KR0176965B1 - 라디오 수신기 - Google Patents

Abstract

헤테로다인 방식 또는 호모다인 방식에 따른 라디오 수신기에서, 두 개의 부가적 송신채널이 간섭억제를 위하여 제공된다.

두개의 부가적 송신채널은 다른 왜곡의 정도를 갖는다. 중첩신호와의 어느 한 혼합이 상기 두 개의 송신 채널의 각각에서 일어나고 합성 중간주파수신호 또는 기본대역신호가 합신호를 발생시키도록 역위상으로 더해지거나, 두 개의 부가적 송신 채널의 출력 신호가 합신호를 발생시키도록 역위상으로 더해져 합성의 합신호가 중간 주파수신호 또는 기본대역신호를 발생시키도록 중첩신호와 혼합된다.

더함과 혼합후에 얻어지고 두 개의 부가적 송신채널의 출력신호로부터 나온 신호들은 주파수 선택되고 복조되며, 복조된 신호는 이득 제어에 사용된다.

Description

라디오 수신기

제1도는 종래 기술에 따른 카 라디오의 FM 부분의 블력도.

제2도는 본 발명에 따른 간섭 감지기를 갖는 FM 부분의 실시예의 블럭도.

제3도는 본 발명에 따른 간섭 감지기를 갖는 또 다른 실시예 블럭도.

제4a도 내지 제4c도는 각각 본 발명에 따른 간섭 감지기의 실시예를 보여주는 블럭도.

제5도는 간섭 신호레벨의 함수로서 본 발명에 따른 간섭 감지기의 출력 레벨을 보여주는 블럭도와 본 발명에 따른 간섭 감지기의 동작모드를 설명하기 위한 블럭도.

제6도는 본 발명에 따른 간섭 감지기의 실시예의 회로도.

제7a도는 제6도에 따른 간섭 감지기의 HF 부분이 수정된 회로도.

제7b도는 제7a도에 따른 HF부분을 위한 동작전류의 발생을 보여주는 회로도.

제8도는 제6도에 따른 간섭 감지기의 HF 부분이 다르게 수정된 회로도.

제9도는 본 발명에 따른 간섭 감지기의 다른 실시예의 회로도.

제10도는 본 발명에 따른 간섭 감지기의 최종 실시예의 회로도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1,2 : 입력단 3 : 선택 필터

4 : 믹서 5 : 국부 발진기

6 : 버퍼 7,10,18g : IF 대역통과필터

15 : AGC증폭기 16 : 신호검출기

20 : 평가회로 18d, 18e : HF 증폭기

18f : 감지기 믹서 18f',18f : 믹서

CK : 결합 캐패시터

본 발명은 헤테로다인 방식 또는 호모다인 방식에 따른 라디오 수신기에 관한 것이다.

라디오 수신기의 수신품질은 많은 기준에 의하여 결정되고, 이중 가장 중요한 것은 절대감도, 인접한 채널 선택도 및 강한 신호 작용이다. 강한 신호작용은 주로 고주파의 혼합, 상호변조 및 블로킹에 관한 것이다.

고주파 혼합은 입력신호의 고주파를 발진기 신호의 고주파와 혼합시킴으로서 중간 주파수를 형성한다.

이런 형태의 가장 중요한 간섭성분은 간섭신호의 다음 주파수에서 발생된다.

여기서, f_in은 수신주파수이고, f_st는 간섭주파수, 그리고 f_z는 중간 주파수이다.

상호 변조 간섭은 적절한 주파수 배열로 유효 수신채널에 입력되는 적어도 두 개의 신호의 혼합 적(mixing product)이다. 가장 강하게 나타나는 가장 잘 알려진 상호변조 간섭은 다음의 주파수 조건하에서 제2 및 제3차 상호변조로부터 생긴다.

여기에서, f_s1내지 f_s3는 간섭신호 주파수이다.

간섭 적(interfering products)에 대한 결정 요인은 전단(pre-stage)에서 HF 선택의 정도와 관련하여 전단 및 혼합단에서 비선형성이다.

블로킹 작용은 강한 대역 내 간섭신호(in-band interference signal)가 존재할 때 원하는 약한 신호에 대한 수신기의 수신작용이다. 상기 블록킹 작용은 강한 간섭신호가 수신 대역에서 일어날 때 원하는 약한 신호가 잡음으로 사라지는 현상이다. 예를 들어, 이것은 FM 라디오 수신기의 경우와 같이 이득이 강한 대역내 신호에 의하여 하향조절되는 경우이다.

그러므로, 수신문제에 대한 주원인은 실행단계에서의 비선형성이다. 상기 비선형성은 능동 및 수동소자 양쪽에서 일어난다. 그 결과, 전단 트랜지스터와 (보통 집적된) 믹서에서 잘 공지된 왜곡 이외에, HF 대역통과 필터를 동조하기 위하여 사용된 바랙터 다이오드에서 다른 왜곡(여러형태의)이 발생한다.

일반적으로, 종래의 FM 라디오 수신기의 제어개념에 대한 문제점은 다음의 주요부분으로 분할 취급될 수 있다.

a) 신호경로에서 이득제어의 장소

b) 이득을 제어하는 구성요소의 형태와 성질

c) 제어신호 발생 장소와 형태

a)와 b)에 대하여, 현대의 모든 개념은 이득의 제어용으로 PIN 다이오드를 사용한다. 그러나 가장 정확한 개념은 전단 트랜지스터(신호 감쇄의 장소)의 앞에서 신호경로에서의 신호감쇄를 제어하는 것이다.

c)에 대하여, 광대역 제어가 일반적이지만 가끔은 여러 기준에 의하여 부가적으로 제어된다.

