JPWO2019208297A1 - アンテナ結合素子、アンテナ装置及び通信端末装置 - Google Patents

Abstract

アンテナ結合素子（２０）は、第１放射素子（１１）及び給電回路（３０）に接続される第１コイル（Ｌ１）と、第２放射素子（１２）に接続され、第１コイル（Ｌ１）に対して電磁界結合する第２コイル（Ｌ２）と、を有する。第１コイル（Ｌ１）及び第２コイル（Ｌ２）は、第１コイル（Ｌ１）から第１放射素子（１１）の方向へ電流が流れるときに第１コイル（Ｌ１）に生じる磁界の方向と、第２コイル（Ｌ２）から第２放射素子（１２）の方向へ電流が流れるときに第２コイル（Ｌ２）に生じる磁界の方向とを互いに逆の関係とする。また、第１コイル（Ｌ１）及び第２コイル（Ｌ２）は、第１コイル（Ｌ１）及び第２コイル（Ｌ２）で構成されるトランスを含む第２放射素子（１２）の基本波の共振周波数を、第１放射素子（１１）の基本波の共振周波数よりも低く定める。

Description

本発明は複数の放射素子と給電回路との間に接続されるアンテナ結合素子と、それを備えたアンテナ装置及び通信端末装置に関するものである。

アンテナ装置の使用可能周波数帯域を広帯域化するため、又は複数の周波数帯域に対応するために、直接的又は間接的に結合する２つの放射素子を備えるアンテナ装置が用いられている。また、２つの放射素子と、この２つの放射素子に対する給電を行うアンテナ結合素子とを備えたアンテナ装置が特許文献１に示されている。

特許第５５０５５６１号公報

例えば携帯電話の通信用アンテナでは、複数の周波数帯域を同時に使用することで伝送レートを高めるキャリアアグリゲーションに対応させる目的等により0.60GHz〜2.7GHzのような広帯域をカバーすることを要求されることがある。しかも、キャリアアグリゲーションに対応するために、広帯域を同時に使用できるアンテナ装置が求められる。

特許文献１に示されるアンテナ装置は、二つの放射素子（給電放射素子及び無給電放射素子）と給電回路との間に、アンテナ結合素子を接続したものである。この構成のアンテナ装置は、広帯域を同時にカバーするうえで有用なものである。

ところが、例えばローバンド（0.60GHz〜0.96GHz）の帯域におけるアンテナ装置の使用可能周波数帯域を更に広帯域化しようとすると、無給電放射素子の長さをより長くする必要があるが、携帯電話端末等の小型の通信端末では放射素子の形成のために使用可能な面積に限りがある。そのため、長い放射素子を設けようとすると、上記二つの放射素子が少なくとも部分的に、二つの放射素子が互いに沿うように実質的に同方向に延びるような設計を選択せざるを得ない場合がある。

しかし、アンテナ結合素子を介して、給電回路と二つの放射素子とを接続したアンテナ装置において、二つの放射素子が実質的に同方向に延びる部分があると、その二つの放射素子から発生される磁界を弱めあう、という不具合が生じる場合がある。

ここで、上記不具合が生じるアンテナ装置の放射効率の周波数特性について、その概念図を図２０に示す。図２０において、特性Ｅ１は給電放射素子単体での放射効率の周波数特性であり、特性Ｅ２は上記アンテナ結合素子とローバンド用の無給電放射素子とを付加した状態でのアンテナ装置の放射効率の周波数特性である。アンテナ結合素子とローバンド用の無給電放射素子を付加することで、二つの放射素子から発生される磁界を弱めあう関係になると、このように給電放射素子が受け持っていた周波数帯域（0.96GHz付近）の放射効率が低下してしまう。

このように、二つの放射素子が実質的に同方向に延びる部分のあるアンテナ装置では、給電放射素子の共振周波数付近において無給電放射素子の存在によって放射が妨げられる場合がある。

そこで、本発明の目的は、少なくとも二つの放射素子から発生される磁界の弱め合いによる放射効率の低下を抑制する、アンテナ結合素子と、それを備えたアンテナ装置及び通信端末装置を提供することにある。

本開示の一例としてのアンテナ結合素子は、第１放射素子及び給電回路に接続される、又は第１放射素子及びグランドに接続される第１コイルと、第２放射素子に接続され、第１コイルに対して電磁界結合する第２コイルと、を有する。

第１コイルと第２コイルは、第１コイルから第１放射素子へ電流が流れるときに第１コイルに生じる磁界の方向と、第２コイルから第２放射素子へ電流が流れるときに第２コイルに生じる磁界の方向とが互いに逆の関係となるように巻回され、第１コイル及び第２コイルで構成されるトランスを含む第２放射素子の基本波の共振周波数は、第１コイルを含む第１放射素子の基本波の共振周波数よりも低い。

上記構成によれば、第１放射素子の共振周波数帯において、第１コイルから第１放射素子へ電流が流れたときに、第２コイルから第２放射素子の方向へ電流が流れるので、第１放射素子と第２放射素子とに実質的に同方向に延びる部分があっても、第１放射素子と第２放射素子とから発生される磁界が弱められず、放射効率の低下が抑制される。

