JPWO2018211694A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2018211694A1
JPWO2018211694A1 JP2019518717A JP2019518717A JPWO2018211694A1 JP WO2018211694 A1 JPWO2018211694 A1 JP WO2018211694A1 JP 2019518717 A JP2019518717 A JP 2019518717A JP 2019518717 A JP2019518717 A JP 2019518717A JP WO2018211694 A1 JPWO2018211694 A1 JP WO2018211694A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
bridge circuit
circuit
transformer
smoothing circuit
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2019518717A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6693679B2 (ja
Inventor
敏裕 和田
浩毅 石原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of JPWO2018211694A1 publication Critical patent/JPWO2018211694A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6693679B2 publication Critical patent/JP6693679B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

電力変換装置（１０１）は、第１の電気装置（１０２）に接続された第１の平滑回路（１０５）と、第２の電気装置（１０６）に接続された第２の平滑回路（１０９）と、第１の平滑回路（１０５）に接続された第１のブリッジ回路（１１０）と、第３の電気装置（１１１）が一次側に第１のブリッジ回路（１１０）と第２の平滑回路（１０９）が二次側に接続されたトランス（１１２）と、制御器（１１３）とを備え、制御器（１１３）は、第１のブリッジ回路（１１０）のデューティ比を第１および第２の平滑回路（１０５、１０９）の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御して第１および第２の電気装置（１０２、１０６）との間の電力授受を制御すると共にデューティ比の変動成分の位相を制御し、第３の電気装置（１１１）との間の電力授受を制御する。

Description

この発明は、複数の電力変換回路を用いること無く、３つ以上の電力源、負荷または蓄電装置の間で電力を変換し、電力の伝達を制御する電力変換装置に関するものである。
従来、電力変換装置を用いて、３つ以上の電気装置間の電力伝達を制御するためには、電気装置ごとに電力変換装置を個別に備える必要があった。３つ以上の電気装置間の電力伝達を制御する機能を有し、低コストで小型軽量な電力変換装置が必要とされている。
この問題を解決するため、磁気的に結合した３つ以上のコイルを備えるトランスを用い、各コイルに印加する交流電圧をコイルごとに備えられたフルブリッジ回路を用いて制御する電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献１）。スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路とインダクタによって構成される双方向チョッパによって第１と第２の電気装置間の電力伝達を制御し、さらにインダクタをトランスの二次側コイルとして利用することで第３の電気装置への電力供給を可能とする電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献２、３）。また、双方向チョッパの代わりに昇降圧双方向チョッパを用いた電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献４）。さらに、第１と第２の電気装置間の電力伝達と、第１あるいは第２の電気装置と第３の電気装置との間の電力伝達を時間的に分離し、状況に応じてトランスの自己インダクタンスを切り替える電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献５）。
特開２０１１−２４４５２３号公報（段落［００１０］、［００４６］、［００４８］、［００５８］および図１、４） 特開２００２−３４５２４３号公報（段落［０００７］、［００２０］−［００２４］および図３） 特開２００９−１７１７７６号公報（段落［０００９］、［００４２］、［００４５］、［０１０７］、［０１２１］、［０１２２］および図１） 特開２００５−３３８６７号公報（段落［０００７］、［００２３］−［００２８］および図１） 特開２００８−３１２３９４号公報（段落［０００８］、［００１５］、［００１７］、［００２４］、［００２６］、［００２７］、［００２９］および図１、２）
しかし、特許文献１開示発明では、電気装置の数に対応するフルブリッジ回路およびコイルが必要であり、装置の低コスト化、小型軽量化において問題がある。特許文献２−４開示発明では、第１と第２の電気装置間において直流電流を得るためには、トランス二次側コイルはリップル電流を遮断する必要があるが、第３の電気装置への電力供給のためには、トランス二次側コイルはリップル電流を通過させなければならないという相矛盾する要求があり、結果として電力伝達効率の低下を招く。特許文献５開示発明では、この問題は解決するが、第１と第２の電気装置間の電力伝達と、第１あるいは第２の電気装置と第３の電気装置との間の電力伝達を同時には行えないという問題がある。