광대역 제어의 잇점은 강한 간섭 신호가, 예를들어, 심한 상호 변조를 야기시키기 전에 또는 바랙터 다이오드에 과부하가 걸리기 전에 감소된다는 것이다. 광대역 제어의 단점은 원하는 약한 신호(블로킹)의 수신이 손상된다는 것이다. 자동이득제어(AGC)에 의한 이득 제어에 의하여 이러한 결점에 대처하려는 시도가 있었다.

광대역 제어는 제어신호가 충분히 넓은 대역을 가진 신호경로의 점(point)에서 얻어져야 한다는 것을 요구한다. 일반적으로, 이러한 선형 경로의 점은 믹서 입력(제1도의 점 B) 또는 믹서 출려(제1도의 점 A)이며, 이는 충분히 넓은 대역폭으로 설계되어야 한다.

믹서 입력에서의 대역폭은 HF 대역폭에 의하여 미리 결정되어지는 반면에, 믹서 출력(IF 레벨)에서 대역폭은 부가적으로 제어할 수 있어서 대역 폭을 제어하는 것이 가능하다. 따라서, 대역폭을 제한하는 것이 가능하다.

자동이득제어(AGC)에 의한 이득 제어는 한편으로는 양호한 상호변조 작용의 요건과 다른 한편으로는 강한 블로킹 현상의 방지 요건을 둘다 만족시킬 수 있도록 행해진다.

이러한 목적을 위하여, 제1신호검출기(13)의 출력으로부터 AGC 증폭기(15)까지 광대역 조절 신호의 전송은 현대의 카 라디오의 FM 부분의 블로킹 회로를 보여주는 제1도에 따른 AND 게이트 회로(14)에 의하여 제어된다. 제어신호는 IF 증폭기(11)의 전계강도 신호이다. 이러한 제어신호 제어의 형태로, 광대역 제어는 원하는 충분한 세기의 신호가 존재할 때, 효과적으로 된다(완전히 스위칭된다).

그러나, 이런 형태의 제어시스템이 사용되면, 수신기가 사용되지 않는 유효 채널에 동조될 때 문제가 발생한다. 이런 경우에, 상기 방식으로 제어가 전혀 되지 않으므로, 바랙터 다이오드에 제어되지 않는 과부하가 발생한다.

이것을 피하기 위하여, 부가의 폐쇄제어 루프 또는 중재수단이 제공된다. 이런것들은 제1도에 도시되어 있다. 제2신호 검출기(16)를 통한 제어신호는 점 C에 의하여 얻어지고, 직접 AGC 증폭기(15)로 공급되어 AND 게이트(14)의 중개역할을 한다.

또 다른 방법은 제3의 신호검출기(12)(점 A)를 통한 제어 신호 발생과 제어라인(17)에 제3신호 검출기 출력신호의 공급이다. 제3신호 검출기(12)의 응답 임계값의 적당한 세팅으로, AND 게이트는 가동되고 과부하의 위험이 피해진다.

일반적으로, 공지된 라디오 수신기에서 발생하는 블로킹 작용문제는, 원하는 신호내의 간섭신호가 유효 채널에서 식별될 수 있다면, 크게 방지될 수 있다. 이러한 경우에, 간섭이 유효 채널에 영향을 미칠때만 제어가 되도록 하는 결정 기준이 이용된다. 이것은 약한 신호의 수신이 이득의 불필요한 제어(블로킹)에 의하여 방해받는 종래 기술에서 흔히있는 상황을 피하게 한다.

그러나, 이러한 개념을 바탕으로 하는 제어개념은 유효 채널에서의 간섭을 인식하고 적절한 출력신호를 발생시키는 새로운 기능의 장치를 필요로한다.

본 발명의 목적은 간섭을 충분히 억제시키는 라디오 수신기를 제공하는 것이다. 이와같은 본 발명의 목적은 제1믹서와; 안테나에서부터 상기 제1믹서까지의 신호경로를 따라 상기 제1믹서에 수신신호를 전송하며, AGC 제어신호에 응답하여 상기 신호경로상의 상기 수신신호의 진폭을 제어하는 AGC 수단을 가지는 수단과; 상기 제1 믹서에 공급되는 발진신호를 발생시키는 국부 발진기와; 상기 신호경로상의 상기 수신신호와 상기 발진신호에 응답하여 상기 AGC 제어신호를 발생시키는 감지기 수단을 포함하며, 상기 감지기 수단이 상기 발진신호를 수신하는 제2믹서와, 상기 신호경로에서부터 상기 제2믹서에 상기 수신신호를 전송하고 제1왜곡도를 가지는 제1전송채널 수단과, 상기 신호경로에서부터 상기 제2믹서에 상기 수신신호를 역위상으로 전송하고 상기 제1왜곡도와 다른 제2왜곡도를 가지는 제2전송채널 수단과, 상기 제2믹서에 접속되어 이득을 제어하기 위하여 상기 AGC 제어신호를 발생시키는 출력수단을 포함하는 라디오 수신기에 의해 달성된다.

간섭은 혼합을 위해 사용되는 수신기의 발진신호와 간섭신호의 고주파 혼합으로부터 생기는 교란이라는 것이 이미 알려져 있다. 간섭은 적어도 두 개의 간섭신호에 의해 야기되고 유효 채널을 교란하는 상호변조 간섭을 포함한다.