本発明によれば、少なくとも二つの放射素子から発生される磁界の弱め合いによる放射効率の低下を抑制するアンテナ結合素子と、それを備えたアンテナ装置及び通信端末装置が得られる。

図１は第１の実施形態に係るアンテナ結合素子２０の斜視図である。 図２（Ａ）は、アンテナ装置１０１Ａと、それを備える通信端末装置１１０Ａの主要な構成を示す平面図である。図２（Ｂ）はアンテナ装置１０１Ａの、特に給電部ＦＡ（アンテナ結合素子の実装部）の拡大平面図である。 図３は、アンテナ結合素子２０を含むアンテナ装置１０１Ａの回路図である。 図４は、アンテナ結合素子２０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図である。 図５は、アンテナ結合素子２０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図であり、図４に示した例とは異なる例である。 図６（Ａ）はアンテナ装置１０１Ａの反射係数の周波数特性を示す図である。図６（Ｂ）は比較例のアンテナ装置の反射係数の周波数特性を示す図である。 図７（Ａ）はアンテナ装置１０１Ａの電流位相の周波数特性を示す図である。図７（Ｂ）は比較例のアンテナ装置の電流位相の周波数特性を示す図である。 図８は、ハイバンドを含む周波数範囲について、アンテナ装置の反射係数の周波数特性を示す図である。 図９はアンテナ装置の放射効率の周波数特性を示す図である。 図１０はアンテナ装置１０１Ｂと、それを備える通信端末装置１１０Ｂの主要な構成を示す平面図である。 図１１は第２の実施形態に係るアンテナ装置１０２Ａの構成を示す図である。 図１２は第２の実施形態に係る別のアンテナ装置１０２Ｂの構成を示す図である。 図１３は第３の実施形態に係るアンテナ装置１０３の構成を示す図である。 図１４は第３の実施形態に係る別のアンテナ装置１０４の構成を示す図である。 図１５は第４の実施形態に係るアンテナ装置１０５の構成を示す図である。 図１６は第４の実施形態に係るアンテナ装置１０５の導体パターンの具体的な構成を示す図である。 図１７は、第４の実施形態のアンテナ装置１０５と比較例のアンテナ装置について、ハイバンドにおける放射効率を示す図である。 図１８は第４の実施形態の別のアンテナ装置１０６の構成を示す図である。 図１９は、第４の実施形態のアンテナ装置に対する比較例としてのアンテナ装置の構成を示す図である。 図２０は、二つの放射素子から発生される磁界を弱めあう場合の、アンテナ装置の放射効率の周波数特性を示す概念図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を便宜上分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態に係るアンテナ結合素子２０の斜視図である。本実施形態のアンテナ結合素子２０は電子機器内の回路基板に実装される、直方体状のチップ部品である。図１においては、アンテナ結合素子２０の外形を二点鎖線で表している。アンテナ結合素子２０の外面には、第１放射素子接続端子Ｔ１、給電回路接続端子Ｔ２、グランド接続端子Ｔ３、及び第２放射素子接続端子Ｔ４が形成されている。また、アンテナ結合素子２０は第１面ＭＳ１と当該第１面とは反対側の面である第２面ＭＳ２とを備える。本実施形態では、第１面ＭＳ１が実装面である。

図２（Ａ）は、アンテナ装置１０１Ａと、それを備える通信端末装置１１０Ａの主要な構成を示す平面図である。図２（Ｂ）はアンテナ装置１０１Ａの、特に給電部ＦＡ（アンテナ結合素子の実装部）の拡大平面図である。

図２（Ａ）では、通信端末装置１１０Ａの特に回路基板について示している。回路基板は、グランド導体パターン４２が形成されているグランド領域と、グランド導体パターン４２が形成されていない、非グランド領域とを備える。この非グランド領域に第１放射素子１１と第２放射素子１２が形成されている。なお、この非グランド領域は、この回路基板上に設けた別体の基板に形成してもよい。

アンテナ結合素子２０の第１放射素子接続端子Ｔ１は第１放射素子１１に接続され、第２放射素子接続端子Ｔ４は第２放射素子１２に接続される。給電回路接続端子Ｔ２は、給電回路が接続される伝送線路に接続され、グランド接続端子Ｔ３はグランド導体パターン４２に接続される。

図２（Ａ）に示す向きで、第１放射素子１１は給電部ＦＡから右方向に延び、右端部で左方向へ折り返す、線状の導体パターンで構成されている。また、第２放射素子１２の主要部はグランド領域と非グランド領域との境界に沿って、給電部ＦＡから左方向に延びる線状の導体パターンで構成されている。第１放射素子１１は第２放射素子１２に比べてグランド導体パターン４２からより離れた位置に配置されている。このような配置構造によって、第１放射素子１１の放射はグランド導体パターン４２で妨げられ難くなる。第１放射素子１１及び第２放射素子１２はいずれもモノポールアンテナとして作用する。

