KR100242400B1 - 디지털 데이터 송수신 시스템과 이 시스템에 사용하는 수신기 및 송신기 - Google Patents

디지털 데이터 송수신 시스템과 이 시스템에 사용하는 수신기 및 송신기 Download PDF

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요트.게.아. 롤페즈
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Abstract

본 발명은 시분할 다중 채널내에서 프레임들로 그룹화된 디지털 데이터를 송수신하되, 각각의 프레임은 데이터 심볼 및 시스템 심볼을 포함하는 다중 캐리어 심볼로 이루어지고, 각각의 심볼은 주파수 래스터내의 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 캐리어 위치에서 직교 주파수 분할 다중화된 캐리어 세트를 포함한다. 본 발명은 수신기 국부 발진기의 자유 실행 공차 범위(free running tolerance range)가 공지된 수신기의 것보다 넓으면서, 수신기 및 송수신의 국부 발진기를 동적으로 정확하게 동기시키는 시스템을 제공하기 위해, 프레임에 주파수 기준 심볼을 포함시키고, 각각의 주파수 기준 심볼은 주파수 래스터의 각각의 에지로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두개의 캐리어 위치만큼 분리되는 주파수 래스터내의 적어도 하나의 기준 피크 위치에서 피크를 발생하는 정보를 반송하는 것을 특징으로 한다.

Description

디지털 데이터 송수신 시스템과 이 시스템에 사용하는 수신기 및 송신기
제1(a)도 및 제1(b)도는 각각 주파수 편차가 없거나, 주파수 편차가 30%인 단일 데이터 캐리어를 갖는 본 발명에 따른 피수신 AFC 심볼의 파워 스펙트럼을 선형 스케일(linear scale)로 도시한 도면.
제2(a)도 및 제2(b)도는 해닝 윈도우(Hanning window)를 사용한 후의 제1(a)도 및 제1(b)도와 유사한 도면.
제3도는 본 발명에 따라 제1 또는 개략 동조 AFC와 제2 또는 미세 동조 AFC가 조합된 신호 도출 알고리즘을 예시하는 흐름도.
제4도는 본 발명에 따른 DAB 수신기의 블럭도.
제5도는 DAB 송수신에서 본 발명에 따른 AFC 심볼의 발생을 도시한 도면.
제6도는 본 발명에 따른 DAB 송신기의 블럭도이다.
제1(a)도는 이후 AFC 심볼로 일컬어지는 본 발명에 따른 주파수 기준 심볼의 스펙트럼 파워를 선형 스케일로 도시한 도면으로, 이 AFC 심볼은 직사각형 윈도우를 사용하여 FFT로 계산되는 단일 데이터 캐리어를 갖는다. 본 실시예에서, 도시된 AFC 심볼은 상기 단일 데이터 캐리어 주파수로 발생되는 하나의 피크값을 포함하며, 이 피크값은 이후 초기 기준 피크 위치 또는 기준 피크 위치로 표시된다. 이러한 AFC 심볼이 주파수 편차없이 전송 및 수신되면, 구형 윈도우를 사용하여 FFT로 계산되는 피수신 AFC 심볼의 파워 스펙트럼은 제1(a)도에 도시된 것과 동일하다.
그러나, 전송동안 30%의 주파수 편차가 발생되면, 직사각형 윈도우를 사용하여 FFT로 계산되는 피수신 AFC 심볼의 선형 스케일의 파워 스펙트럼은 제1(b)도에 도시된 바와 같다. 주파수 편차로 인해, 신호 파워 분산은 기준 피크 위치에 인접한 캐리어 주파수에 비대칭 누설 성분의 발생을 초래한다. 주파수 편차의 방향은 이들 누설 성분의 레벨의 비율로부터 도출될 수 있고, 주파수 편차의 크기는 기준 피크 위치에서의 피크값에 관련된 이들 레벨이 크기 및 비율로부터 도출될 수 있다.
제2(a)도는 전혀 주파수 편차없이 수신된, 해닝 윈도우(Hanning wondow)를 사용하여 FFT로 계산된 단일 데이터 캐리어에서 피크값을 갖는 AFC 심볼의 선형 스케일 스펙트럼 파워를 도시한 도면이다.
제2(b)도는 30%의 주파수 편차로 수신된, 해닝 윈도우를 사용하여 FFT로 계산된 단일 데이터 캐리어에서 피크값을 갖는 AFC 심볼의 선형 스케일 스펙트럼 파워를 도시한 도면이다.
이들 제2(a)도 및 제2(b)도는 누설 성분의 선택적 증폭을 예시한 것으로, 이것은 이들 누설 성분의 계산시에 해닝 윈도우와 함께 FFT 알고리즘을 사용함으로써 달성될 수 있다.
제6도는 병렬 DAB 채널들(a, b...n)을 포함하는 본 발명에 따라 DAB 송신기의 블럭도로서, 병렬 DAB 채널(a, b...n)은 제각기 사운드 코딩 장치(SCa ... SCn)와 그에 접속된 에러 코딩 장치(ECa ... ECn)을 포함한다. 에러 코딩 장치(ECa ... ECn)의 출력은 DAB 채널(a...n)의 병렬 출력 비트 시퀀스를 디지털 데이터 비트의 하나의 직렬 시퀀스로 변환시키는 제1 멀티플렉서(MUX1)에 접속된다. 제1 멀티플렉서(MUX1)는 차동 변조기(differential modulator : DM)에 디지털 데이터 비트열을 공급한다. DM의 출력은 1 심볼 지연 장치(one symbol delay device : D)를 통해 제2 멀티플렉서(MUX2)의 입력단에 접속되고, 제2 멀티플렉서(MUX2)는 DM의 입력단에 접속된다. DM, D 및 MUX2는 주파수 영역에서 차동 직각 위상 시프트 키(DQPSK) 변조기로서 가능하다. 초기 또는 기준 위상은 주파수 영역에서 기준 심볼을 발생하는 발생기(RSF)로부터 MUX2에 공급되며, 이로 인해 각각의 프레임마다 하나의 기준 심볼이 발생된다. 한 프레임내의 데이터 심볼의 시퀀스에서, 기준 심볼은 그에 후속하는 제1 데이터 심볼의 차동 변조시에 위상 기준으로서 사용되고, 제1 데이터 심볼은 제2 데이터 심볼의 차동 변조시에 위상 기준으로 사용되는 등으로 된다.