제2도는 본 발명에 따른 간섭 감지기를 사용하는 FM 수신부의 새로운 제어개념의 기본개념을 보여준다. 도시된 종래의 기능 모듈은 제1도에 따른 블록도의 것에 해당된다. 굵은선으로 싸여진 회로성분은 본 발명에 따른 장치(간섭 감지기)를 나타낸다.

제2도에 도시된 것처럼, 본 발명에 따른 부재번호(18)의 장치는 제1도에 따른 제어개념의 기능모듈(12,13,14)을 대신한다. 그 외에, 점 A 에서의 신호레벨과 IF 모듈(11)의 전계강도 출력신호로의 연결은 종래의 제어개념에서와는 달리 요구되지 않는다.

작동모드는 다음과 같다. 본 발명에 따른 장치(18)에는 결합 캐패시터(CK)에 의하여 평가될 혼합신호가 공급된다. 믹서 입력(점 B)으로부터 신호의 픽업(pick up)으로 인하여, 혼합신호는 믹서(4)에 효과적인 HF 대역폭을 갖는다.

이용할 수 있는 혼합신호로 부터, 장치(18)는 유효 채널 내로 오는 간섭신호를 감지하고 간섭이 발생할때만 그로부터 출력라인(18C)상에 등신호를 발생시킨다.

감지기 출력신호(18C)는 모듈(20)과 RC 결합부(21)로 구성되는 신호 평가 회로에 공급된다. 상기 신호평가 회로는 간섭이 빠르게 감소될 때 더 높은 시상수를 갖는 제어변수의 감소를 일으키는 동안 짧은 시상수(제어 변수를 조절하기 위하여)를 가지는 짧은 시간동안 일어나는 상호변조 피크를 선택하는 작업을 한다. 이것은 다중경로 수신(multi-path reception)또는 새도우잉(shadowing)에서 보여지는 것처럼 두 개의 신호성분의 단기 레벨변동에서 일어나는 간섭현상을 효과적으로 억제한다.

제2도에 따른 제어개념에서, 점 B에서 나타나는 신호진폭을 조정하고 등신호(equisignal)를 AGC 증폭기(15)에 공급하는 추가의 신호검출기(16)가 제공된다. 그 결과, 전단 출력에서 바랙터 다이오드 및/또는 믹서 변조의 독립적인 감시에 사용되고 과부하의 위험이 있을 때 이득을 낮추도록 제어하는 부가적인 폐쇄제어 루프가 형성된다. FM 프론트 엔드(front end)에는 보통 왜곡결정 모듈인 수신 믹서가 있어서, 믹서의 입력을 장치(18)의 입력에 결합한다. 장치(18)를 믹서 입력에 연결시키는 것은 또한 믹서가 아니고, 믹서 입력에서 우세하게 간섭을 형성시키는 동조회로의 바랙터 다이오드일 때 유용하다. 그러나, 여기에서는 반드시 장치(18)의 비선 형성의 특징이 바랙터 다이오드의 비선형성에 의해 조절되어져야 한다.

그러나 또한 회로의 또 다른 점에서, 즉, 전단의 영역에서 간섭을 감지하거나 신호경로에 있는 그 이상의 중요한 점에 연결된 본 발명에 따른 제2장치를 제공하는 것이 유용할 수 있다. 예를 들어, 이것은 더 높은 선택으로 믹서앞에 연결된 장치에 의하여 선택되지 않은 전단에서의 간섭을 검출 할 수 있다.

제3도의 회로는 평가회로(20)가 이용되지 않고 장치(18)의 출력신호가 직접 AGC 증폭기(15)에 공급된다는 점에서 제2도의 회로와 다르다.

제4도는 본 발명에 따른 장치(18)의 3개 회로원리를 보여주는데, 이의 기능은, 부재번호(18a,18b,18c)의 입력출력 단자를 포함하는 제2도에 따른 블럭도에서 굵은 선으로 둘러싸진 기능장치(18)의 기능과 동일하다.

제4a도에 따른 실시예에서, 전송될 입력신호는 단자(18b)를 통하여 비반전 HF 증폭기(18d) 및 반전 HF 증폭기(18e)에 공급된다. 양증폭기의 출력신호는 믹서(18f)의 입력에 결합되고, 그 안에서 발진기 신호(LO)와 혼합된다. IF 대역통과필터(18g)를 사용하여, IF 대역내로 오는 신호성분이 제거되고, 모듈(18h)에서 추가로 증폭되고 조절된다. 그리고나서, 채널간섭에 대응하는 등신호는 이득 제어신호로서 출력(18c)에서 이용가능하다.

두 개의 HF 입력 증폭기(18d,18e)의 이득이 똑같은 크기라면, 어떤 HF 신호성분도 믹서의 입력에 발생하지 않는데, 이는 상기 신호 성분이 증폭기(18e)에서의 신호반전 때문에 출력에서 서로 상쇄되기 때문이다.

두 개의 증폭기가 선형성과 위상에 관해서 다른 특성을 갖고 동시에 더 큰 입력신호를 받을 때 이런 작용으로부터 벗어난다. 이러한 경우에, 단자(18c)에서 대응출력신호(제4a도)를 발생시키는 증폭기 출력 신호에서의 차이가 존재한다. 상기 증폭기(18d,18e)는 본 발명에 따른 부가적 전송 채널을 형성시키는데 비해, 본 발명에 따른 장치는 두 개의 부가적 전송채널(18d,18e), 믹서(18f), 필터(18g) 및 IF 증폭기와 변조기(18h)로 구성된다. 복조기는 유효 신호의 간섭에 대응하는 신호를 공급한다.