このように、第１放射素子１１が途中で折り返されているので、第１放射素子１１と第２放射素子１２とは、限られた面積の非グランド領域に形成される。第１放射素子１１と第２放射素子１２とは部分的に実質的に同方向に延びるが、後に示すとおり、第１放射素子１１と第２放射素子１２から発生される磁界の弱め合いは抑制される。

図３は、上記アンテナ結合素子２０を含むアンテナ装置１０１Ａの回路図である。アンテナ結合素子２０は、互いに磁界結合する第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を含む。図３中のＭは、この磁界結合を表している。第１コイルＬ１から第１放射素子１１の方向へ流れる電流によって第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子１２の方向へ流れる電流によって第２コイルＬ２に生じる磁界の方向とは互いに逆である。図３中のドットマークはこの関係を示す。上記グランドは本発明に係る「基準電位」に相当する。

後に示すように、第２コイルＬ２の自己インダクタンスは第１コイルＬ１の自己インダクタンスよりも大きい。ローバンドでは周波数低下に伴う誘導起電力の低下を抑制するため、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合係数、第１コイルＬ１の自己インダクタンス、第２コイルＬ２の自己インダクタンスの少なくともいずれかを大きくする必要があるが、上記結合係数を大きくすることは、製造プロセス上困難であり、第１コイルＬ１の自己インダクタンスを大きくすると、第１放射素子とのインピーダンス整合を崩すことになる。したがって、上述のとおり、第２コイルＬ２の自己インダクタンスを大きくすることが好ましい。

図３に示す給電回路３０は、ローバンドとハイバンドを含む通信周波数帯の通信信号を入出力する。

図４及び図５は、アンテナ結合素子２０の各層に形成されている導体パターンを示す分解平面図である。図４と図５とでは、アンテナ結合素子２０の各層に形成されている導体パターンの一部が異なる。

図４及び図５において、最下層である絶縁基材Ｓ１の下面及び絶縁基材Ｓ１５の上面には端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４が形成されている。積層後には、絶縁基材Ｓ２〜Ｓ１４の側面にも端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４が形成される。絶縁基材Ｓ５，Ｓ６の上面には導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂが形成されている。絶縁基材Ｓ７〜Ｓ１０の上面には導体パターンＬ２ａ〜Ｌ２ｄが形成されている。最上層である絶縁基材Ｓ１５の上面には端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４が形成されている。

導体パターンＬ１ａの一端は積層体の側面に形成される層間接続導体を介して端子Ｔ２に接続される。導体パターンＬ１ａの他端は層間接続導体Ｖを介して導体パターンＬ１ｂの一端に接続される。そして、導体パターンＬ１ｂの他端は積層体の側面に形成される層間接続導体を介して端子Ｔ１に接続される。

導体パターンＬ２ａの一端は積層体の側面に形成される層間接続導体を介して端子Ｔ３に接続される。導体パターンＬ２ａの他端は層間接続導体Ｖを介して導体パターンＬ２ｂの一端に接続される。導体パターンＬ２ｂの他端は層間接続導体Ｖを介して導体パターンＬ２ｃの一端に接続される。導体パターンＬ２ｃの他端は層間接続導体Ｖを介して導体パターンＬ２ｄの一端に接続される。そして、導体パターンＬ２ｄの他端は積層体の側面に形成される層間接続導体を介して端子Ｔ４に接続される。

上記導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ及びそれらを層間接続する層間接続導体によって第１コイルＬ１が構成され、導体パターンＬ２ａ〜Ｌ２ｄ及びそれらを層間接続する層間接続導体によって第２コイルＬ２が構成される。積層体の平面視で、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２のコイル開口は重なる。第２コイルＬ２のターン数は第１コイルＬ１のターン数より多く、第２コイルＬ２の自己インダクタンスは第１コイルＬ１の自己インダクタンスよりも大きい。

第２コイルＬ２の自己インダクタンスを第１コイルＬ１の自己インダクタンスより大きくするための構造は、図４に示したように、第２コイルＬ２形成用の導体パターンの形成層数を多くすることに限らない。例えば、層数を変えずに各層の中で導体パターンのターン数を増やすことや、導体パターンの線幅を狭くすることや、導体パターンの長さを長くすること、などによっても実現できる。

図４と図５とでは、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂが上下逆の関係にある。また、導体パターンＬ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄが左右逆の関係にある。図４、図５のいずれの例でも、図３に示したように、第１コイルＬ１から第１放射素子１１の方向へ流れる電流によって第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子１２の方向へ流れる電流によって第２コイルＬ２に生じる磁界の方向とは互いに逆となるように、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２は巻回されている。

アンテナ結合素子２０を樹脂多層基板で構成する場合、上記絶縁基材Ｓ１〜Ｓ１５は例えば液晶ポリマー（LCP）シートであり、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ〜Ｌ２ｄは例えば銅箔をパターンニングしたものである。また、アンテナ結合素子２０をセラミック多層基板で構成する場合、上記絶縁基材Ｓ１〜Ｓ１５は例えば低温同時焼成セラミックス（LTCC［Low Temperature Co-fired Ceramics］）であり、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ〜Ｌ２ｄは例えば銅ペーストを印刷形成したものである。また、アンテナ結合素子２０は、セラミック多層基板に限らず、例えば、ガラスを主成分とした絶縁ペーストのスクリーン印刷による塗布を繰り返すことで形成してもよい。この場合、フォトリソグラフィ工程により、上記各種導体パターンを形成する。