DQPSK 변조기의 출력은 디지털 제1역 푸리에 변환 장치(inverse fourrier transform device : IFT1)에 접속된다. IFT1에 DQPSK 변조기의 출력신호의 디지털 역 푸리에 변환을 실행하며, 이에 의해 출력 신호가 주파수 영역으로부터 시간 영역(time domain)으로 변환된다. 발생기 RSF의 기준 심볼들은 제2 푸리에 변환장치(IFT2)에서 주파수 영역으로부터 시간 영역으로 변환된 후, IFT1의 시간 영역 신호에 부가된다. 이렇게 획득된 시간 영역 기준 심볼 및 데이터 심볼은 프레임 구축 장치(frame building device : FB)에서 다수의 프레임들로 그룹화된다. 프레임 구축 장치(FB)는 각 프레임내에서 그 프레임내이 모든 심볼에 선행하여 제로 심볼을 삽입한다(제5(a)도 및 제5(b)도 참조). 프레임 구축 장치(FB)는 D/A 변환기 및 필터 장치(DAC)의 입력단에 접속된다. DAC의 출력단은 그의 출력신호를 직각 변조하는 직각 변조단(quadrature modulation stage : QM)에 접속된다. QM는 주 RF 전송 캐리어상에 DAB 신호를 변조하는 RF 변조기(M)에 접속된다. RF 변조된 DAB 신호는 선택적으로 필터링된 후 RF 안테나 장치(ANT)를 통해 전송된다.
지금까지 기술된 DAB 송신기 자체는, 예컨대, 1987년 8월,M, Allard 등에 의해 “EBU Review Technical” No. 224”에 발표된 “Principles of Moudlation and Channel Coding for Digital Broadcasting for Mobile Receivers”이란 명칭의 논문에 개시되어 있다. 본 발명을 이해하는데 있어서, 공지된 DAM 송신기의 각각의 블럭의 세부적인 기능을 더욱 상세하게 설명할 필요는 없다. 이와 같이 공지된 DAB 송신기의 세부사항에 대하여는 전술한 문헌을 참조하길 바란다.
본 발명에 따른 DAB 송신기는 전술한에 부가하여, AFC 심볼로도 일컬어지는 주파수 기준 심볼을 발생하는 발생기(AST)를 포함한다. 제6도에 도시된 실시예에서, 하나의 AFC 심볼이 시간 영역의 각 프레임내의 제로 셈볼에 후속하여 삽입된다. AFC 심볼은 기준 피크 위치에서 발생하는 적어도 하나의 피크값을 발생하기 위한 정보를 포함하며, 이 기준 피크 위치는 주파수 래스터의 각 에지로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두개의 캐리어 위치만큼 분리된다. 실제로 AFC 심볼들은 둘 이상의 피크값을 포함할 수 도 있다. 주파수 래스터내에 하나의 피크값을 갖는 AFC 심볼의 스펙트럼을 도시한 제1(a)도는 단지 하나의 예에 불과하다.
제5(a)도는 여러 심볼들로부터 최종 기저대 DAB 신호가 구축되는 방법을 시간 스케일상의 기능 블럭으로 도시한 도면이다. 주파수 영역의 AFC 심볼들의 발생은 발생기(ASF)에서 이루어지고, 이러한 AFC 심볼의 한 예의 복소 주파수 스펙트럼이 블럭(ASF)에 도시되어 있다. 제3역 푸리에 변환장치(IFT3)에 역 푸리에 변환과 ASF는 시간 영역의 AFC 심볼을 제공하며, 전술한 발생기(AST)와 같은 기능을 수행한다. 제5(a)도에는 또한 주파수 영역의 기준 심볼을 발생하는 전술한 발생기(RSF)의 기능이 도시되어 있다. 기준 심볼의 심볼의 복소 주파수 스펙트럼은 블럭(RSF)에 예로서 도시되어있다. 발생기(RSF)는 제2역 푸리에 변환장치(IFT2)에 접속된다. 주파수 영역의 상기한 기준 심볼들은 MUX1에서 발생하는 디지털 데이터 비트 스펙트럼과 함께 DQPSK 변조기에 공급된다. 전술한 바와 같이, 이들 디지털 데이터는 RSF로부터 발생되는 기준 심볼의 도움으로 DQPSK 변조기에서 차동 직각 위상 시프트 키 변조된다. 기준 심볼에 후속하는 프레임내의 제1 데이터 심볼은 기준 심볼을 위상 기준으로 이용하여 차등 변조되어, 제5(a)도의 블럭(DSF)에 주어진 바와 같이 복소 주파수 스펙트럼을 갖는 신호가 된다. 이러한 제1 데이터 심볼은 블럭 DQPSK′로 표시된 제2 데이터 심볼의 차동 변조시에 위상 기준으로 사용되는 등으로 된다. 이러한 방식으로 획득된 DQPSK 변조된 디지털 데이터는 IFT1에서 역 푸리에 변환되고, 시간 영역으로 변환된다. IFT1, IFT2 및 IFT3의 시간 영역 I 및 Q출력 신호들, 즉, 시간 영역 데이터 심볼들(DS1 ... DSm), 시간 영역 기준 심볼(RS) 및 시간 영역 AFC 심볼(AS)은 프레임 구축 장치(FB)에서 프레임들로 그룹화된다. 전술한 FB에서 이미 언급된 바와 같이, 소위 제로 심볼이 각각의 프레임에 추가되며, 이러한 제로 심볼은 프레임내의 모든 다른 심볼들 앞에 위치된다. 따라서, 제5(b)도에 도시된 바와 같은 시간 영역 DAB 신호가 얻어지는데, 각각의 프레임은 제로 심볼(ZS)로 시작하며, AFC 심볼(AS) 및 데이터 심볼(DS1 ... DSm)이 그에 후속된다.
제4도는 RF 안테나(A)에 접속된 입력단 및 제1 제어 증폭기(CA1)에 접속된 출력단은 갖는 RF 필터(RF)를 포함하는 본 발명에 따른 DAB 수신기의 블럭도이다. CA1의 출력은 원하는 RF DAB 수신 신호를 중간 주파수(intermediate frequency : IF) DAB 신호로 변환하는 믹서(mixer)에 접속된다. 이것은 국부 동조 발진기(local tuning oscillator : TO)로부터 동조 발진 주파수를 믹서에 공급함으로써 이루어진다. TO는 주파수 합성 장치(frequency synthesizer)(도시하지 않음)에 포함될 수도 있다. 믹서의 출력은 IF 필터(IF)를 통해 제2 제어 증폭기(CA2)에 접속된다. CA1 및 CA2의 제어 입력은 AGC 신호 발생기(AGC)로부터의 자동 이득 제어(automatic gain control : AGC) 신호에 의해 제공된다. 제2 제어 증폭기(CA2)의 출력은 IF DAB 신호를 직각 기저대 DAB 신호로 복조하는 직각 복조기에 접속되며, 이 복조기는 동위상(in-phase)(I) 및 직각위상(quadrature)(Q) 신호 경로에 각기 동위상 및 직각위상 믹서(MI, MQ)를 포함하고, 이들 믹서에는 국부 발진기(LO)로부터 직각 국부 발진기 주파수가 제공된다. MI 및 MQ의 출력은 제각기 동위상 기저대 필터(LPI) 및 직각위상 기저대 필터(LPQ)에 접속되고, LPI 및 LPQ는 제각기 동위상 A/D 변환기(ADI) 및 직각위상 A/D 변환기(ADQ)에 접속된다. ADI 및 ADQ의 출력은 디지털 푸리에 변환장치(DFT)에 접속된다. DFT는 직각위상 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환한다. DFT 출력은 차동 복조기(DD)에 접속되고, DD는 샘플 디인터리빙 및 에러 정정 장치(a sample deinterleaving and error correction device : SDI)의 입력에 접속된다. SDI의 출력은 사운드 디코딩장치(SD)에 접속되고, SD는 그의 출력 신호를 사운드 증폭기(AMP)에 전송한다. 사운드 증폭기(AMP)는 사운드 재생용 수단(L)에 접속된다.