본 발명에 따른 감지기 또는 장치의 원리는 수신기의 신호경로에서와 같은 간섭 성분이 더 낮은 간섭신호 레벨로 발생되도록 두 개의 HF 증폭기(18d,18e)를 비선형성으로 설계하는 것이다.

원하는 신호성분들이 본 원리에 따라 보상되기 때문에, 감지기 출력은 실제로 왜곡으로 부터만 나타나는 신호만 발생시킨다. 원하는 신호의 이러한 보상없이, 제어 프로세스를 트리거시키는 등신호가(더 약한) 원하는 신호에 의해서도 감지기 출력에서 발생되는데, 이는 제어개념에서 바람직하지 않다.

제4b도에 따른 실시예에서, 두 개의 HF 증폭기(18d, 18e)는 동일하며, 양쪽의 브랜치(branch)에 대한 다른 선형성이 증폭기입력에서 다른 크기의 신호진폭, 즉, 감지기 입력으로부터 증폭기(18e')의 입력으로 신호진폭을 감쇄시킴으로써 영향을 받는다. 믹서 입력에 관련하여 양쪽 브랜치의 이득을 같게 하기 위하여, 대응하는 신호감쇄 네트워크가 증폭기(18d)의 출력에 제공된다. 제4b도의 실시예에서, 이 네트워크는 회로부분(18p, 18q)으로 구성된다. 회로부분 (18p)은 증폭기(18d)의 입력(18b)과 증폭기(18e)의 입력사이에 연결된다. 예를 들어, 회로부분(18p,18q)은 각 경우에서 저항회로로 구성된다.

제4b도에 따른 어레이의 잇점은 두 개의 증폭기(18d, 18e)가 동일한 설계로 되어있고 보상의 정밀성이 거의 (집적된) 감쇄회로(18p, 18q)에만 의존 한다는 것이다.

제4c도의 실시예에서, 두 개의 신호성분들은 IF 대역통과필터(18g)의 입력때까지 결합되지 않는다. 이러한 목적으로, 두 개의 HF 증폭기(18d, 18e)의 (직접 정렬된)출력신호가 각각의 믹서(18f', 18f)에 공급된다. 이런 경우에, 요구된 역신호 가산은 믹서(18f', 18f)의 역위상 발진기 제어에 의하여 달성된다.

브랜치의 다른 비선형성은 제4a도 및 제4b도에 도시된 대로 HF 부분에서 달성될 수 있다. 상기 다른 비선형성이 믹서 부분에서 달성되는 해결책 또한 가능하다.

제5도는 본 발명에 따른 간섭 감지기 설계의 (이론적으로) 얻어진 특징을 보여준다. 2중 로그(double-logarithmic) 설명에서, 감지기 입력에서의 간섭신호레벨(Ps1, Ps2)은 횡좌표에 구성되고 DC 출력레벨(Pout)은 종좌표에 구성된다.

예를 들어, 곡선 1은 상호변조 적(intermodulation products)이 유효 채널(f_in)내로 들어오는 입력에 두 개의 똑같은 크기를 갖는 간섭신호가 있을때 제3차 왜곡에 대한 신호작용의 특징을 나타낸다.

예를들어, 곡선 2는 상호변조 적이 유효 채널(f_in)내로 들어오거나 직접 중간주파수 (f_z)를 발생시키는 입력에 두 개의 똑같은 크기를 갖는 간섭신호가 있을 때 제2차 왜곡에 대한 신호작용의 특징을 나타낸다.

비교를 위하여, 곡선 3은 증폭기 브랜치(즉, 제4a도에서 18d 또는 18e)가 제공되지 않는 경우, 즉, 어떤 원하는 신호보상이 일어나지 않는 경우 출력신호와 원하는 입력신호(좌표축에 대하여 동일한 레벨비율이 가정된다.) 사이의 관계를 보여준다.

그리고나서, 선형경우와 비교하여(곡선 3), 출력레벨은 두배의 기울기를 갖는 2차의 상호변조 간섭을 위한 입력레벨로, 그리고 3배의 기울기를 갖는 3차의 상호변조 간섭을 위한 입력레벨로 상승된다.

곡선 2와 곡선 3의 교차점 및 곡선 1과 곡선 3의 교차점(IP2, IP3)은 각각 소위(이론적으로) 차단점(intercept points)이다. IP2는 제2차의 상호변조 왜곡에 대한 작용의 특징을 IP3는 제3차의 변조 왜곡에 대한 작용의 특징을 나타낸다.

제5도는 한 예로서 제2차 및 제3차의 상호변조 간섭에 대한 감지기 특징만을 보여준다. 일반적으로 이런 간섭이 지배적이다. 그러나, 일반적으로, 그 형태의 감지기는 모든 형태의 간섭에 반응 한다. 그 정도로, 최적 감지기의 사용에 의한 간섭으로 부터의 포괄적인 보호가 생각될 수 있다.

다음은 본 발명에 따른 간섭 감지기(장치)상에 제기된 주요요건을 말하고 있다. 간섭 감지기의 도움으로 FM 프론트 엔드에서 비선형성과 관련하여 일어나는 모든 간섭의 정확한 인식을 위하여, 가능하다면 원하지 않는 간섭을 일으키는 기능단(function stage)과 감지기의 비선형성의 성질이 동일 하여야 한다. 그외에, 간섭 감지기에서 IF 대역통과필터 (18g)의 선택과 대역폭은 수신기의 IF 채널의 것과 비슷하여야 한다.