このように、基材層が非磁性体であることにより（磁性体フェライトではないので）、0.60GHz〜2.7GHzの高周波数帯でも所定インダクタンス、所定結合係数のトランスとして用いることができる。

なお、導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ，Ｌ２ａ〜Ｌ２ｄを積層体の中間層に集中させているので、このアンテナ結合素子２０を回路基板に実装した状態で、回路基板に存在するグランド導体と第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２との間隔が確保される。また、アンテナ結合素子２０の上部に何らかの金属部材が近接しても、この金属部材と第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２との間隔が確保される。そのため、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２から生じる磁界が周囲の影響を受けにくくなり、安定した特性が得られる。

図６（Ａ）はアンテナ装置１０１Ａの反射係数の周波数特性を示す図である。図６（Ｂ）は比較例のアンテナ装置の反射係数の周波数特性を示す図である。図７（Ａ）はアンテナ装置１０１Ａの電流位相の周波数特性を示す図である。図７（Ｂ）は比較例のアンテナ装置の電流位相の周波数特性を示す図である。この比較例のアンテナ装置は、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合の極性が図３に示した例とは逆のアンテナ結合素子を用いたものである。

図６（Ａ）、図６（Ｂ）において、横軸は周波数、縦軸は反射係数である。ここで、反射係数Ｒ２は図３において給電回路３０からアンテナ結合素子２０側を見た（つまりアンテナ装置１０１Ａの）反射係数である。また、反射係数Ｒ１は図３において給電回路接続端子Ｔ２から第１放射素子１１側を見た（つまり、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の）反射係数である。反射係数Ｒ３は比較例のアンテナ装置において給電回路からアンテナ結合素子側を見た（つまり比較例のアンテナ装置の）反射係数である。

図６（Ａ）、図６（Ｂ）において、周波数ｆ１１は第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の共振周波数（第１コイルＬ１と第１放射素子１１とによる共振周波数）であり、周波数ｆ２１は、アンテナ結合素子２０と第２放射素子１２による基本波の共振周波数である。このように、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１は周波数ｆ１１で基本波で共振し、アンテナ装置全体では周波数ｆ２１でも基本波で共振する。

本実施形態のアンテナ装置１０１Ａと比較例のアンテナ装置とでは、第１放射素子１１と第２放射素子１２との相互作用が異なる。本実施形態の方が、第１放射素子１１と第２放射素子１２との、主に磁界結合が強められるので、磁界を弱め合っている比較例に比べて、見かけ上の放射素子のインダクタンス成分が大きくなり、共振周波数が低くなっている。図６（Ａ）と図６（Ｂ）とで、周波数ｆ２１での反射係数が異なる理由についても同様である。

図７（Ａ）、図７（Ｂ）において、横軸は周波数、縦軸は電流位相である。ここで、位相Ｐ１は、図３において第１放射素子１１に流れる電流の位相である。また、位相Ｐ２は、図３において第２放射素子１２に流れる電流の位相である。

図７（Ｂ）に示すように、比較例のアンテナ装置では、第１放射素子１１の共振周波数（0.85GHz）以上で第２放射素子１２のインピーダンスは誘導性に変わり、第１放射素子１１に流れる電流と第２放射素子１２に流れる電流との位相差が大きくなる。図７（Ｂ）に示す例では、周波数0.73GHz以上で、上記位相差は90度を超える。このことによって、0.73GHz以上では、第１放射素子１１から発生する磁界が、第２放射素子１２による磁界によって弱められ、第１放射素子１１の放射が妨げられる。第１放射素子１１の共振周波数（0.85GHz）付近では、上記位相差は１８０度になって、第１放射素子１１から発生する磁界が、第２放射素子１２による磁界を弱めるように作用する。

上述した「第１放射素子１１に流れる電流の位相」は、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１と第１放射素子１１との間に流れる電流の位相をネットワークアナライザなどによって測定することで得られるが、実際に測定するには、電流プローブ間を近接しないようにする必要があり、難しい。そこで、例えば、まず第１放射素子１１だけのＳパラメータとアンテナ結合素子２０だけのＳパラメータとを測定し、その後、アンテナ装置１０１Ａの回路構成と、第１放射素子１１のＳパラメータと、アンテナ結合素子２０のＳパラメータとを用いて、回路シミュレータ上でアンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１と第１放射素子１１との間に流れる電流を計算することで、「第１放射素子１１に流れる電流の位相」を得る。「第２放射素子１２に流れる電流の位相」についても同様である。つまり、第２放射素子１２だけのＳパラメータとアンテナ結合素子２０だけのＳパラメータとをそれぞれ測定し、その後、アンテナ装置１０１Ａの回路構成と、第２放射素子１２のＳパラメータと、アンテナ結合素子２０のＳパラメータとを用いて、回路シミュレータ上でアンテナ結合素子２０の第２コイルＬ２と第２放射素子１２との間に流れる電流を計算することで、「第２放射素子１２に流れる電流の位相」を得る。なお、電流プローブを互いに近接させないで測定できるのであれば、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１と第１放射素子１１との間に流れる電流の位相や、アンテナ結合素子２０の第２コイルＬ２と第２放射素子１２との間に流れる電流の位相を直接測定することで、「第１放射素子１１に流れる電流の位相」や、「第２放射素子１２に流れる電流の位相」を得てもよい。