동위상 기저대 필터(LPI) 및 직각위상 기저대 필터(LPQ)의 출력은 전술한 AGC 신호 발생기(AGC)의 입력단은 물론 시긴 베이스 회로(time base circuit : TC)의 입력단에 접속된다. 예를들어, 시간 베이스 회로의 제어 및 국부 동조 발생기(TO)의 동조는 마이크로프로세서(MP)에 DLM해 수행되며, MP는 키보드로부터 수동으로 제어될 수 있다. 지금까지 기술된 DAB 수신기 자체는, 예컨대, 1989년 8월, Bernard Le Floch에 의해 “IEEE Transactions on Consumer Electronics”, Vol. 35, No.3에 발표된 “Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivers”이란 명칭의 논문에 개시되어 있다. 이러한 공지된 DAB 수신기에 대응하는 제4도에 도시된 블럭의 상세한 설명은 본 발명을 이해하는데 필요치 않으며, 이에 관한 세부 사항은 전술한 문헌을 참조하기 바란다.
제4도에 도시된 DAB 수신기는, 상기 공지된 DAB 수신기에 부가하여 본 발명에 따른 AFC 장치(AFC)를 포함한다. 이하의 설명을 참조하면 명확해지는 바와 같이, 이 AFC 장치(AFC)는 피수신 AFC 심볼로부터 제1 또는 개략 AFC 신호와 제2 또는 미세 AFC 신호를 발생한다. 따라서, AFC 장치(AFC)의 입력은, 예컨대, 동위상 기저대 필터(LPI) 및 직각위상 기저대 필터(LPQ)의 출력단의 신호 경로들에 접속된다. AFC 장치(AFC)의 출력은 국부 동조 발진기(TO)와 국부 발진기(LO)에 접속되어, 피전송 DAB 신호와 피수신 DAB 신호의 주파수 동기화 또는 자동 주파수 제어를 위해 제1 또는 개략 AFC 신호 및 제2 또는 미세 AFC 신호를 각각 공급한다. 제4도에 도시된 실시예에서, 발진기(TO) 및/또는 (LO)는 상기 주파수 동기화를 성취하기 위한 주파수 제어수단으로서 동작한다. AFC 장치(AFC)의 두 AFC 출력 신호들은 TO 또는 LO를 제어하거나 그 밖의 공지된 대안적인 주파수 제어 수단을 제어하는데 매우 유용하게 사용될 수 있으며, AFC 심볼을 나머지 DAB 신호로부터 분리하는 방법에 따라 AFC 장치(AFC)가 DAB 수신기 신호 경로의 다른 지점들에 접속된 입력을 가질 수 있음은 명백하다.
이하, 본 발명에 따른 DAB 수신기의 자동 주파수 제어 장치(AFC)에서 제1 또는 개략 AFC 신호와, 제2 또는 미세 AFC 신호의 도출에 대해 설명된다.
직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplex : OFDM) 디지털 오디오 방송(DAB) 수신기는 속도, 온도 및 습도와 같은 변화하는 수신 조건하에서 적절하게 동작해야 하며, 가격면에서는 적절해야 한다. DAB 복조는 주파수 편차에 매우 예민하므로, 어떤 종류의 자동 주파수 제어(AFC)가 요구된다.
차동 인코딩(differential encoding)이 사용되므로, 이 경우 이전의 심볼이 위상 기준으로서 사용되기 때문에 위상 고정(phase locking)은 불필요하다. 단지 필요한 것은 연속하는 두 심볼들간의 위상 시프트가 π/4에 대해 무시될 수 있도록 주파수 편차가 충분히 작아야 한다는 것이다. 하나의 프레임에 걸친 국부 발진기(LO)의 주파수 드리프트(drift)는 충분히 낮아서, 프레임 반복 속도의 피드백이면 피수신 신호에 대해 LO를 고정시켜 유지하기에 충분하다고 가정한다.
서프레스드 캐리어(suppressed carrier)에 대한 LO의 주파수 편차(δ f)는 수신된 스펙트럼에 시프트 δ f를 야기한다. 고속 주파수 변환(FFT) 기술은 이러한 편차를 산출하는데 사용될 수 있다. 본 발명의 제1 특징에 따른 개략 검출(a coarse detection)은 피수신 스펙트럼 라인들의 위치를 기대 위치(an expected positions)로도 일컬어지는 초기 기준 피크 위치와 비교함으로서 얻어질 수 있다.
본 실시예의 경우, ± fs/2의 정확도를 얻을 수 있으며, fs는 데이터 캐리어들의 주파수 간격이다.
그러나, 많은 ‘누설’성분들(원치않는 고조파 성분)은 FFT 윈도우가 피수신 신호의 정수의 주기와 일치하지 않은 경우에 발생되므로, 미세 동조가 필요하다.
본 발명의 제2 특징에 따르면, 동적 미세 동조 AFC를 구현하는 방법이 제공된다. 넓은 간격의 기준 피크 위치들에서의 피크 값들, 예로서, 사이에 다수의 가상 캐리어들을 포함하는데 데이터 캐리어들을 반송함으로써, 각 데이터 캐리어 근방에서 누설 성분의 파워가 계산될 수 있고, 이 누설 파워를 최소로 감소시키기 위한 알고리즘이 제공될 수 있다. 연속하는 데이터 캐리어들간에 적어도 두개의 가상 캐리어가 필요하고, 더욱이, 적어도 하나의 가상 캐리어가 주파수 래스터의 양 에지의 각각에 인접하여 위치되어야 하므로, 바람직하게는 프레임당 하나의 여분의 AFC 심볼이 필요하다. 큐빅 레귤레이션 방식(a cubic regulation law)은 통상의 구형 FFT 윈도우에 의해 얻어지는 것으로 나타난다.