この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、３つの電気装置間の電力伝送を同時に、かつ高効率で行える電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、第１の電気装置に接続された第１の平滑回路と、第２の電気装置に接続された第２の平滑回路と、第１の平滑回路に接続された第１のブリッジ回路と、第３の電気装置が一次側に接続され、第１のブリッジ回路と第２の平滑回路が二次側に接続されたトランスと、第１のブリッジ回路をスイッチング制御する制御器とを備え、制御器は、第１のブリッジ回路のデューティ比を、第１の平滑回路の遮断周波数および第２の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第１の電気装置と、第２の電気装置との間の電力授受を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御し、第３の電気装置との間の電力授受を制御するものである。
この発明に係る電力変換装置は、制御器は、第１のブリッジ回路のデューティ比を、第１の平滑回路の遮断周波数および第２の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第１の電気装置と、第２の電気装置との間の電力授受を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御し、第３の電気装置との間の電力授受を制御するものである。このため、小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。
この発明の実施の形態１の電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係るデューティ比の制御方法の説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御量と電力伝達の関係の説明図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御器のブロック図である。 この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る別の構成図である。 この発明の実施の形態３の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態４の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態５の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態６の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態７の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態８の電力変換装置に係る構成図である。
実施の形態１．
実施の形態１は、第１の電気装置に接続された第１の平滑回路と、第２の電気装置に接続された第２の平滑回路と、第１の平滑回路に接続された第１のブリッジ回路と、第３の電気装置が一次側に接続され、第１のブリッジ回路と第２の平滑回路とが二次側に接続されたトランスと、ブリッジ回路をスイッチング制御する制御器を備え、制御器はブリッジ回路のデューティ比を第１および第２の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第１の電気装置と第２の電気装置との間で流れる直流電流を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御する電力変換装置に関するものである。
以下、本願発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の構成図である図１、デューティ比の制御方法の説明図である図２、制御量と電力伝達の関係の説明図である図３、制御器のブロック図である図４、および電力変換装置の別の構成図である図５に基づいて説明する。
まず、実施の形態１の電力変換装置の全体構成を図１に基づいて説明する。
電力変換装置１０１は、主要構成要素として第１の平滑回路１０５と、第２の平滑回路１０９と、第１のハーフブリッジ回路１１０と、トランス１１２と、制御器１１３とを備える。そして、電力変換装置１０１には、第１の電気装置１０２と、第２の電気装置１０６と、第３の電気装置１１１とが接続されている。
ここで、第１の平滑回路１０５は、第１のインダクタ１０３および第１のキャパシタ１０４で構成され、第２の平滑回路１０９は、第２のインダクタ１０７および第２のキャパシタ１０８で構成される。第１のハーフブリッジ回路１１０は、スイッチング素子Ｓ１とＳ２とから構成される。
なお、以降実施の形態１の説明では、特に区別する必要がない限り、第１のハーフブリッジ回路１１０をハーフブリッジ回路１１０と記載する。
次に電力変換装置１０１の主要構成要素と３つの電気装置との関係を説明する。
第１の平滑回路１０５は第１の電気装置１０２に接続され、第２の平滑回路１０９は、第２の電気装置１０６に接続されている。さらに、第１の平滑回路１０５にハーフブリッジ回路１１０が接続されている。
トランス１１２の一次側には第３の電気装置１１１が接続され、トランス１１２の二次側にはハーフブリッジ回路１１０と第２の平滑回路１０９とが接続されている。
制御器１１３は、ハーフブリッジ回路１１０に接続されており、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２を制御する。