これに対し、本実施形態のアンテナ装置１０１Ａでは、図６（Ａ）、図７（Ａ）に示すように、0.70GHz以上の周波数帯において、第１放射素子１１に流れる電流と第２放射素子１２に流れる電流との位相差が90度を超えることはない。したがって、ローバンドで第１放射素子１１から発生する磁界が、第２放射素子１２による磁界によって弱められにくく、第１放射素子１１の放射が妨げられない。

図８は、ハイバンドを含む周波数範囲について、アンテナ装置の反射係数の周波数特性を示す図である。図６（Ａ）、図６（Ｂ）と同様に、図８において、反射係数Ｒ２は図３において給電回路３０からアンテナ結合素子２０側を見た反射係数であり、反射係数Ｒ１は第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の反射係数であり、反射係数Ｒ３は比較例のアンテナ装置の給電回路からアンテナ結合素子側を見た反射係数である。

図８において、周波数0.60GHz〜0.96GHzがローバンド、周波数1.71GHz〜2.69GHzがハイバンドである。

図９はアンテナ装置の放射効率の周波数特性を示す図である。図９において、ＲＥ１は第１放射素子１１の放射効率、ＲＥ２，ＲＥ３は、トランスと第２放射素子１２とを含むアンテナ装置の放射効率である。ここで、ＲＥ２は本実施形態のアンテナ装置の放射効率であり、ＲＥ３は比較例のアンテナ装置の放射効率である。

図８に表れているように、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１は、上記ローバンド内の周波数ｆ１１で基本波共振し、ハイバンド内の周波数ｆ１３で３倍波共振する。また、トランスと第２放射素子１２とによる共振回路（トランスを含む第２放射素子１２）は周波数ｆ２１で基本波共振し、周波数ｆ２３で３倍波共振する。このトランスを含む第２放射素子１２の基本波の共振周波数ｆ２１は、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の基本波の共振周波数ｆ１１よりも低くなるように定める。このことにより、ローバンドにおけるアンテナ装置の使用可能周波数帯域が広がる。

なお、トランスを含む第２放射素子１２の基本波共振周波数ｆ２１を、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の基本波の共振周波数ｆ１１より高い方に定めることも可能であるが、その場合、周波数ｆ２１が、後に言及する反共振点に近づくため、共振系の抵抗成分が大きくなって電力損失が大きくなる。したがって、図８に示した例のように、トランスを含む第２放射素子１２の基本波の共振周波数ｆ２１を、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の基本波の共振周波数ｆ１１より低い方に定めることが好ましい。

図８に表れているように、本実施形態のアンテナ装置において給電回路からアンテナ結合素子側を見た反射係数Ｒ２と、比較例のアンテナ装置において給電回路からアンテナ結合素子側を見た反射係数Ｒ３とで、それぞれ確認できる反射損には大差はない（反射損は本実施形態で0.6dB、比較例で0.8dB）。しかし、本実施形態では、電流の位相差が９０度を超えないように電流の干渉が緩和されることによって、図９中の破線で囲む部分に表れているように、第１コイルＬ１を含む第１放射素子の共振周波数（0.8GHz）付近で、比較例のアンテナ装置に対し、本実施形態のアンテナ装置の放射効率は約１ｄＢ改善されている。

また、本実施形態では、トランスを含む第２放射素子１２の３倍波共振周波数ｆ２３を、第１コイルＬ１を含む第１放射素子の基本波の共振周波数ｆ１１と、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の３倍波共振周波数ｆ１３との間に定めている。このことにより、図９に表れているように、トランスを含む第２放射素子１２の基本波の共振周波数ｆ２１と３倍波共振周波数ｆ２３との間の周波数帯域における放射効率を上げることができる。

なお、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の基本波の共振周波数と３倍波共振周波数との間に、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の反共振点が生じる。トランスを含む第２放射素子１２の３倍波共振周波数ｆ２３は、上記反共振周波数と、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の３倍波共振周波数ｆ１３との間に定めることが好ましい。上記トランスを含む第２放射素子１２の３倍波共振が効果的に生じるからである。また、第１コイルＬ１を含む第１放射素子１１の３倍波共振周波数ｆ１３付近の反射係数が低下し、ハイバンドの周波数帯を広帯域化できるからである。

図１０は、図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示したアンテナ装置１０１Ａとは一部の構成が異なるアンテナ装置１０１Ｂと、それを備える通信端末装置１１０Ｂの主要な構成を示す平面図である。この例では、アンテナ装置１０１Ｂの第１放射素子１１及び第２放射素子１２を形成する非グランド領域に金属体などの導電性部材ＭＯが近接する、又はその位置に導電性部材ＭＯが配置される。第１放射素子１１の形状は図２（Ａ）に示したものとほぼ同じであるが、第２放射素子１２は、導電性部材ＭＯの近傍を避けるように、途中で折り返された形状である。