전술한 동적 미세 동조 AFC의 바람직한 알고리즘이 또한 제공된다. 해닝 윈도우가 사용되면, 누설 에너지는 데이터 캐리어 주위에 더욱 집중되고, AFC에 대한 근사 선형 레귤레이션 방식(a nearly linear regulation law)이 얻어진다. 다중 주파수 성분들이 처리될 수 있으며, 따라서, 시스템은 주파수 선택 페이딩(frequency selective fading)에 대해 내성을 갖게 된다. 또한, AFC 심볼의 데이터 캐리어들은, 예컨대, 이들 캐리어상에 위상 변조되는 다른 유용한 정보를 전송하는데 사용될 수 있다.
본 발명에 따른 송수신 및 수신기 개념뿐만 아니라 가능한 AFC 구현 방안도 제공된다.
[개략 AFC 알고리즘]
전술한 논문에 개시된 DAB 시스템에서, 기저대 시간 신호 I 및 Q는 임의의 주어진 복소 주파수 스펙트럼으로부터 개시하는 복소 FFT 알고리즘에 의해 발생된다. 설명을 용이하게 하기 위해, 실수와 허수 채널에서 단위 진폭을 갖는 주파수 Ω 1의 단일 주파수 성분을 가정하면, 기저대 신호 Vb(t)는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
송신기에서, 이 신호는 캐리어 주파수 Ω h에 의해 직각 변조되어 다음과 같은 피전송 신호 Vt(t)가 도출된다.
통상, 수신기는 Ω h에 대해 δΩ의 주파수 편차를 갖는다. 적절한 스케일 팩터(factor)를 이용해 직각 복조후 저역 통과 필터링하면, 얻어지는 기저대 신호는 다음과 같다.
또한, 복소 표기법(complex notation)에 의하면 다음과 같다.
식(1.5)와 식(1.1)을 비교하면, 다음과 같은 사항(a-d)을 알 수 있다.
a. 기대한 바와 같이, δ Ω = 0일때, 정확한 복조가 얻어진다.
b. δΩ가 0이 아니면, 전체 스펙트럼(음과 양의 주파수)은 같은 방향으로 쉬프트된다.
c. 쉬프트의 방향은 주파수 편차의 부호에 의해 결정된다.
d. 스펙트럼 라인 위치를 조사함으로써 AFC 알고리즘의 구현을 위한 충분한 정보를 제공할 수 있다.
DAB 시스템에서, 길이의 심볼로 NT가 사용된다(여기서, T는 샘플 주기이고, N은 하나의 심볼내 샘플의 수이다). 이 심볼의 이산 푸리에 변환(DFT)은 다음과 같다.
식(1.5)에 Ω=2π f 이고 fs=1/NT를 적용하면 Vr(nfs)는 다음과 같다.
δ f=0이면, n=± Nf1T에서 단일 캐리어가 발견된다. δ f가 0이 아니면, DFT의 절단 구간은 정수의 주기와 같지 않고 에너지는 전 캐리어에 걸쳐 전파되는데, 이러한 현상이 누설(leakage)로 알려져 있다. Nδ fT가 정수일 때에만, 모든 에너지가 n=Nδ fT±Nf1T인 주파수 라인에 집중된다.
따라서, 수신기에서 개략 검출은 피수신 심볼내에서 발생하는 최대 또는 피크 에너지를 갖는 캐리어(하나의 캐리어만 전송되는 것으로 가정함)을 검색하여, 그의 주파수 위치를 기대 캐리어 위치와 비교함으로써 구현될 수 있다.
국부 발진기에 적절한 피드백 신호를 인가함으로써, 주파수 래스터의 정확한 위치(기대 위치)에서 최대 에너지를 갖는 캐리어를 얻을 수 있다.
개략 AFC로도 표시되는 이러한 기법에 의해, ± fs/2의 정확도가 얻어질 수 있다. 물론, 이것은 목표와 멀다. fs=15,625Hz에서, ±8KHz의 분해능이 얻어지며, 목표의 분해능은 ±100Hz(80μ의 심볼 구간동안 ±3°의 위상 오차)이하이다.
본 발명자들이 원하는 것은 fs를 초과하는 주파수 편차를 정정할 수 있음을 나타내는 것 뿐이다. 최대 범위는 현안 심볼내의 데이터 캐리어들간의 가상 캐리어(신호 파워=0)의 수에 결정된다. 따라서, AFC 심볼로는 표시되는 새로운 기준 심볼이 도입되는 것이 바람직하다. 이에 의해, 전술한 공지의 AFC 회로의 추적 범위보다 훨씬 더 넓은 개략 AFC의 추적 범위를 실현할 수 있다.
정확도를 증가시키기 위해, 피수신 캐리어의 에너지를 최대화할 수 있지만, 이렇게 하면, 피수신 신호에 노이즈가 발생하여 신호가 변동할 수 있기 때문에 바람직하지 않다.
다음으로, 정확한 동적 미세 동조(accurate dynamic fine tuning) AFC 알고리즘이 제공되며, 이것은 단독으로 사용되거나 전술한 개략 AFC와 조합하여 사용될 수 있고, 또한 전술한 새로운 AFC 심볼을 이용한다.
[정확한 동적 미세 동조 AFC 알고리즘]
본 발명에 따른 정확한 AFC의 경우, 피수신 데이터 캐리어의 왼쪽과 오른쪽에 위치되는 캐리어들 ±Nf1T-1과 ±Nf1T+1의 파워를 이용하며, 이에 대해 검토되어야 한다. 제1(a)도의 스펙트럼 라인은 주파수 에러없는 캐리어에 대해 도시한 것이고, 제1(b)도의 스펙트럼 라인은 30%의 주파수 에러를 갖는 캐리어에 대해 도시한 것이다. 제1(b)도에서 알 수 있는 바와 같이, 양측 캐리어들 사이에는 파워차 δ P가 존재한다.
δ p와 δ f 간의 관계는 식(1.7)을 이용하여 계산될 수 있다. n=m±Nf1T일 때, 식(1.7)은 다음과 같이 표현될 수 있다.
δ f의 값이 작고 N의 값이 큰 경우, 합계는 적분에 의해 다음과 같이 근사될 수 있다.
수신기의 이동 및/또는 전송 채널의 변동에 의해, 신호 진폭은 연속적으로 변할 수 있다. 신호 진폭과 독립적으로 에러 추정을 수행하기 위해, δ p/p를 계산하는 것이 권장된다(여기서, p는 피수신 주 캐리어의 파워이고, δp는 상측 및 하측 누설 캐리어간의 파워 차이다). 따라서, 식(2.2)는 m=0일 경우와 m=1인 경우에 대해 계산될 필요가 있다.
적분식(2.2)의 일반 해는 다음과 같다.
한편,
이다.
양측 캐리어의 상대적인 파워는 다음과 같다.
따라서, 차 δ P/PO는 다음과 같다.
컴퓨터 시뮬레이션에서, δ P/PO의 값은 δ f/fs의 여러 값들에 대해 계산된다. 표 1에서, 이들 결과는 식(2.6)으로부터 얻어진 추정값과 비교된다. 비교결과, 50%까지의 모든 주파수 편차에 대해 우수한 일치성을 가짐을 이해할 것이다.