実施の形態１において、第１の電気装置１０２と第２の電気装置１０６は直流電流によって電力を授受する。第３の電気装置１１１は交流の電圧源として動作し、その交流電流の位相が制御されることで第１の電気装置１０２および第２の電気装置１０６と電力を授受する。
ハーフブリッジ回路１１０は、制御器１１３によって、トランス１１２の二次側にハーフブリッジ回路１１０のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電圧がかかるようにスイッチング制御される。トランス１１２の二次側自己インダクタンスは、このスイッチング周波数のリップル電流は抑制し、この交流電圧に対応する周波数の交流電流は通過させるように設計される。これによりトランス１１２は、トランス１１２の二次側の交流電圧と第３の電気装置１１１の交流電圧との位相差に応じて、トランス１１２の一次側と二次側との間で電力を授受する。
第１の平滑回路１０５および第２の平滑回路１０９は、トランス１１２の二次側の交流電圧に対応する交流電流は遮断し、直流電流は通過させるように設計される。これにより、第３の電気装置１１１からの交流電力は、トランス１１２を介してトランス１１２の二次側コイルに伝達される。第３の電気装置１１１からのこの交流電力は、第２の平滑回路１０９によって反射され、ハーフブリッジ回路１１０と第１の平滑回路１０５によって交直変換され、第１の電気装置１０２へ伝達される。
同時に、トランス１１２の二次側コイルを流れる直流電流によって第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へ電力が伝達される。以上説明した電力の授受および伝達は、全て双方向に行うことが可能である。
したがって、実施の形態１における電力変換装置１０１は、３つの電気装置間の電力伝達を任意かつ双方向に行うことが可能である。また、実施の形態１における電力変換装置１０１は、各電気装置に個別の電力変換器を具備せず、また各電気装置に個別のコイルを備えたトランスを用いないため、小型かつ低コストに実現できる。
さらに実施の形態１における電力変換装置１０１は、トランス１１２のインダクタンスに関する相矛盾する設計要求はないため、高効率での電力伝達が可能であり、これにより、省エネルギーが図れる。
次に、図１に基づいて、実施の形態１における電力変換装置１０１の動作を説明する。
まず、第１の電気装置１０２の開回路電圧をｖｄ１、第１の電気装置１０２の内部抵抗をＲ１とすると、第１の電気装置１０２の電圧はｖｂ１＝ｖｄ１−Ｒ１・ｉｂ１となる。同様に、第２の電気装置１０６の開回路電圧をｖｄ２、内部抵抗Ｒ２をとすると、第２の電気装置１０６の電圧はｖｂ２＝ｖｄ２−Ｒ２・ｉｂ２となる。ただし、ｉｂ１、ｉｂ２はそれぞれ第１、第２の電気装置１０２、１０６から電力変換装置１０１への流入電流である。
制御器１１３はハーフブリッジ回路１１０のスイッチング素子Ｓ１およびＳ２を相補的に駆動する。すなわち、スイッチング素子Ｓ１が導通であれば、スイッチング素子Ｓ２は非導通である。スイッチング素子Ｓ１が非導通であれば、スイッチング素子Ｓ２は導通である。
ここで、スイッチング素子Ｓ１をパルス幅変調（ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ））方式で制御する場合を想定する。スイッチング素子Ｓ１のデューティ比をρとし、今ρは一定値（これをρｄとする）であると仮定すると、ハーフブリッジ回路１１０の中点電圧はρｄ・ｖｂ１＋ｖｎである。ただし、ｖｎはスイッチングに由来するリップルである。
以降、この平均的な中点電圧ρｄ・ｖｂ１をｖｍと記載する。
平均的な中点電圧ｖｍが第２の電気装置１０６の電圧ｖｂ２よりも大きい場合、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６への直流電流が増加する。この直流電流が増加すると、第１の電気装置１０２の内部抵抗によって第１の電気装置１０２の電圧ｖｂ１が降下し、第２の電気装置１０６の内部抵抗によってｖｂ２が上昇する。この結果、平均的な中点電圧ｖｍがｖｂ２と等しくなったところで直流電流の増加は停止する。
逆に平均的な中点電圧ｖｍがｖｂ２よりも小さい場合、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６への直流電流が減少する。この直流電流が減少すると、第１の電気装置１０２の内部抵抗によってｖｂ１が上昇し、第２の電気装置１０６の内部抵抗によってｖｂ２が降下する。この結果、平均的な中点電圧ｖｍがｖｂ２と等しくなったところで直流電流の減少は停止する。
以上は第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へ直流電流が流れる前提で説明したが、直流電流は負であってもよい。この場合は、第２の電気装置１０６から第１の電気装置１０２へ直流電流が流れる。
次に、具体的な電流値の求め方を説明する。
平均的な中点電圧ｖｍが第２の電気装置１０６の電圧ｖｂ２と等しいと仮定すると、式（１）を得る。
ρｄ（ｖｄ１−Ｒ１・ｉｂ１）＝ｖｄ２−Ｒ２・ｉｂ２ ・・・（１）
一方、ハーフブリッジ回路１１０において電流ｉｂ２がデューティ比ρｄに従って配分されることから、式（２）を得る。
ｉｂ１＝−ρｄ・ｉｂ２ ・・・（２）
式（１）と式（２）を解くことで、デューティ比がρｄであるときの電流が式（３）で求まる。
ｉｂ１＝（ｖｄ１／（Ｒ２＋ρｄ２・Ｒ１））・ρｄ（ρｄ−ρ０）
ｉｂ２＝（−ｖｄ１／（Ｒ２＋ρｄ２・Ｒ１））・（ρｄ−ρ０） ・・・（３）
ただし、ρ０＝ｖｄ２／ｖｄ１、すなわち、（第２の電気装置１０６の開回路電圧／第１の電気装置１０２の開回路電圧）である。
次に、トランス１１２の二次側コイルに直流電流が流れ、平均的な中点電圧ｖｍがｖｂ２と等しくなっている状況において、デューティ比ρを第１の平滑回路１０５および第２の平滑回路１０９の遮断周波数より高い周波数で振動的に変動させることを想定する。すなわち、ｖｓをこの交流電圧として、式（４）が得られる。