このような構造により、導電性部材ＭＯによる第２放射素子１２への影響を避けられる。なお、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の磁界強度が高い領域はアンテナ結合素子２０付近であるので、この例のように、第１放射素子１１と第２放射素子１２の延びる方向が逆となる部分があっても、上述と同様の作用効果を奏する。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、第１の実施形態で示した第１放射素子及び第２放射素子とは構成が異なる幾つかの例について示す。

図１１は第２の実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置１０２Ａは、第１放射素子１１、第２放射素子１２、アンテナ結合素子２０及びインダクタＬ１１を備える。図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示した例では、第１放射素子１１はモノポールアンテナとして作用する例であったが、この図１１に示す例では、第１放射素子１１はループアンテナとして作用する。つまり、第１放射素子１１の先端とグランドとの間にインダクタＬ１１を挿入して、このインダクタＬ１１と第１放射素子１１とでループを構成している。インダクタＬ１１は、第１放射素子１１の実効電気長を調整する素子として、又はループアンテナの共振周波数を調整する素子として作用する。その他の構成は第１の実施形態で示したとおりである。

図１２は第２の実施形態に係る別のアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置１０２Ｂは、第１放射素子１１、第２放射素子１２、アンテナ結合素子２０、インダクタＬ１１ａ，Ｌ１１ｂ、キャパシタＣ１１ａ，Ｃ１１ｂ及びスイッチ４を備える。スイッチ４は、アンテナ装置外部から与えられる制御信号に応じて、インダクタＬ１１ａ，Ｌ１１ｂ、キャパシタＣ１１ａ，Ｃ１１ｂのうち一つを選択的に第１放射素子１１の先端に接続する。したがって、スイッチ４によりアンテナの実効長が変更可能となる。

インダクタＬ１１ａとインダクタＬ１１ｂとではインダクタンスが異なり、キャパシタＣ１１ａとキャパシタＣ１１ｂとではキャパシタンスが異なる。これらリアクタンス素子Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ，Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂのうちどの素子を選択するかによって、第１放射素子１１の共振周波数が切り替えられる。その他の構成は図１１に示したとおりである。

図１１、図１２に示したように、第１放射素子１１を含んでループアンテナを構成すれば、この第１放射素子１１のスペースを削減できる。また、ループアンテナ構造であれば、人体の近接による第１放射素子１１のアンテナ特性の変動を抑制できる。さらに、このループアンテナの構造上の内側にモノポール構造の第２放射素子１２を配置することで、人体の近接による第２放射素子１２のアンテナ特性の変動も抑制できる。

《第３の実施形態》
図１３は第３の実施形態に係る別のアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置１０３は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、及びアンテナ結合素子２０を備える。第１放射素子１１の給電端にアンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１を介して給電回路３０が接続されている。そして、第１放射素子１１の先端は開放されていて、途中の所定の接地位置ＰＳがグランドに接地されている。この構成により、第１放射素子１１は逆Ｆアンテナとして作用する。また、第１放射素子１１が面状に拡がりのある導体であれば、PIFA（planar inverted-F antenna）として作用する。このように、第１放射素子１１を逆Ｆ型アンテナやPIFAとすることによって、第１放射素子１１のインピーダンスを給電回路とのインピーダンスと同程度にでき、インピーダンス整合が容易となる。

本発明はこのように第１放射素子１１が逆ＦアンテナやPIFAであるアンテナ装置にも適用できる。

図１４は第３の実施形態に係る別のアンテナ装置の構成を示す図である。このアンテナ装置１０４は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、及びアンテナ結合素子２０を備える。第１放射素子１１の所定の接地位置ＰＳとグランドとの間のショートピンとして、アンテナ結合素子２０の第１コイルＬ１が接続されている。そして、アンテナ結合素子２０の第２コイルＬ２に第２放射素子１２が接続されている。この構成により、第１放射素子１１は逆Ｆアンテナとして作用する。また、第１放射素子１１が面状に拡がりのある導体であれば、PIFA（planar inverted-F antenna）として作用する。このような実施形態においては、第１放射素子１１に流れる電流が最大となる位置に第１コイルＬ１が接続されているため第２放射素子１２の起電力の低下をさらに抑制することができる。

本発明はこのように第１放射素子１１が逆ＦアンテナやPIFAであるアンテナ装置にも適用できる。

《第４の実施形態》
図１５は第４の実施形態に係る別のアンテナ装置１０５の構成を示す図である。このアンテナ装置１０５は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、第３放射素子１３、ダイプレクサ４０、及びアンテナ結合素子２０を備える。アンテナ結合素子２０は、第１の実施形態で示したものと同じであり、例えば図４や図５に示したとおりである。

本実施形態のアンテナ装置１０５は、第１放射素子１１を用いてアンテナ装置１０５の使用周波数におけるローバンドを担い、第２放射素子１２、第３放射素子１３を用いてハイバンドを担う。換言すれば、１つの放射素子で、ローバンドからハイバンドまでの帯域を担うわけではなく、ローバンド、ハイバンドのそれぞれを別の放射素子を用いて広帯域化するアンテナ装置である。