[표 1]
식(2.6)과 표 1로부터 다음과 같은 중요한 결론을 얻을 수 있다.
1. 본 시스템에서, 더욱 정확한 AFC를 위한 제어 알고리즘이 실행될 수 있다.
2. δ P/PO의 부호는 δ f의 부호와 같다. 이것은 캐리어 주파수가 기대 값보다 낮은지 혹은 높은지를 결정하는데 매우 중요하다.
3. 파워의 차는 δ f의 3제곱에 비례한다. 따라서, AFC에 대한 선형 조정 규칙을 구하기가 어렵다. 또한, 에러 신호는 δ f의 값이 작은 경우 매우 작아진다.
4. δ P/PO의 값은 f1의 함수가 아니다. 따라서, 수개의 캐리어가 사용될 수 있고, δ P/PO에 대한 평균값이 계산될 수 있다. 이것은 알고리즘을 주파수 선택성 페이딩에 대해 내성을 갖게 한다.
5. 여러 캐리어들 사이의 간격은, 다른 캐리어들의 ‘파-어웨어(far-away)’누설 성분들의 파워가 P+와 P-에 대해 무시될 수 있도록 충분히 커야 한다.
[바람직한 정확한 동적 미세 동조 AFC 알고리즘]
전술한 알고리즘은 정확한 AFC에 대해 사용될 수 있지만, 이것은 δp와 δf 간의 3차 관계라는 단점이 있다. 또한, 표 1에 나타난 바와 같이, 고파워 누설 성분이 많으면, 다중 캐리어가 사용될 때 이러한 관계가 왜곡될 수 있다.
다양한 누설 성분들에 걸치 에너지 분포는 시간 신호의 적절한 윈도윙에 의해 변화될 수 있다. 제2도는 제1도에 사용된 것과 동일한 심볼에 대해 해닝 윈도우를 적용한 후의 스펙트럼 라인을 도시한 것이다. 제2도로부터 알 수 있는 바와 같이, δf=0일때, 양측 캐리어는 동일한 파워를 갖는 것으로 나타난다. δf가 0이 아닐때, 이전의 방법과 마찬가지로 양측 캐리어간의 차 δ p가 또한 존재하지만, ‘파-어웨어(far away)’누설 성분의 에너지가 제1도에 비해 훨씬 감소됨을 알 수 있다. 컴퓨터 시뮬레이션도 역시 δ P/PO와 δ f/fs간에 거의 선형적인 관계를 나타내었다.
δ P/PO의 이론값은 전술한 식에 의해 계산될 수 있다.
해닝 윈도우를 적용하기 위해, 시간 함수 Vr(t)에 다음과 같은 ‘가중(weighting)’함수 Vh(t)를 승산한다.
식(3.1)가 (1.5)의 곱하면 다음과 같다.
이 결과는, δ f=0일때, 양측 캐리어가 주 캐리어 진폭의 1/2로 발생됨을 표시한다. 이것은 예측될 수 있는데, 그 이유는 해닝 윈도우를 적용하는 것은 주파수 fs를 갖는 시간 신호의 진폭 변조와 동등하기 때문이다.
식(3.2)는 식(1.5)에서 주어진 성분들의 합이지만, 다른 지수(exponents)를 갖는다. 따라서, 전술한 식들은 δ ph/po(해닝 윈도우)와 δ f/fs간의 관계를 찾아내는데 사용될 수 있다.
캐리어들의 진폭은 식(2.3)과 동일한 형태로 다음과 같이 표현될 수 있다.
양측 캐리어의 상대 파원는 다음과 같다.
차 δPh/Po=(P+-P-)/PO는 다음과 같다.
주파수 편차가 작은 경우, 2차항들은 무시될 수 있으며, 다음과 같이 매우 간단한 해가 구해진다.
표 2에서 식(3.5) 및 식(3.6)에 의해 계산된 δ Ph의 이론값은 컴퓨터 계산값과 비교된다. 식(3.5)에 대하여 우수한 일치성이 존재함을 알 수 있을 것이다. 식(3.6)은 작은 주파수 에러에 매우 유용하다. 주파수 편차가 큰 경우 정확도가 떨어지는데, δ f/fs가 0.5에 접근하면, δ f/fs의 최대 에러는 30%로 된다. 따라서, 식(3.6)은 누설 캐리어들의 상대 파워 차 δ Ph/PO를 이용하여 주파수 에러 δ f를 추정하는데 사용될 수있다.
[표 2]
다수의 캐리어가 이용된 경우, 평균값 (δ Ph/P)av이 계산될 수 있는데, 이것은 각 캐리어 i의 상대적인 파워 Pi을 고려한 것이다. 선형 가중에 의해 다음과 같은 식이 도출된다.
주파수 에러의 추정값은 아래와 같이 주어진다.
해닝 윈도우의 적용에 의해, 전술한 미세 동조 AFC 방법의 장점이 보존되면서 결점들이 제거된다. 더욱 요구되는 것은 2N개의 포인트(points)(실제 시간 신호 및 가상시간 신호)와 해닝 윈도우 식(3.1)을 곱하는 것이다. 피전송 캐리어 근처 캐리어의 FFT와 파워를 계산한 후, 국부 발진기의 주파수 편차에 거의 비례하고 신호 진폭에 대해서는 독립적이며 주파수 선택 페이딩에 대해서는 내성을 갖는 에러 신호가 획득될 수 있다. 이러한 방식으로, 정확한 자동 주파수 제어가 구현될 수 있다.
전술한 바와 같이, 이러한 AFC 알고리즘을 구현하기 위해 여분의 AFC 심볼이 도입되어야 한다. 이 알고리즘은 주파수 선택 페이딩에 대해 내성을 가져야 하기 때문에, AFC 심볼의 도입은 필수적이다. 그러나, 제안된 AFC 알고리즘이 파워만을 다루기 때문에 AFC 심볼내의 데이터 캐리어는 유용한 위상 정보를 전송할 수 있다.
[가능한 구현 방안]
수신기의 AFC를 구현하는 가능한 방안이 제3도의 흐름도로 설명된다. 참조부호로 표시된 방법의 단계는 다음과 같다.
0. 프레임과 타임 베이스(time base)의 동기화.
1. AFC 심볼의 I 및 Q 채널 판독.
2. Ir(t) 및 Qr(t) 모두에게 대해 해닝 윈도우(3.1)를 적용.
3. Irh(t)+jQrh(t)의 복소 FFT 변환 계산.
4. 각각의 주파수 성분의 파워를 계산.
5. 특정 임계치보다 큰 최대 에너지를 가진 캐리어의 주파수 위치를 결정.
6. 상기 위치와 기대 값이 일치하면 단계 9로 진행하고, 그렇지 않으면 단계 7로 진행.