감지기의 감도 및 연결장소를 유리한 조건 또는 필수요건에 맞추는 것이 또한 가능하여야 한다. 예를 들어, 이러한 조건들은 간섭억제의 품질 또는 신호경로의 가변 간섭감도이다. 신호경로 또는 표준전송채널에 의해, 수신기의 수신신호 경로가 안테나로부터 입력단(1, 2), 선택필터(3), 발진신호를 발생시키기 위한 발진기(5)를 가진 믹서(4), 중간주파수를 위한 선택필터(7), IF 전치증폭기(9), 제2선택필터(10)와 복조기(11)를 가진 IF 증폭기를 통하여 구성된다. 후자의 경우는 바랙터 다이오드가 간섭작용을 결정할 때 일어날 수 있다. 이런 경우에, 일반적으로 간섭작용은 동조전압에 따라 변한다.

가능하다면, 감지기 출력신호는 출력신호에서 원하는 신호성분이 억압되도록 관련된 간섭 성분에만 대응하여야 한다.

감지기 회로 자체는 유효 채널에서 부가적 간섭을 일으키지 않아야 한다. 예를들어, 부가적인 간섭은 (요구된) 감지기의 비선형성이 감지기 입력을 통하여 수신 믹서에 작용할 때 일어날 수 있다.

제6도는 단기의 간섭 최대치에 대한 평가회로를 포함하는 제4a도에 보여진 원리(1)에 따른 간섭 감지기용 회로의 예이다. HF 증폭기(18d, 18e)는 트랜지스터(Q1,Q2)(18d) 및 (Q3, Q4) (18e)로 구성되는 차동 증폭기로서 설계된다.

증폭기(18d)는 저항(R1, R2, R3)을 포함하는 에미터 브랜치에 부궤환 네트워크를 가짐에 비해 증폭기(18e)는 어떤 부궤환도 사용되지 않는다. 그결과, 두 개의 HF 증폭기에서 선형성이 다르다. 출력신호의 역가산(reverse addition)은 적당한 콜렉터 연결의 적당한 교환에 의하여 영향을 받는다. 증폭기(18d)에서 부궤환에 의하여 발생된 작은양의 트랜스컨덕턴스(transconductance)의 보상은 증폭기(18e)(프리세트된 전압(Vs2)을 갖는 R4를 통하여)에서 보다 낮은 작동 전류에 의해 균형이 잡히게 된다.

믹서(18f)에 HF 증폭기(18d, 18e)의 출력 신호가 공급되는데, 특히 배율기로서 작동되는 트랜지스터 어레이의 에미터까지 공급되고, 발진신호는 단자쌍(18a)을 통하여 트랜지스터의 베이스를 트리거시킨다. 믹서(18f)의 중간주파수 출력신호는 단자(18m)를 통하여 IF 대역통과필터(18g)에 (비대칭적으로)공급된다. 관련된 신호혼합은 이 필터의 출력(18h)에서 이용할 수 있으며, 차후의 회로쌍(18h)에서 더 증폭되고 조절된다.

신호혼합은 트랜지스터(Q5,Q6,Q7,Q8)를 갖는 차동증폭기단에 있는 이 회로부분에서 증폭된다. 신호조절은 트랜지스터(Q9,Q10,Q11,Q12)와 에미터 저항기(R11)로 형성된 회로 어레이에 의하여 달성된다. 조절된 신호는 절환점(18C)에서 이용할 수 있다. Q14, Q15 및 R14 의 결합은 정류기 특성의 세팅에 사용된다.

신호평가회로(20)는 단자(22)에서 피크가 평가 출력신호를 얻기위하여 RC 엘리먼트(21)와 관련되어 피크값 정류기(peak value rectifier)로서 작용하는 에미터 플로워(follower)(Q13)로 구성된다.

감지기의 이런 회로형태는 감지기의 HF 증폭기(18d)와 같은 구조를 가지며, HF 증폭기에 있는 트랜지스터의 베이스 전위가 감지기의 HF 증폭기의 트랜지스터의 베이스 전위에 대응하는 수신 믹서 회로의 HF 증폭기 부분에 특히 잘 어울린다.

제7a도에 따른 회로는 감지기의 HF 부분의 변형을 보여준다. 제6도에 도시된 회로에서와는 달리, HF 증폭기(18d)에 제공된 저항 네트워크는 없으나 부궤환용 트랜지스터쌍(Q1'/Q2')이 있다. 양측의 HF 증폭기의 비선형성에서의 차이가 형성되고, 상기 차이는 하나(18d)가 간섭신호의 진폭의 반으로 트리거되는 두 개의 동일한 차동증폭기 사이의 차이에 대응한다.

양측증폭기의 트랜스컨덕턴스도 또한 정해진다. 똑같은 작동 전류레벨(1s1 또는 Is2)로, 증폭기(18d)의 이득은 본 회로에서 증폭기(18e) 이득의 정확한 절반이다. HF 증폭기의 출력에서 원하는 신호 보상을 달성하기 위하여, 작동전류의 비(Is2/Is1=0.5)는 트랜지스터 특성법칙에 따라 선택되어야 한다.