ダイプレクサ４０は、給電ポートＰ０、ハイバンド用のアンテナポートＰ１及びローバンド用のアンテナポートＰ２を備える。給電回路３０は給電ポートＰ０に接続され、第３放射素子１３はアンテナポートＰ２に接続され、第１放射素子１１はアンテナポートＰ１に接続される。第２放射素子１２はアンテナ結合素子２０を介して第１放射素子１１と結合し、ハイバンド側の帯域を広帯域化する。

本実施形態においては、ダイプレクサ４０を用いることで、ローバンド、ハイバンドそれぞれにおいて、１つの放射素子の基本波の共振（この共振にはアンテナ結合素子２０を含む）を用いることができるため、このように、ハイバンド側の広帯域化にアンテナ結合素子２０を用いることができる。ただし、１つの放射素子の基本波の共振において効果的に広帯域化するために、第１コイルＬ１から第１放射素子１１の方向へ電流が流れるときに第１コイルＬ１に生じる磁界の方向と、第２コイルＬ２から第２放射素子１２の方向へ電流が流れるときに第２コイルＬ２に生じる磁界の方向とが互いに逆の関係となるように巻回された、アンテナ結合素子２０を用いる点においては前出の実施形態と同じである。なお、ダイプレクサ４０の代わりに、スイッチで放射素子を切り替える機構を用いたアンテナ装置においても、アンテナ結合素子２０を用いることで、ハイバンドを同様に広帯域化できる。

図１６は第４の実施形態に係るアンテナ装置１０５の導体パターンの具体的な構成を示す図である。図１６に示す第１放射素子１１、第２放射素子１２、第３放射素子１３はいずれも基板上の導体パターンで形成されたモノポールアンテナである。第３放射素子１３はローバンドを担うため第１放射素子１１及び第２放射素子１２に比べ長い。また、第２放射素子１２は第１放射素子１１に比べて長い。このことによって第２放射素子１２の放射は第１放射素子１１によって妨げられにくい。また、第３放射素子１３と第１放射素子１１、第３放射素子１３と第２放射素子１２は互いに逆方向に延伸している。これによって、第３放射素子１３と第１放射素子１１との相互干渉、及び、第３放射素子１３と第２放射素子１２との相互干渉は抑制される。

ここで、比較例としてのアンテナ装置を図１９に示す。この比較例のアンテナ装置は、第４の実施形態のアンテナ装置に比べて、第２放射素子１２及びアンテナ結合素子２０が無い点で異なる。

図１７は、第４の実施形態のアンテナ装置１０５と比較例のアンテナ装置について、ハイバンドにおける放射効率を示す図である。図１７の横軸は周波数、縦軸は放射効率であり、実線は第４の実施形態のアンテナ装置１０５の特性、破線は比較例のアンテナ装置の特性である。図１７に表れているように、第４の実施形態のアンテナ装置の方が、比較例よりも1.70GHz〜1.80GHz付近で放射効率が2dB〜3dB程度高いことが分かる。その他の周波数帯については、比較例に比べ1dB以下の違いであり、比較例と変わらないと言える。これは、アンテナ結合素子２０によって第１放射素子１１の共振点に第２放射素子１２の共振点が加わったためである。ここで、「第１放射素子１１の共振」と「第２放射素子１２の共振」とは、それぞれ第１放射素子１１、第２放射素子１２単体での共振ではなく、アンテナ結合素子２０を含んだ共振である。これにより、第４の実施形態の構成においても、第２放射素子１２とアンテナ結合素子２０によって広帯域化されることが分かる。また、このようにローバンドとハイバンドとを別々の放射素子が担うアンテナ装置においては、ハイバンドにおいても放射素子の基本波の共振を用いることができるため、ハイバンドを広帯域化することができる。

図１８は第４の実施形態の別のアンテナ装置１０６の構成を示す図である。このアンテナ装置１０６は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、第３放射素子１３、ダイプレクサ４０、及びアンテナ結合素子２０を備える。アンテナ結合素子２０は、第１の実施形態で示したものと同じものである。

アンテナ装置１０６は、第１放射素子１１を用いてアンテナ装置１０６の使用周波数におけるハイバンドを担い、第２放射素子１２、第３放射素子１３を用いてローバンドを担う。

ダイプレクサ４０は、給電ポートＰ０、ハイバンド用のアンテナポートＰ１及びローバンド用のアンテナポートＰ２を備える。給電回路３０は給電ポートＰ０に接続され、第３放射素子１３はアンテナポートＰ２に接続され、第１放射素子１１はアンテナポートＰ１に接続される。第２放射素子１２はアンテナ結合素子２０を介して第１放射素子１１と結合し、ローバンド側の帯域を広帯域化する。

図１５では、ローバンドとハイバンドとを別の放射素子で担うアンテナ装置において、アンテナ結合素子２０をハイバンド側に用いる例を示したが、図１８に示したアンテナ装置１０６では、ローバンドを広帯域化することができる。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