7. ± 편차의 평균을 계산.
8. 이 평균 편차가 0이면 단계 9(개략 동조 AFC의 종료)로 진행하고, 그렇지 않으면 단계 13으로 진행.
9. 각각의 캐리어 i에 대해 δ Ph를 계산.
10. 식(3.7)을 이용하여 가중 평균(δ Ph/P)av을 계산.
11. 제2 또는 미세 동조 AFC 정정 신호를, 식(3.8)에 의해 주어지는 추정된 주파수 에러 δ f의 함수로서 계산하여 적용함.
12. 다른 심볼들(기준, 데이터, 0)을 처리하고 단계 1로 진행(새로운 AFC 심볼을 얻거나 또는 δ f〈δ fmax 일때 데이터 처리를 개시).
13. 제1 또는 개략 AFC 정정 신호를 주파수 시프트(캐리어 시프트의 수)의 함수로 계산하여 적용한 후, 단계 1로 진행.
이상 설명된 새로운 OFDM DAB 시스템은 단지, OFDM DAB 신호 포맷으로, 사전 결정된 위치의 피크 값들 또는 데이터 캐리어들을 갖는 새로운 AFC 심볼을 도입하여 상기 주파수 래스터내의 순차적 피크 값들 또는 데이터 캐리어들을 2를 초과하는 사전결정된 수의 캐리어 위치들 또는 가상 캐리어들에 의해 서로 상호간에 분리하되 이러한 적어도 하나의 캐리어 위치 또는 가상 캐리어는 상기 피크 값 또는 데이터 캐리어와 상기 주파수 래스터의 에지들 사이에 위치되도록 한다는 기본적 개념의 한 예로서 제공된 것이다.
이러한 AFC 심볼의 심볼 길이 또는 윈도우는 데이터 심볼의 심볼 길이 및 윈도우로부터 벗어날 수도 있는데, 예컨대, 데이터 심볼의 길이 또는 윈도우보다 작을 수도 있다. 본 발명은 이상 설명된 실시예들에 제한되지 않으면, 본 발명을 해닝 윈도우를 사용하지 않고 다른 윈도우 신호 처리를 이용하거나, AFC 심볼마다 단하나의 데이터 캐리어를 사용하여 적용하는 것도 가능하며, 데이터 캐리어들간에 불규칙한 주파수 간격을 갖는 다양한 데이터 캐리어들이 이용된 경우에도 적용할 수 있음이 명백하다. 또한, AFC 심볼과 제로 심볼을 조합하거나, 사전설정된 방법으로 하나 이상의 특정 데이터 심볼(들)을 중첩시키거나, AFC 심볼로서 아직 정의 되지않은 심볼을 이용하는 것도 가능하다.
본 발명은 시분할 다중 채널(time divisional multiplexed channels)내에서 프레임(frames)으로 그룹화된 디지털 데이터를 송수신하는 시스템에 관한 것으로서, 각각의 프레임 데이터 심볼(data symbols) 및 시스템 심볼(system symbols)을 갖는 다중 캐리어 심볼(multicarrier symblols)을 포함하고, 각각의 심볼은 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 주파수 래스터(frequency raster)내의 캐리어 위치들의 직교 주파수 분할 다중 캐리어 세트(a set of orthogonal frequency division multiplexed carriers)로 이루어진다.
또한, 본 발명은 이러한 시스템에서 사용되는 수신기 및 송수신에 관한 것이다.
전술한 시스템과 이러한 시스템에서 사용되는 수신기 및 송수신는, 예컨대, “IEEE Tranasactions on Consumer Electronics”, Volume 35, number 3, August 1989”에 발표된 B. Le Floch 등에 의한 “Digital Sound Broadcasting to Mobile Receivers”이란 명칭의 논문에 개시되어 있다.
이러한 공지의 시스템에서, 심볼내의 각각의 캐리어 위치는 데이터 캐리어 또는 가상 캐리어(virtual carrier)로 점유되고, 적어도 최저 데이터 캐리어 주파수(the lowest data carrier frequency)의 1 주기분의 윈도우 길이(window length)를 가지며, 가상 캐리어는 신호 파워(signal power)를 갖지 않는다.
송신될 디지털 데이터는 차동 직각 위상 시프트 키 변조(differential quadrature phase shift key modulation : DQPSK)에 의해 데이터 캐리어상에 변조된다. 이후, 캐리어는 역 고속 푸리에 변환(inverse Fast Fourrier Transform(FFT)) 프로세서에 의해 I(In-phase) 및 Q(Quadrature) 시간 신호로 변환되고, 이어서 이들 시간 신호는 전송 캐리어상에 각각 변조된다. 이 시스템은 디지털 오디오 신호를 송신하는데 사용될 수 있으므로, OFDM DAB(Orthogonal Frequenry Division Multiplex Digital Audio Broadcasting) 시스템으로 일컬어진다.
수신기에서는 역 신호 처리가 행해진다. 즉, 국부 동조 발진기(local tuning oscillator) 및 그에 후속하는 직각 변조기를 사용함으로써 기저대(baseband) I 및 Q 시간 신호가, 수신된 직각변조된 전송 캐리어로부터 도출된다. A/D(analog to digital) 변환 후, 이들 기저대 I 및 Q 시간 신호는 FFT 프로세서에 의해 처리되고, 이어서 차동 복조기(differential demodulator), 샘플 디인터리빙(deinterleaving) 및 에러 정정 회로, 사운드 디코딩 장치, 사운드 재생 수단에 의해 처리된다.
전형적인 사용 모드에서, 448개 데이터 캐리어를 변조하는데 512개 포인트 FFT가 사용되는데, 나머지 64개의 캐리어는 가상 캐리어로서, 이들 가상 캐리어는 신호 파워를 갖지 않고, 따라서, 전송 능력을 갖지 않는다. 데이터 캐리어는 주파수 래스터의 중간 영역을 점유하고, 가상 캐리어는 이 데이터 캐리어의 그룹에 인접하는 두 개의 서로 동일한 수의 그룹에 위치된다. 가상 캐리어는 수신기측에서 유용한 신호를 선택하는데 사용되는, 필터의 천이 대역(transition bands)내에 놓이는 주파수 래스터의 양쪽 각 에지(edge)의 주파수 영역들을 점유한다.
각각의 심볼은 다준 경로의 영향을 처리하는 보호 구간(guard interval) 뒤에 위치된다. 각각의 프레임은 a.o. 프레임 동기화 및 채널 특성 결정에 사용되는 제로 심볼(zero symbol)과, 이하에서 기준 심볼로서 일컬어지는 초기 위상 참조용 위상 기준 심볼(phase reference symbol)을 비롯한 다수의 시스템 심볼로 시작된다.