이러한 분명한 법칙은 이 회로구조가 HF 증폭기 부분에 어울린 다는 것을 의미한다. 이 회로의 특정한 잇점은 작동전류가 제7b도에 보여진것과 같이 전류반전회로에 의하여 발생될 때 감지기의 이득(감도)이 원하는 신호보상 및 양측 증폭기의 비선형성의 성질을 변경시키지 않고, 서로에 관련 조차 없으면서 제어전류(Is')를 사용하여 세트될 수 있다.

이러한 제어가능성 때문에, 회로의 여러조건에 대한 조절은 전자수단에 의하여 쉽게 달성된다.

제7a도에 따른 회로의 대칭구조 때문에 홀수 차수(제3차, 제5차, 등등)의 왜곡만을 발생시킨다. 결국, 제2차의 주 왜곡의 점검된 선택이 가능하지 않다.

한정된 비대칭을 갖는 회로를 설계하고 제2차의 왜곡을 선택하는 하나의 가능성은 차동 증폭기 각각의 브랜치에서의 에미터 전류 밀도를 비대칭적으로 만드는 것이다. 이것은 FE(Q1, Q1') FE (Q2, Q2') 및 FE(Q4) FE(Q3)에 근거하여 크기가 다른 트랜지스터의 에미터 표면에 의하여 간단히 달성될 수 있다. 여기에서, 에미터 표면의 비율은 1보다 크거나 작을 수 있다. 여기에서 중요한 것은 두 개의 브랜치 사이의 표면비율의 할당이 상기 형식에 따라 유지된다는 것이다. 할당이 부정확하다면, 제2차 왜곡은 증폭기 출력에서 서로 상쇄된다. 상기 왜곡의 정도는 에미터 브랜치의 표면비율 크기에 의하여 조절될 수 있다.

다른 에미터전류 밀도를 세트하는 그 이상의 가능성은 다른 베이스전위(18b, 18I)로 세팅하는데 있다. 예를 들어 전류(Is1, Is2)(제7a도)는 제7b도에 따라 전류원(Is)이 압력전류를 전류 인버터에 공급하는 전류반전회로(current-inverting circuit)에 의하여 발생된다. 제7b도의 전류반전회로는 출력전류(Is1, Is2)를 공급한다. 제7b 도에서 전류 인버터를 사용하여, 본 발명에 따른 감지기(장치)의 감도는 제어될 수 있다.

제8도는 제2차 왜곡도 포착할 수 있는 감지기의 HF 부분의 제2변형을 보여준다. 이런 목적으로, 에미터 저항(RE1, RE2)은 회로의 비대칭적 설계에 제공된다.

왜곡의 정도는 저항값 중의 값으로 세트될 수 있다. 여기에서 양측의 증폭기(18d, 18e)에 있는 이러한 저항기에 의해 야기된 부궤환 정도가 서로에 대하여 크기가 동일하도록 선택하는 것이 가장 바람직하다. 제2차 왜곡은 증폭기 출력에서 보상되지는 않지만 더해진다는 것에 주의해야 한다. 이런 목적으로, 동작전류(Is1, Is2)의 공급은 제8도에서 보여진대로 필요하다.

제9도는 감지기의 HF 증폭기가 수신 믹서 회로와 결합되는 회로를 보여준다. 여기에서, 수신 믹서는 트랜지스터(4a 내지 4f)로 구성되는데, 수신 믹서의 HF 부분은 트랜지스터(4a, 4b)와 저항기(4g, 4h, 4i)로 형성되고, 배율기는 트랜지스터(4c, 4d, 4e, 4f)로 형성된다. 트랜지스터(Q1, Q2)는 감지기의 제1 HF 증폭기 브랜치를 형성하고, 트랜지스터(Q3, Q4)는 감지기의 제2 HF 증폭기 브랜치를 형성한다.

감지기 HF 증폭기(Q1, Q2, Q3, Q4)의 출력신호에 의하여 트리거되는 감지기 믹서(18f)는 이전의 예에서와 같이 수신 믹서와 분리된다. 수신 믹서와 감지기 믹서는 발진신호(LO)에 의하여 공동으로 트리거된다. 본 실시예에서, 소오스(Gq)로서 도시된 입력신호는 트랜지스터(4a, Q1, Q3)의 베이스를 통하여 수신 믹서 및 감지기 믹서의 입력을 비대칭적으로 제어한다. 트랜지스터(4a, 4b, Q1, Q2, Q3, Q4)의 베이스 전위는 바이어스 전압소오스(Vs2)에 의하여 공통으로 결정된다.

제9도에 따른 실시예에서, 트랜지스터(Q1, Q2)를 갖는 하나의 감지기 HF 증폭기의 비선형성은 트랜지스터(4a, 4b)를 갖는 수신 믹서 회로의 HF 증폭기 부분의 비선형성과 같으며, 저항(R1', R2')과 결합된 트랜지스터(Q3, Q4)를 갖는 제2감지기 HF 증폭기는 훨씬 더 낮은 비선형성을 갖는다. 트랜지스터(Q4, R3')를 갖는 증폭기 브랜치는 트리거링이 비대칭적일 때의 신호에 대하여 효과적이지 않다.

제9도에 따른 회로는 감지기의 비선형성이 실제로 수신 믹서의 비선형성과 동일하다는 것을 의미한다. 그리하여 수신 믹서에 대하여 현저하고 재생가능하게 감지기를 조절할 수 있다.