ｖｍ＝ｖｂ２＋ｖｓ＋ｖｎ ・・・（４）
第１の平滑回路１０５および第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０４、１０８の容量が十分に大きいとキャパシタ１０４、１０８の電圧ｖｃ１、ｖｃ２は交流電圧にかかわらずｖｂ１、ｖｂ２に保たれるから、トランス１１２の二次側コイルにかかる電圧は式（５）となる。
ｖｔ２＝ｖｓ＋ｖｎ＝ρｖｂ１−ｖｂ２＋ｖｎ ・・・（５）
ここで、トランス１１２の動作を考える。トランス一次側の電圧をｖｔ１、トランス一次側、二次側の交流電流をそれぞれｉｔ１、ｉｔ２とすると、式（６）、（７）が成立する。
（ｄ／ｄｔ）ｉｔ１＝（Ｌｔ２／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｖｔ１−（Ｍｔ／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｖｔ２ ・・・（６）
（ｄ／ｄｔ）ｉｔ２＝−（Ｍｔ／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｖｔ１＋（Ｌｔ１／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｖｔ２ ・・・（７）
ただし、Ｌｔ１、Ｌｔ２はトランス１１２の一次側、二次側それぞれの自己インダクタンスであり、Ｍｔはトランス１１２の相互インダクタンスである。
ここで、トランス１１２の一次側電圧ｖｔ１を、式（８）とする。
ｖｔ１＝ｖａ１・ｓｉｎωａｔ ・・・（８）
ただし、ｖａ１はトランス１１２の一次側電圧の振幅であり、ωａはトランス１１２の一次側電圧の角周波数である。このとき交流電圧ｖｓを、式（９）のように制御する。
ｖｓ＝ｖａ２・ｓｉｎ（ωａｔ＋θ） ・・・（９）
ただし、ｖａ２は、トランス１１２の二次側交流電圧の振幅であり、θはトランス１１２の二次側交流電圧のトランス１１２の一次側電圧ｖｔ１に対する位相差である。
式（９）を式（５）に代入し、さらに式（８）と合わせて式（６）に代入すると、式（１０）を得る。
（ｄ／ｄｔ）ｉｔ１＝（（Ｌｔ２・ｖａ１）／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｓｉｎωａｔ−（（Ｍｔ・ｖａ２）／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｓｉｎ（ωａｔ＋θ）−（Ｍｔ／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｖｎ ・・・（１０）
ここで、ｖｎは高周波のリップルであるから、積分すると０となり、式（１１）を得る。
ｉｔ１＝−（（Ｌｔ２・ｖａ１）／（ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２）））・ｃｏｓωａｔ＋（（Ｍｔ・ｖａ２）／（ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２）））・ｃｏｓ（ωａｔ＋θ）
・・・（１１）
このとき、第３の電気装置１１１の消費電力Ｐｂ３は、三角関数の直交性から式（１２）となり、位相θを制御することで第３の電気装置１１１への電力伝達を制御できる。
Figure 2018211694
同様に式（７）より、式（１３）を得る。
（ｄ／ｄｔ）ｉｔ２＝−（（Ｍｔ・ｖａ１）／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｓｉｎωａｔ＋（（Ｌｔ１・ｖａ２）／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｓｉｎ（ωａｔ＋θ）＋（Ｍｔ／（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））・ｖｎ ・・・（１３）
ｖｎは高周波のリップルであるから、積分すると０となり、式（１４）を得る。
ｉｔ２＝（（Ｍｔ・ｖａ１）／（ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２）））・ｃｏｓωａｔ−（（Ｌｔ１・ｖａ２）／（ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２）））・ｃｏｓ（ωａｔ＋θ）
・・・（１４）
今、トランス１１２の二次側の交流電流ｉｔ２はスイッチング周波数よりも十分に滑らかであるから、ハーフブリッジ回路１１０の平滑回路１０５側への電流は、デューティ比ρに従って配分される。すなわち、ハーフブリッジ回路１１０の平滑回路１０５側への電流はρ・ｉｔ２である。
式（５）および式（９）から、式（１５）が得られる。
ρ＝ρｄ＋ρａ・ｓｉｎ（ωａｔ＋θ）＝（ｖｂ２／ｖｂ１）＋（ｖａ２／ｖｂ１）・ｓｉｎ（ωａｔ＋θ） ・・・（１５）
ここで、ρａ＝ｖｂ２／ｖｂ１、すなわち（第２の電気装置１０６の電圧／第１の電気装置１０２の電圧）である。
平滑回路１０５の作用により、交流電流は平滑されるから、第１の電気装置１０２へ流れる電流は直流電流を除いて、式（１６）となる。
Figure 2018211694
直流電流と合わせると、第１の電気装置１０２から電力変換装置１０１へ流入する電力Ｐｂ１は、式（１７）となる。
Ｐｂ１＝（（ｖｂ２・ｖｄ１）／（Ｒ２＋ρｄ２・Ｒ１））・（ρｄ−ρ０）−（（Ｍｔ・ｖａ１・ｖａ２）／（２ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２）））・ｓｉｎθ
・・・（１７）
第２の電気装置１０６から電力変換装置１０１へ流入する電力Ｐｂ２は、式（１８）となる。
Ｐｂ２＝−（（ｖｂ２・ｖｄ１）／（Ｒ２＋ρｄ２・Ｒ１））・（ρｄ−ρ０）＝−Ｐｂ１−Ｐｂ３ ・・・（１８）