例えば、以上に示した幾つかの実施形態において、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の一方又は両方が、電子機器の導電性部材を兼用してもよい。例えば、電子機器の金属の筐体の一部で第１放射素子１１が構成されていてもよい。

また、以上に示した幾つかの実施形態では、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２を備えるアンテナ結合素子を用い、給電回路と第１放射素子１１及び第２放射素子１２との間にアンテナ結合素子を設けた例を示したが、三つ以上の放射素子を備える場合でも、そのうち二つの放射素子に本発明のアンテナ結合素子を適用することができる。

また、以上に示した幾つかの実施形態を用いたアンテナ結合素子、アンテナ素子、給電回路、基準電位としてのグランド（導体）とを備えた通信端末装置が構成されていてもよい。

上述した通信端末装置が備える給電回路は、第１放射素子１１の基本波共振周波数を含むローバンドの通信信号を入出力するものであってもよい。また、このようなローバンドの信号だけに限らず、第１放射素子１１の３倍波の共振周波数又は第２放射素子１２の３倍波の共振周波数を含むハイバンドの通信信号をも入出力するものであってもよい。

Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂ…キャパシタ
ＦＡ…給電部
Ｌ１…第１コイル
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ…導体パターン
Ｌ１１，Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ…インダクタ
Ｌ２…第２コイル
Ｌ２ａ〜Ｌ２ｄ…導体パターン
ＭＳ１…第１面
ＭＳ２…第２面
ＰＳ…接地位置
Ｓ１〜Ｓ１５…絶縁基材
Ｔ１…第１放射素子接続端子
Ｔ２…給電回路接続端子
Ｔ３…グランド接続端子
Ｔ４…第２放射素子接続端子
Ｖ…層間接続導体
４…スイッチ
１１…第１放射素子
１２…第２放射素子
１３…第３放射素子
２０…アンテナ結合素子
３０…給電回路
４０…ダイプレクサ
４２…グランド導体パターン
１０１Ａ，１０１Ｂ，１０２Ａ，１０２Ｂ，１０３，１０４，１０５，１０６…アンテナ装置
１１０Ａ，１１０Ｂ…通信端末装置

Claims (10)

1. 第１放射素子又は給電回路の少なくとも一方に接続される第１コイルと、
   第２放射素子に接続され、前記第１コイルに対して電磁界結合する第２コイルと、を有し、
   前記第１コイルと前記第２コイルは、前記第１コイルから前記第１放射素子の方向へ電流が流れるときに前記第１コイルに生じる磁界の方向と、前記第２コイルから前記第２放射素子の方向へ電流が流れるときに前記第２コイルに生じる磁界の方向とが互いに逆の関係となるように巻回され、
   前記第１コイル及び前記第２コイルによりトランスが構成され、
   前記トランスを含む前記第２放射素子の基本波の共振周波数は、前記第１コイルを含む前記第１放射素子の基本波の共振周波数よりも低い、
   アンテナ結合素子。
2. 前記第２コイルの自己インダクタンスは前記第１コイルの自己インダクタンスよりも大きい、
   請求項１に記載のアンテナ結合素子。
3. 前記トランスを含む前記第２放射素子の３倍波共振周波数を、前記第１放射素子の基本波の共振周波数と前記第１放射素子の３倍波共振周波数との間に定める、
   請求項１又は２に記載のアンテナ結合素子。
4. 請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ結合素子と、前記第１放射素子と、前記第２放射素子とを備える、
   アンテナ装置。
5. 前記第１放射素子の基本波の共振周波数は、0.60GHz以上かつ0.96GHz以下の周波数帯域内にある、
   請求項４に記載のアンテナ装置。
6. 請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ結合素子と、前記第１放射素子と、前記第２放射素子と、前記給電回路とを備えた、
   通信端末装置。
7. 請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ結合素子と、前記第１放射素子と、前記第２放射素子と、前記給電回路とを備え、
   前記給電回路は、前記第１放射素子の基本波の共振周波数を含むローバンドの通信信号を入出力する、
   通信端末装置。
8. 前記給電回路は、前記第１放射素子の基本波の共振周波数を含むローバンドの通信信号と、前記第１放射素子の３倍波の共振周波数又は前記トランスを含む前記第２放射素子の３倍波の共振周波数を含むハイバンドの通信信号と、を入出力する、
   請求項７に記載の通信端末装置。
9. 請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ結合素子と、前記給電回路と、前記第１放射素子と、前記第２放射素子と、第３放射素子と、ダイプレクサと、を備え、
   前記ダイプレクサは、給電ポート、第１アンテナポート及び第２アンテナポートを有し、
   前記給電回路は前記給電ポートに接続され、
   前記第１放射素子は前記第１アンテナポートに接続され、
   前記第２放射素子は前記アンテナ結合素子を介して前記第１放射素子と結合し、
   前記第３放射素子は前記第２アンテナポートに接続された、
   通信端末装置。
10. 前記第１放射素子の基本波の共振周波数は1.71GHz以上かつ2.69GHz以下の周波数帯域内にある、請求項９に記載の通信端末装置。

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