감지기의 두 개의 HF 증폭기의 출력에서 원하는 신호의 보상은 트랜지스터(Q1, 4a, Q2, 4b)의 에미터와 저항기(R1', R3')의 적당한 표면 비율의 선택에 의하여 각각 결정된다. 여기에서, 트랜지스터(4a, 4b)의 에미터 표면보다 실제로 보다작은(즉, 1/20 내지 1/10) 트랜지스터(Q1, Q2)의 에미터표면을 선택하는 것이 가장좋다. 결과는 감지기가 수신 믹서에 작은 영향만을 미치며, 감지기의 HF 선택 및 믹서는 수신 믹서에 비하여 거의 동작전류를 요구하지 않는다. 제9도에 따른 회로 실시예는 비대칭적 신호트리거링(Qq)용으로 만들어졌다. 그러나, 이것은 대칭신호 트리거링용으로 쉽게 수정될 수 있다.

제10도는 비대칭 트리거링(Gq)만이 오직 제공될 때 제9도에 따른 회로로부터 이끌어낼 수 있는 감지기와 수신 믹서의 회로 결합에 대한 개략적 회로를 보여준다. 제10도에 따른 회로는 다른 회로들 가운데 감지기의 HF 증폭기가 회로성분(Q1, Q3, R1') 만으로 구성되어 있다는 점에서 제9도에 따른 회로와 다르다. 트랜지스터(Q2)(제9도)를 갖는 HF 증폭기 브랜치가 없기 때문에, 더 낮은 이 브랜치의 이득은 증폭기 브랜치(Q3, R1')를 사용하여 원하는 신호의 보상을 위하여 세트되어야 한다. 예를 들어, 이 브랜치의 이득은 저항기(R1')를 사용하여 세트되어야 한다.

감지기 HF 증폭기의 출력신호는 각 경우에 각각 트랜지스터(Q15, Q16 또는 Q17, Q18)로 구성되는 분리된 감지기 믹서(18f', 18f)에 공급된다. 감지기 HF 증폭기의 출력신호는 믹서 트랜지스터의 에미터 브랜치에 공급되고, 발진신호는 이러한 트랜지스터의 베이스에 공급된다. 양 신호경로의 신호성분의 반위상 가산(addition)은 선택장치(18g)에 연결된 두 개의 감지기 믹서의 (비대칭)출력에서 발생한다. 그러므로 제10도에 따른 회로는 제4c도의 원리 3에 대응한다.

감지기 회로에 대한 상기의 실시예에서, 감지기 출력에서의 원하는 신호성분이 원하는 신호에 의한 원치않는 제어를 피하도록 억제(보상)된다고 가정된다. 이는 원하는 신호레벨이 상승할 때 원하는 신호레벨에 더 이상 비례하지 않는 신호 대 잡음비의 손상을 일으키기 때문에 바람직하지 않다. 그러나 감지기에서 원하는 신호보상을 피하는 대신에 원하는 신호를 일정한 크기, 즉, 제어는 일정한 신호 대 잡음비(즉, 60dB)가 원하는 신호에 도달될 때 원하는 신호에 의하여 시작되거나, 또는 원하는 신호레벨이 다른 이유로 상승하면서 신호 대 잡음비에서 그 이상의 증가가 기대될 수 없을 때 보다 늦지 않게 시작되는 정도로 원하는 신호를 억제하는 것이 유용할 수 있다. 예를 들어, 이것은 FM 라디오 수신에서, 즉 안테나가 필요시되는 0.3 내지 1mV(75오옴에서)의 신호레벨 이상의 경우이다.

이런식으로 감지기 장치에서 원하는 신호억제 세트, 그러므로 대응하는 자동이득제어(AGC)에 의한 이득 제한의 잇점은 과부하 효과가 원하는 신호에 의하여 피해진다는 것이다(즉, 수신 믹서 출력에서).

라디오 수신기에서 간섭을 억제하는 전술된 방법은 수신신호가 신호 복조전에 중간 주파수 신호로 변환되는 종래의 슈퍼헤테로다인 방식을 기초한 라디오 수신기에 적용될 수 있을뿐 아니라 호모다인 방식에 따라 작동되는 라디오 수신기에도 적용될 수 있다. 이러한 수신기 방식으로, 수신신호는 잘 알려진 것 같이 기본대역으로 직접 변환된다. 이런 이유로, 이러한 수신방식은 직접 변환개념 또는 제로 IF 개념 으로 더 잘 알려져 있다.

본 방법이 이런 형태의 수신방식을 갖는 수신기에서 간섭을 억제하는데 사용될 때, 저역통과 특성을 갖는 기본대역 증폭기는 IF 증폭기 및 복조기 대신에 사용된다. 이런 형태의 기본 대역 증폭기는 선택특성을 갖는 IF 증폭기의 선택을 떠맡는다. 제공된 기본대역 증폭기는 수신부에서 기본대역 증폭기에 따른 유사한 설계이다. 감지기 믹서는 이 경우에 발진신호의 주파수가 수신 주파수와 같은 직접 믹서로서 작동된다.