以上説明したように、デューティ比ρの直流成分ρｄと、デューティ比ρの交流成分の位相θをそれぞれ制御することで、第１の電気装置１０２、第２の電気装置１０６および第３の電気装置１１１間の電力伝達を任意かつ双方向に制御できる。
なお、請求の範囲のデューティ比の不変成分は、デューティ比ρの直流成分ρｄである。デューティ比の変動成分は、デューティ比ρの交流成分である。
次に、電力変換装置１０１のデューティ比の制御方法を図２に基づいて説明する。
図２はハーフブリッジ回路１１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の導通、非導通と、デューティ比ρ、および第３の電気装置の電圧、すなわちトランス１１２の一次側の電圧ｖｔ１の波形を示したものである。デューティ比の中心ρｄと、位相差θを変化させることで、第１の電気装置から第３の電気装置の間での電力授受が制御される。
なお、図２においてＡは「第２の電気装置への電力制御量」であり、Ｂは「第３の電気装置からの電力制御量」である。
次に、電力変換装置１０１の各制御量と、第１の電気装置１０２、第２の電気装置１０６、および第３の電気装置１１１の間の電力伝達の関係を図３に基づいて説明する。
図３は、デューティ比の中心ρｄと位相差θに対し、各電気装置への電力がどのように授受されるかを示した図である。図３の横軸はｓｉｎθ、図３の縦軸はρｄであり、図３中の曲線はＰｂ１＝０である。
図３においてＣは「第２の電気装置への電力大」であり、Ｄは「第３の電気装置からの電力大」である。また、ρ０＝ｖｄ２／ｖｄ１である。
図３の曲線より上側では、第１の電気装置１０２から他の電気装置へと電力が流出する。図３の曲線より下側では第１の電気装置１０２へ他の電気装置から電力が流入する。
図３のρｄ＜ρ０の領域では、第２の電気装置１０６から他の電気装置へと電力が流出する。図３のρｄ＞ρ０の領域では、第２の電気装置１０６へ他の電気装置から電力が流入する。
図３のｓｉｎθ＞０の領域では、第３の電気装置１１１から他の電気装置へと電力が流出する。図３のｓｉｎθ＜０の領域では、第３の電気装置１１１へ他の電気装置から電力が流入する。
次に、電力変換装置１０１の制御器１１３の構成例を図４に基づいて説明する。
図４は、制御器１１３の一例を示したブロック図である。
実施の形態１に示す制御器１１３は、矩形波発生部１１４と積分回路１１５とから成る三角波生成部１１６と、比較器１１８とを備える。
矩形波発生部１１４は、ハーフブリッジ回路１１０のスイッチング素子Ｓ１およびＳ２を制御するスイッチング周波数の矩形波を生成する。積分回路１１５は矩形波発生部１１４からの矩形波を三角波へ変換する。
積分回路１１５の出力である三角波は、比較器１１８によって入力信号１１７と比較され、ハーフブリッジ回路１１０を制御する相補的な信号を生成する。
この構成によれば、デューティ比が入力信号１１７に比例するため、例えば入力信号１１７をマイクロコントローラ等で生成することで、電力変換装置１０１のハーフブリッジ回路１１０の制御を実現することができる。
具体的には、入力信号１１７を所望のデューティ比ρに比例するようにすることで、デューティ比ρを、所望の位相を持つ交流成分に所望の大きさの直流が重畳した波形となるように制御することができる。
実施の形態１の電力変換装置１０１において、第１の平滑回路１０５は、図１の構成図で説明したキャパシタとインダクタの組み合わせに限るものではない。同様な平滑機能を持つ回路であれば、任意のものが適用できる。
第１の電気装置１０２、第２の電気装置１０６は、例えば照明、直流電動機、インバータ等の直流負荷であってよい。あるいは直流発電機、コンバータ、太陽電池等の直流電源であってもよい。さらに、蓄電池やキャパシタ等の蓄電素子であってもよい。
図５に第１の電気装置１０２または第２の電気装置１０６が蓄電素子の例として、第２の電気装置１０６が蓄電素子である具体例を示す。
第１の電気装置１０２または第２の電気装置１０６が蓄電素子であるとき、蓄電素子自体が平滑機能を有するため、この蓄電素子が対応する平滑回路を兼ねてもよい。
図５では、第２の電気装置１０６が蓄電素子であり、図１の第２の平滑回路１０６を兼ねている。
あるいは、非特許文献の「Ｍ．Ｕｎｏ ａｎｄ Ｋ．Ｔａｎａｋａ，“Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｈａｒｇｅ−ｄｉｓｃｈａｒｇｅ ｃｙｃｌｉｎｇ ｉｎｄｕｃｅｄ ｂｙ ｃｅｌｌ ｖｏｌｔａｇｅ ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ ｏｎ ｔｈｅ ｌｉｆｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｌｉｔｈｉｕｍ−ｉｏｎ ｃｅｌｌｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．６０，ｎｏ．４，ｐｐ．１５０５−１５１６，２０１１．」に記載されているように、電力変換装置１０１のデューティ比ρの変動成分の周波数を、蓄電池電極界面の電気二重層容量が支配的になる値に設定することで、蓄電池の充放電に伴う劣化を抑制できる。
さらに望ましくは、電力変換装置１０１のデューティ比ρの変動成分の周波数を蓄電池の内部インピーダンスが最小となる周波数近傍に設定することで、蓄電池の発熱を押さえ、また蓄電池の充放電に伴う電力損失を最小にすることができる。
第３の電気装置１１１は、例えば商用交流系統であってよい。またコンバータ、交流電動機等の交流負荷であってもよい。あるいは交流発電機、インバータ等の交流電源であってもよい。
ハーフブリッジ回路１１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、望ましくは電力用ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）やＩＧＢＴ（ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等である。しかし、通常のトランジスタであってよい。