캐리어 누설을 방지하기 위해, FFT 윈도우는 정수의 기저대 신호 주기와 동일해야 한다. 이것은 수신기에서 국부 동조 발진기의 주파수 편차가 아주 작은 거리에 대해 송수신에서의 국부 발진기의 주파수 편차로부터 단지 벗어날 수도 있음을 의미한다. 심볼 주기 Ts가 1250μs인 단일 주파수 네트워크(single frequency network : SFN)에 대한 전형적인 값은 125MHz에 대해 25Hz 즉, 0.2p.p.m이다.
전술한 논문에는 예상된 값으로부터 DQPSK 신호 벡터의 시스템 편차의 검출을 기초로 하는 자동 주파수 제어(Automatic Frequency Control : AFC) 시스템이 개시되어 있다. 이러한 방식에 의해, 최대 ±45°위상 편차를 검출하여 정정하는 것이 가능하다. 차동 변조를 사용하기 때문에 이것은 °1/8Ts의 최대 주파수 편차에 대응한다.
전술한 SFN의 예에서, 국부 발진기의 요구 안정성 또는 자유 실행 주파수 공차 범위는 125MHz에 대해 100Hz 즉, 0.8p.p.m이다.
본 발명의 제1 목적은 디지털 데이터를 송신 및 수신하는 시스템에서 수신기의 국부 발진기를 송신기의 국부 발진기와 동적으로 정확히 동기시키고, 수신기 국부 발진기의 자유 실행 공차 범위를 공지된 수신기 국부 발진기의 공차 범위보다 훨씬 넓게 할 수 있게 하는데 있다. 이러한 국부 발진기는 비교적 저렴하다.
본 발명의 제2 목적은 전술한 시스템에서 사용하기 위한 수신기로서, AFC 회로를 갖춘 수신기를 제공하여 송수신 국부 발진기 주파수에 대한 수신기 국부 발진기 주파수의 개략적(coarse) AFC 동조를 실현하는 것으로, 이러한 AFC 회로는 미세(fine) AFC 동조 회로의 트래킹(tracking) 범위를 실질적으로 확장하기 위해 이 미세 AFC 동조 회로와 조합하여 사용하기에 특히 적합하며, 비교적 저렴한 수신기 국부 발진기의 사용을 가능하게 한다.
본 발명의 제3 목적은 전술한 시스템에서 사용하기 위한 수신기로서, AFC 회로를 갖춘 수신기를 제공하여, 송신기 국부 발진기 주파수에 대한 수신기 국부 발진기 주파수의 미세 AFC 동조를 실현하는 것으로, 이 AFC 회로는 공지된 수신기 발진기 주파수에 비해 더욱 넓은 트래킹 범위를 가지며, 훨씬 저렴한 수신기 국부 발진기의 사용을 가능하게 한다.
본 발명의 제4 목적은 전술한 각각의 수신기와 함게 사용되기에 적합한 송신기를 제공하는 것이다.
전술한 제1 목적을 달성하기 위해, 시분할 다중 채널내에서 프레임으로 그룹화된 디지털 데이터를 송수신하는 시스템으로서, 각가의 프레임은 데이터 심볼 및 시스템 심볼을 포함하는 다중 캐리어 심볼로 이루어지고, 각각의 심볼은 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 주파수 래스터내의 캐리어 위치들에서 직교 주파수 분할 다중화된 캐리어 세트를 포함하는 디지털 데이터 송수신 시스템에 있어서, 본 발명에 따르면 상기 프레임들은 주파수 기준 심볼을 포함하되, 상기 각 주파수 기준 심볼은 주파수 래스터의 각 에지로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두개의 캐리어 위치만큼 분리되는 주파수 래스터내의 적어도 하나의 기준 피크 위치(reference peak position)에서 피크값을 발생하기 위한 정보를 반송하는 것을 특징으로 한다.
전술한 바와 같이, 심볼들내의 각 캐리어 위치는 데이터 캐리어 또는 신호 파워를 갖지 않는 가상 캐리어에 의해 점유된다.
본 발명에 따른 전술한 시스템에서, 바람직하게는 각각의 주파수 기준 심볼 들은 각각의 피크 위치에서 피크 신호 파워 레벨을 갖는 데이터 캐리어를 포함하고, 이러한 각각의 데이터에 캐리어는 주파수 래스터의 각 에지로부터 적어도 하나의 가상 캐리어만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치에 데이터 캐리어로부터 적어도 두개의 가상 캐리어만큼 분리되는 것을 특징으로 한다.
전술한 본 발명의 제2 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 전술한 시스템에 사용되는 수신기는 수신된 주파수 기준 심볼의 주파수 래스터내의 각각의 피크값의 주파수 위치를 검출하는 수단과, 피크값의 주파수 위치와 초기 기준 피크 위치간의 주파수 차이로부터 제1 AFC 신호를 도출하는 수단을 포함하되, 상기 제1 AFC 신호는 주파수 제어 수단에 공급되어 상기 주파수 차이를 감소시키는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제3 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 시스템에 사용되는 수신기는 피크 위치의 인접한 양 캐리어 위치에서 발생되는 누설 성분(leakage components)의 비율을 판정하는 수단과, 상기 비율로부터 그에 따라 변화하는 제2 AFC 신호를 도출하는 수단을 포함하되, 상기 제2 AFC 신호는 주파수 제어 수단에 공급되어 상기 비율과 1(unity) 사이의 차이를 감소시키는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 본 발명에 따른 전술한 수신기에서, 제2 AFC 신호는 피크 위치의 인접한 양 캐리어 위치에서 발생되는 캐리어 누설 성분들의 파워 비율(power ratio)에 따라 변화하는 것을 특징으로 한다.
전술한 수신기의 더욱 바람직한 실시예에서는 수신된 주파수 기준 심볼을 윈도우 신호 처리함으로써 캐리어 누설 성분의 파워를 기준 피크 위치 쪽으로 더욱 강조하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제4 목적을 달성하기 위해, 전술한 본 발명에 따른 시스템에 사용되는 송신기는 상기 주파수 기준 심볼을 발생하는 신호 발생기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이러한 송수신에 있어서, 상기 신호 발생기는 각각의 기준 피크 위치의 각각의 주파수 기준 심볼내에 피크 신호 파워 레벨을 갖는 데이터 캐리어를 발생하는 수단을 포함하되, 이러한 각각의 데이터 캐리어는 주파수 래스터의 각 에지로부터 적어도 하나의 가상 캐리어 만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치의 데이터 캐리어로부터 적어도 두개의 가상 캐리어만큼 분리되는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명의 실시예의 설명이 다음과 같은 도면을 참조하여 제공된다.