Claims (31)

1. 안테나를 가지는 라디오 수신기에 있어서, 제1믹서와; 상기 안테나에서부터 상기 제1믹서까지의 신호경로를 따라 상기 제1믹서에 수신신호를 전송하며, AGC 제어신호에 응답하여 상기 신호경로상의 상기 수신신호의 진폭을 제어하는 AGC수단을 가지는 수단과; 상기 제1믹서에 공급되는 발진신호를 발생시키는 국부 발진기와; 상기 신호경로상의 상기 수신신호와 상기 발진신호에 응답하여 상기 AGC 제어신호를 발생시키는 감지기 수단을 포함하여, 상기 감지기 수단은, 상기 발진신호를 수신하는 제2믹서와; 상기 신호경로에서부터 상기 제2믹서에 상기 수신신호를 전송하며 제1왜곡도를 가지는 제1전송채널 수단과; 상기 신호경로에서부터 상기 제2믹서에 상기 수신신호를 역위상으로 전송하며 상기 제1왜곡도와 다른 제2왜곡도를 가지는 제2전송채널수단과; 상기 제2믹서에 접속되어 이득을 제어하기 위하여 상기 AGC 제어 신호를 발생시키는 출력수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단중 하나의 왜곡도는 낮으며, 다른 전송채널 수단의 왜곡도는 상기 AGC 수단을 가지는 수단의 왜곡도 보다 높은 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
3. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단중 하나의 왜곡도는 상기 AGC 수단을 가지는 수단의 왜곡도와 동일하며, 다른 전송채널 수단의 왜곡도는 상기 AGC수단을 가지는 수단의 왜곡도보다 낮은 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
4. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단으로부터 출력되는 신호와 혼합되는 상기 발진신호는 상기 AGC 수단을 가지는 수단에 대한 발진신호와 동일한 주파수를 가지는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
5. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단의 신호로부터 유도되는 중간 주파수 신호는 상기 AGC 수단을 가지는 수단의 중간 주파수 신호와 동일한 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
6. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단의 신호로부터 유도되는 상기 중간 주파수 신호는 보통의 수신기 채널의 중간주파수 신호와 동일하거나 더 큰 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
7. 제1항에 있어서, 상기 이득제어는 간섭이 유효 채널에서 발생할 때 이득이 감소되도록 행해지는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
8. 제1항에 있어서, 상기 두 개의 전송채널수단, 하나 또는 두 개의 믹서, 선택수단 및 복조기를 갖는 감지기 수단의 출력신호는 이득 제어를 위한 제어신호로서 작용하거나 이득제어에 앞서 평가회로에 공급되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
9. 제1항에 있어서, 상기 안테나와 상기 믹서 또는 상기 믹서 입력 사이의 신호경로로부터 발행된 신호는 상기 감지기 수단의 입력에 공급되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
10. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 출력신호는 이득제어를 위해 수신기 입력단에 공급되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
11. 제1항에 있어서, 상기 제1믹서에 발진신호를 공급하는 발진기는 상기 감지기 수단의 제2믹서에 발진신호 공급하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
12. 제1항에 있어서, 정류기 회로는 상기 안테나 및 상기 제1믹서 사이의 신호경로에 위치하거나 상기 제1믹서의 입력을 형성하는 점과 상기 수신 입력단사이에 접속되고 과부하 현상이 방지되도록 설계된 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
13. 제1항에 있어서, 상기 평가회로는 상기 감지기 수단 다음에 연결되고, 상기 감지기 수단의 상기 출력신호의 평균값보다 높은 상기 감지기 수단의 출력신호의 피크값을 평가하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
14. 제1항에 있어서, 상기 평가회로는 피크값 정류기를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
15. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단은 증폭기 또는 증폭기 플러스 믹서를 갖는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
16. 제1항에 있어서, 상기 증폭기들은 다른 왜곡도를 갖는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
17. 제1항에 있어서, 증폭기 또는 증폭기 플러스 믹서 또는 믹서는 증폭기 플러스 믹서가 상기 제1 및 제2전송채널 수단에 존재할 때 다른 왜곡도를 가지는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
18. 제1항에 있어서, 상기 증폭기의 이득은 상기 제1 및 제2전송채널 수단의 두 개 출력신호가 혼합된후에 원하는 신호가 보상되도록 선택되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
19. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2전송채널 수단의 다른 왜곡도는 동일한 왜곡도를 갖는 증폭기에 의해 그리고 크기가 가변될 수 있도록 트리거링되는 증폭기에 의해 달성되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
20. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 효과가 제어가능한 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
21. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 전송채널의 왜곡특성은 상기 수신기 채널의 왜곡 특성에 따르는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
22. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 비선형 특성은 상기 수신기의 비선형 특성에 대응하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
23. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 제1 및 제2 HF 증폭기의 다른 비선형성은 제1 및 제2 HF 증폭기의 트랜지스터 에미터에서의 다른 부궤환에 의하여 조절되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
24. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 제1 및 제2 HF 증폭기는 차동 증폭기로서 설계되고, 상기 제1차동증폭기는 부궤환없이 제공되며, 상기 제2차동증폭기는 에미터 브랜치에 부궤환 엘리먼트인 다이오드로서 연결된 두 개의 트랜지스터를 갖는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
25. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 감도는 조절될 수 있는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
26. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 제1 및 제2 HF 증폭기에서의 다른 부궤환은 저항기를 사용하여 달성되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
27. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단에서 원하는 신호성분은 신호 대 잡음비가 소정의 값에 도달했을 때 또는 상기 원하는 신호가 소정의 크기에 도달했을 때 감지기 수단을 사용하여 제어신호를 발생시키기 위하여 상기 원하는 신호에 필요한 정도까지만 억제되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
28. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단은 상기 제1믹서로부터 개별적으로 트리거링되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
29. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단은 상기 제1믹서와 접속되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
30. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 HF 증폭기는 제2차 왜곡이 상기 감지기 수단에 의하여 픽업되도록 비대칭적으로 설계되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
31. 제1항에 있어서, 상기 감지기 수단의 HF 증폭기의 비대칭은 상기 감지기 수단의 상기 HF 증폭기의 브랜치에서의 비대칭적 부궤환에 의하여 조절되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.