制御器１１３は、望ましくは第１から第３の電気装置の電流、電圧、または電力を測定し、それらが所望の値を取るようにデューティ比の中心ρ０と、位相差θを調整する機構を設けてもよい。この機構は、例えばマイクロコントローラのソフトウェアとして実装されてもよい。
また、制御器１１３は、図４に示した回路に限られるものではなく、例えばハーフブリッジ回路１１０に入力する信号を直接デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ））などで生成することもできる。
なお、請求の範囲のブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路１１０である。
実施の形態１の電力変換装置１０１において、第１の電気装置１０２は直流電流によって動作するため、第１の電気装置１０２への電力伝達を０とすることで、第２の電気装置１０６と第３の電気装置１１１との双方向の電力伝達を行うと共に、第１の電気装置１０２への電流を遮断することが可能である。
あるいは、第２の電気装置１０６への電力伝達を０とすることで、第１の電気装置１０２と第３の電気装置１１１との双方向の電力伝達を行うと共に、第２の電気装置１０６への電流を遮断することが可能である。
これにより、例えば無停電電源装置等の用途において、第１の電気装置１０２と第２の電気装置１０６として蓄電池を用いることで、一方の蓄電池で装置の運用を継続すると共に、他方の蓄電池の交換や保守を行うことができる。
あるいは第３の電気装置１１１との電力授受に影響を与えることなく、第１の電気装置１０２と第２の電気装置１０６との間で電流をやり取りすることができる。これを利用して、例えば蓄電池システムの運用を継続すると共に、２つの蓄電池の間で蓄電量を調整することができる。あるいは蓄電池システムの運用を継続すると共に一方の蓄電池を所定の電流パターンで動作させることで、蓄電池の診断を行うことができる。
さらには、第１の電気装置１０２と第２の電気装置１０６との間で周期的に電力を授受することで、例えば蓄電池システムの運用を継続すると共に蓄電池を昇温させることができる。
以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、第１の電気装置に接続された第１の平滑回路と、第２の電気装置に接続された第２の平滑回路と、第１の平滑回路に接続された第１のブリッジ回路と、第３の電気装置が一次側に接続され、第１のブリッジ回路と第２の平滑回路とが二次側に接続されたトランスと、ブリッジ回路をスイッチング制御する制御器を備え、制御器はブリッジ回路のデューティ比を第１および第２の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第１の電気装置と第２の電気装置との間で流れる直流電流を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御するものである。したがって、小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。
実施の形態２．
実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置において、第２の平滑回路のキャパシタと、トランスの二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成にしたものである。
実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置１０１と同じ構成であるため、図１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態２の電力変換装置において、第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８は、トランス１１２の二次側自己インダクタンスと合わせて、交流電圧の周波数において共振効果を利用するように設計される。具体的には、トランス１１２の二次側にかかる電圧の変動の振幅が第１の電気装置１０２の電圧より大きくなるように、トランス１２の二次側自己インダクタンスと第１のキャパシタ１０８の容量を選択する。
実施の形態１の電力変換装置では、トランス１１２の二次側電圧は−ｖｂ２からｖｂ１−ｖｂ２の範囲に制限される。このためトランス１１２の二次側にかかる交流電圧の振幅を任意に大きくとることができない。
第３の電気装置１１１の最大電力は、交流電圧の振幅に比例するから、実施の形態１の電力変換装置は、第３の電気装置１１１との電力伝達に関して制約がある。
実施の形態２の電力変換装置では、キャパシタ１０８とトランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用することにより、電力伝達に関する制約を緩和する。その結果、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置と比較して、より大きな電力を第３の電気装置１１１との間で授受できる。
以下、キャパシタ１０８とトランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振の効果について説明する。
キャパシタ１０８の電圧をｖｃ２とすると、トランス１１２の二次側電圧ｖｔ２は、式（１９）で表される。
ｖｔ２＝ｖｓ＋ｖｎ＝ｖｍ−ｖｃ２＋ｖｎ ・・・（１９）
ここで、キャパシタ１０８の容量をＣ２とすると、交流のｖｍに対するｖｓの応答は、式（２０）で表される。
（ｄ／ｄｔ）ｖｓ＝（ｄ／ｄｔ）ｖｍ−（ｄ／ｄｔ）ｖｃ２＝（ｄ／ｄｔ）ｖｍ−（１／Ｃ２）・ｉｔ２ ・・・（２０）
