素よりなる
対を生成し前記要素対の個々のものを前記コンステレー
ションシンボルのそれぞれのものに対して関連付ける段
階；ここで、前記要素対の各々における一方の要素は複
素共役が取られていてそれぞれの要素対の他方から減算
される；前記要素対の関連付けられたものから得られた
減算結果の関数として前記コンステレーションシンボル
の個々のものを導出する段階；及び、前記要素対のいず
れに対しても関連付けられていないコンステレーション
シンボル、φn、の各々を前記導出されたコンステレー
ションシンボル及びそのコンステレーションシンボル、
φn、によってその一部が構成されている相補符号、
θk、の関数として導出する段階；を有することを特徴
とする請求項１４記載のデータ処理方法。 - 【請求項１６】 前記コンステレーションシンボルが対
応する位相角を表現しており、前記減算結果の関数とし
て導出する前記段階が前記減算結果の各々にたいする角
度を決定する段階及び前記決定された角度を前記位相角
のうちの最近接のものすなわち前記コンステレーション
シンボルのうちの対応するものに関連付ける段階を有す
ることを特徴とする請求項１５記載のデータ処理方法。 - 【請求項１７】 前記方法が、さらに、前記導出された
コンステレーションシンボルに各々関連付けられている
前記データ語を識別する段階を有することを特徴とする
請求項１５記載のデータ処理方法。 - 【請求項１８】 符号化されたデータをレシーバ宛に送
出するトランスミッタにおいて、当該トランスミッタ
が、複数個のデータ語のそれぞれを複数個の振幅パター
ンのうちの関連するものによって表現する手段；前記デ
ータ語のうちの残りのものをそれぞれのコンステレーシ
ョンシンボルに符号化し前記シンボルのうちの所定の一
つを前記シンボルのうちのその他のものに係る位相コン
ステレーションよりも小さい位相コンステレーションに
関連付ける手段；ここで、前記符号化は、前記振幅パタ
ーンのうちのいずれが前記シンボルのうちの前記一つを
表現しているかに依存している；選択されたカーネル符
号と前記コンステレーションシンボルに係る所定の変換
行列との関数として複数個の相補符号を生成し前記相補
符号を前記複数個の振幅パターンのうちの前記一つを構
成している対応する要素によって変調する手段；及び、
前記振幅変調された相補符号の各々を表現しているベク
トルによって複数個のキャリア信号を変調する手段；を
有していることを特徴とするトランスミッタ。 - 【請求項１９】 トランスミッタから受信した符号化済
みデータを受信するレシーバにおいて、当該レシーバ
が、前記トランスミッタによって送出された複数個の信
号よりなる複合信号を受信し前記受信した複合信号の関
数として個々の信号ベクトルを再生する手段；ここで、
前記信号ベクトルはそれぞれ対応する振幅を有してお
り、前記振幅は特定のデータ語を表現する所定のパター
ンを形成している；前記それぞれの振幅パターンと比較
された場合に相関値の絶対値の最大を与える一つのパタ
ーンテンプレートを前記特定のデータ語を表現している
パターンであると識別する手段；前記識別に応答してい
ずれの位相コンステレーションが前記識別されたパター
ンに関連付けられているかを識別する手段；前記相補符
号の個々のものを表現しているベクトル要素を生成する
目的で前記再生されたベクトルにたいして所定のカーネ
ル符号を適用する手段；所定の符号化行列に従って前記
ベクトル要素対を生成し前記要素対のうちの個別のもの
をコンステレーションシンボルのうちのそれぞれに対し
て関連付ける手段；ここで、前記要素対のうちの一方の
要素は複素共役が取られており前記一方の要素はそれぞ
れの要素対の他方の要素から減算される；前記要素対の
うちの関連するものから得られた減算結果の関数として
前記コンステレーションシンボルのうちの個々のものを
決定する手段；及び、前記要素対のいずれに対しても関
連付けられていないコンステレーションシンボル、
φn、の各々を前記導出されたコンステレーションシン
ボル及びそのコンステレーションシンボル、φn、によ
ってその一部が構成されている相補符号、θk、の関数
として導出する手段；を有することを特徴とするレシー
バ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/707692 | 1996-09-04 | ||
| US08/707,692 US5841813A (en) | 1996-09-04 | 1996-09-04 | Digital communications system using complementary codes and amplitude modulation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10107762A true JPH10107762A (ja) | 1998-04-24 |
| JP3333433B2 JP3333433B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=24842759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23954497A Expired - Lifetime JP3333433B2 (ja) | 1996-09-04 | 1997-09-04 | データ処理方法、トランスミッタ、及びレシーバ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5841813A (ja) |
| EP (1) | EP0828365B1 (ja) |
| JP (1) | JP3333433B2 (ja) |
| KR (1) | KR100278428B1 (ja) |
| CA (1) | CA2211999A1 (ja) |
| IL (1) | IL121677A (ja) |
| NO (1) | NO974002L (ja) |
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