Claims (9)

  1. 시분할 다중 채널내에서 프레임으로 그룹화된 디지털 데이터를 송신 및 수신하되, 상기 각각의 프레임은 데이터 심볼(data symbols) 및 시스템 심볼(system symbols)을 포함하는 다중 캐리어 심볼(multicarrier symbols)로 이루어지고, 상기 각각의 심볼은 주파수 래스터(a frequency raster)내의 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 캐리어 위치들에서 직교 주파수 분할 다중화된 캐리어 세트(a set of orthogonal frequency division multiplexed carriers)를 포함하는 디지털 데이터 송수신 시스템에 있어서, 상기 프레임은 주파수 기준 심볼(frequency reference symbols)을 포함하고, 상기 각각의 주파수 기준 심볼은 상기 주파수 래스터내의 적어도 하나의 기준 피크 위치에서 피크값을 발생시키는 정보를 반송하며, 상기 기준 피크 위치는 상기 주파수 래스터의 각각의 에지로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두개이 캐리어 위치만큼 분리되는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 송수신 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 각각의 심볼은 상기 주파수 래스터내의 캐리어 위치들에서 신호 파워를 갖지 않는 가상 캐리어(virtual carriers) 및/또는 데이터 캐리어(data carriers)를 포함하고, 상기 각각의 주파수 기준 심볼은 상기 각 기준 피크 위치에서의 데이터 캐리어를 포함하되, 상기 각 데이터 캐리어는 피크 신호 파워 레벨(a peak Signal power level)을 갖고, 상기 주파수 래스터의 각각의 에지로부터 적어도 하나의 가상 캐리어만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치에서 상기 데이터 캐리어로부터 적어도 두개의 가상 캐리어만큼 분리되는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 송수신 시스템.
  3. 시분할 다중 채널내에서 프레임으로 그룹화된 디지털 데이터를 수신하되, 상기 각 프레임은 데이터 심볼과 시스템 심볼을 포함하는 다중 캐리어 심볼로 이루어지고, 상기 각 심볼은 주파수 래스터내의 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 캐리어 위치들에서 직교 주파수 분할 다중화된 캐리어 세트를 포함하는 디지털 데이터 수신기에 있어서, 상기 프레임은 상기 주파수 래스터내의 적어도 하나의 기준 피크 위치에서 피크 값을 발생시키는 정보를 반송하는 주파수 기준 심볼들을 포함하고, 상기 적어도 하나의 기준 피크 위치는 상기 주파수 래스터의 각각의 에지들로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두개의 캐리어 위치만큼 분리되며, 상기 수신기는 피수신 주파수 기준 심볼의 상기 주파수 래스터내의 각 피크 값의 주파수 위치를 검출하는 수단과, 상기 주파수 위치와 상기 기준 피크 위치간의 주파수 차이로부터 제 1 AFC 신호를 도출하는 수단을 포함하되, 상기 제 1 AFC 신호는 주파수 제어 수단에 공급되어 상기 주파수 차이를 감소시키는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 수신기.
  4. 시분할 다중 채널내에서 프레임으로 그룹화된 디지털 데이터를 수신하되, 상기 각 프레임은 데이터 심볼과 시스템 심볼을 포함하는 다중 캐리어 심볼로 이루어지고, 상기 각 심볼은 주파수 래스터내의 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 캐리어 위치들에서 직교 주파수 분할 다중화된 캐리어 세트를 포함하는 디지털 데이터 수신기에 있어서, 상기 프레임은 상기 주파수 래스터내의 적어도 하나의 기준 피크 위치에서 피크 값을 발생시키는 정보를 반송하는 주파수 기준 심볼들을 포함하고, 상기 적어도 하나의 기준 피크 위치는 상기 주파수 래스터의 각각의 에지들로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두 개의 캐리어 위치만큼 분리되며, 상기 수신기는 피크 위치의 인접하는 양 캐리어 위치들에서 발생하는 누설성분의 비율(ratio of leakage components)을 산출하는 수단과, 상기 비율로부터 그에 따라 변화하는 제2 AFC 신호를 도출하는 수단을 포함하되, 상기 제2 AFC 신호는 주파수 제어 수단에 공급되어 상기 비율과 1(unity) 사이의 차이를 감소시키는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 각 심볼은 상기 주파수 래스터내의 상기 캐리어 위치들에서 신호 파워를 갖지 않는 가상 캐리어 및/또는 데이터 캐리어를 포함하고, 상기 각 주파수 기준 심볼들은 상기 각 기준 피크 위치에서 피크 신호 파워 레벨을 갖는 데이터 캐리어를 포함하되, 상기 각 데이터 캐리어은 상기 주파수 래스터의 각 에지들로부터 적어도 하나의 가상 캐리어만큼 분리되고 후속하는 기준 피크 위치에서 상기 데이터 캐리어로부터 적어도 두 개의 가상 캐리어만큼 분리되며, 상기 제2 AFC 신호는 피크 위치의 인접하는 양 캐리어 위치들에서 발생하는 상기 캐리어 누설 성분들의 파워 비율에 따라 변화하는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 수신기.
  6. 제5항에 있어서, 윈도우 수단에 의해 상기 피수신 기준 심볼을 신호 처리함으로써 상기 기준 피크 위치 쪽으로 상기 캐리어 누설 성분의 파워를 증가시켜 강조하는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 수신기.
  7. 제6항에 있어서, 해닝 윈도우 수단에 의해 상기 피수신 주파수 기준 심볼을 신호 처리하는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 수신기.
  8. 시분할 다중 채널내에서 프레임으로 그룹화된 디지털 데이터를 송신하되, 상기 각 프레임은 데이터 심볼 및 시스템 심볼을 포함하는 다중 캐리어 심볼로 이루어지고, 상기 상기 각 심볼은 주파수 래스터내의 규칙적인 캐리어 간격을 갖는 캐리어 위치들에서 직교 주파수 분할 다중화된 캐리어들의 세트를 포함하는 디지털 데이터 송수신에 있어서, 상기 프레임들내에 주파수 기준 심볼들을 발생하는 신호 발생기(AST)를 포함하며, 상기 각 주파수 심볼은 상기 주파수 래스터내의 적어도 하나의 기준 피크 위치에서 피크 값을 발생시키는 정보를 반송하되, 상기 적어도 하나의 기준 피크 위치는 상기 주파수 래스터의 각각의 에지들로부터 적어도 하나의 캐리어 위치만큼 분리되고 후속하는 기준 피크 위치로부터 적어도 두개의 캐리어 위치만큼 분리되는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 송신기.
  9. 제8항에 있어서, 상기 신호 발생기(AST)는 상기 각 기준 피크 위치에서 상기 각 주파수 기준 심볼내에 피크 신호 파워 레벨을 갖는 데이터 캐리어를 발생하는 수단을 포함하되, 상기 각 데이터 캐리어는 상기 주파수 래스터의 각각의 에지들로부터 적어도 하나의 가상 캐리어만큼 분리되고, 후속하는 기준 피크 위치에서 상기 데이터 캐리어로부터 적어도 두개의 가상 캐리어만큼 분리되는 것을 특징으로 하는 디지털 데이터 송신기.
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