式（２０）を式（７）と連立させると、式（２１）を得る。
Figure 2018211694
ただし、β＝Ｍｔ／（（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））、γ＝Ｌｔ１／（（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））である。
式（２１）を解くと、式（２２）を得る。
ｉｔ２＝（（ωａ・β・ｖａ１）／（ωａ２−γ／Ｃ２））・ｃｏｓωａｔ−（（ωａ・γ・ｖａ２）／（ωａ２−γ／Ｃ２））・ｃｏｓ（ωａｔ＋θ） ・・・（２２）
また、トランスの方程式から、式（２３）を得る。
ｉｔ１＝−（ｖａ１／（ωａ・Ｌｔ１））・ｃｏｓωａｔ−（（Ｍｔ／Ｌｔ１）・（ωａ・β・ｖａ１）／（ωａ２−γ／Ｃ２））・ｃｏｓωａｔ＋（（Ｍｔ／Ｌｔ１）・（ωａ・γ・ｖａ２）／（ωａ２−γ／Ｃ２））・ｃｏｓ（ωａｔ＋θ） ・・・（２３）
実施の形態１と同様に、第３の電気装置１１１における消費電力を計算すると、式（２４）を得る。
Figure 2018211694
実施の形態１における第３の電気装置１１１の消費電力Ｐｂ３の最大値は式（１２）から、
（Ｍｔ・ｖａ１・ｖａ２）／（２ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２））
である。
一方、実施の形態２における第３の電気装置１１１の消費電力Ｐｂ３の最大値は、式（２４）から、
（（ωａ２）／（ωａ２−γ／Ｃ２））・（（Ｍｔ・ｖａ１・ｖａ２）／（２ωａ（Ｌｔ１・Ｌｔ２−Ｍｔ２）））
である。
したがって、キャパシタ１０８とトランス１１２の共振周波数√（γ／Ｃ２）がωａに一致するか、少なくとも近くなるようにＣ２を設定することで、第３の電気装置１１１の消費電力Ｐｂ３の最大値を任意に大きくすることができる。
結果として、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の効果に加え、より大きな電力を第３の電気装置との間で伝達できる。
なお、実施の形態２の電力変換装置では、第２の平滑回路１０９とトランス１１２との共振効果を利用しているが、第１の平滑回路１０５とトランス１１２との共振効果を利用してもよい。あるいは第１の平滑回路１０５と第２の平滑回路１０９との両方用いて共振効果を利用してもよい。
以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の第２の平滑回路のキャパシタと、トランスの二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成にしたものである。したがって、実施の形態２の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。さらに、より大きな電力を第３の電気装置との間で伝達できる。
実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置に、トランスの二次側と第２の平滑回路を接続する第２のハーフブリッジ回路を追加する構成としたものである。
以下、実施の形態３の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図６に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図６において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１と区別するため、電力変換装置２０１、および制御器２１３としている。
まず、電力変換装置２０１の構成を図６に基づいて説明する。
実施の形態１の電力変換装置１０１との構成の違いは、トランス１１２の二次側と第２の平滑回路１０９との間に第２のハーフブリッジ回路２０２を接続したことである。第２のハーフブリッジ回路２０２は、スイッチング素子Ｓ３とＳ４とから構成される。
さらに、制御器２１３は第１のハーフブリッジ回路１１０と第２のハーフブリッジ回路２０２に接続されており、第１のハーフブリッジ回路１１０のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２および第２のハーフブリッジ回路２０２のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を制御する。
実施の形態３の電力変換装置２０１において、第１のハーフブリッジ回路１１０を構成するスイッチング素子Ｓ１とＳ２は相補的に駆動される。また第２のハーフブリッジ回路２０２を構成するスイッチング素子Ｓ３とＳ４もまた相補的に駆動される。
スイッチング素子Ｓ１とＳ２をデューティ比ρ１でＰＷＭ制御することで第１のハーフブリッジ回路１１０の平均的な中点電位をｖｍ１＝ρ１・ｖｂ１とすることができる。同様にスイッチング素子Ｓ３とＳ４をデューティ比ρ２でＰＷＭ制御することで、第２のハーフブリッジ回路２０２の平均的な中点電位をｖｍ２＝ρ２・ｖｂ２とすることができる。デューティ比ρ１とρ２には、相補的な変動成分が重畳される。
実施の形態１の電力変換装置１０１では、第１のハーフブリッジ回路１１０の平均的な中点電位をｖｄ１より下げることはできるが、ｖｄ１より上げることはできない。したがって、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へと電力を伝達するためには、第１の電気装置１０２の開回路電圧ｖｄ１が、第２の電気装置１０６の開回路電圧ｖｄ２よりも高くなければならない。
実施の形態３の電力変換装置２０１においては、第２のハーフブリッジ回路２０２の平均的な中点電位をｖｄ２より下げることができるため、第１の電気装置１０２の開回路電圧ｖｄ１が、第２の電気装置１０６の開回路電圧ｖｄ２よりも高いかどうかにかかわらず、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へと双方向に電力を伝達することができる。
また、デューティ比ρ１あるいはρ２の少なくともいずれか一方を、第１の平滑回路１０５または第２の平滑回路１０９のカットオフ周波数より高い周波数で振動させることで、第３の電気装置１１１との間でも電力の伝達ができる。
実施の形態３の電力変換装置２０１は、実施の形態２の電力変換装置のように、第１の平滑回路１０５に含まれるキャパシタ１０４または第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。この構成により、実施の形態２の電力変換装置と同様に、より大きな電力を第３の電気装置１１１との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置に、トランスの二次側と第２の平滑回路を接続する第２のハーフブリッジ回路を追加する構成としたものである。したがって、実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。さらに、第１の電気装置の開回路電圧が、第２の電気装置の開回路電圧よりも高いかどうかにかかわらず、第１の電気装置から第２の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態４．
実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の第３の電気装置を直流動作とすると共に、第３の電気装置に接続する第３の平滑回路と、第３の平滑回路に接続された第３および第４のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態４の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図７に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図７において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１と区別するため、電力変換装置３０１、第３の電気装置３０２、および制御器３１３としている。
まず、電力変換装置３０１の構成を図７に基づいて説明する。
実施の形態１の電力変換装置１０１との構成の違いは、トランス１１２の一次側の構成である。
第３の平滑回路３０５は第３の電気装置３０２に接続され、第３の平滑回路３０５に第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７が接続されている。トランス１１２の一次側は第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。
第３の平滑回路３０５は、第３のインダクタ３０３および第３のキャパシタ３０４で構成される。第３のハーフブリッジ回路３０６は、スイッチング素子Ｓ５とＳ６とから構成され、第４のハーフブリッジ回路３０７は、スイッチング素子Ｓ７とＳ８とから構成される。
さらに、制御器３１３は第１のハーフブリッジ回路１１０、第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。そして制御器３１３は、第１のハーフブリッジ回路１１０、第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７のそれぞれのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ６、およびＳ７、Ｓ８を制御する。
なお、図７において、ｉｂ３は第３の電気装置３０２から電力変換装置３０１への流入電流である。ｖｂ３は第３の電気装置３０２の電圧、ｖｄ３は開回路電圧、Ｒ３は内部抵抗である。ｖｃ３はキャパシタ３０４の電圧、ｖｍ３は第３のハーフブリッジ回路３０６の平均的な中点電位、ｖｍ４は第４のハーフブリッジ回路３０７の平均的な中点電位である。
実施の形態４の電力変換装置３０１において、制御器３１３は、実施の形態１に記載の電力変換装置１０１と同様に第１のハーフブリッジ回路１１０を、第１の電気装置１０２と第２の電気装置１０６の間で直流電流を伝達すると共に、トランス１１２の二次側にスイッチング周波数より低い周波数の交流電流を流すように制御する。
同時に制御器３１３は、実施の形態１の第３の電気装置１１１と同様な交流電流をトランス１１２の一次側に発生させるように第３のハーフブリッジ回路３０６と第４のハーフブリッジ回路３０７を制御する。
実施の形態４の電力変換装置３０１によれば、３つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態４の電力変換装置３０１においては、トランス１１２の動作周波数を任意に選ぶことが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス１１２を小型化することができる。
実施の形態４の電力変換装置３０１は、実施の形態２の電力変換装置のように、第１の平滑回路１０５に含まれるキャパシタ１０４または第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。この構成にすることで、実施の形態２の電力変換装置と同様に、より大きな電力を第３の電気装置との間で伝達することができる。
実施の形態４の電力変換装置３０１において、第３の電気装置は、例えば照明、直流電動機、インバータ等の直流負荷であってよい。あるいは直流発電機、コンバータ、太陽電池等の直流電源であってもよい。さらに、蓄電池やキャパシタ等の蓄電素子であってもよい。第３の電気装置が蓄電素子であるときは、蓄電池自体が平滑機能を有するため、第３の平滑回路３０５は省略されてもよい。
以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の第３の電気装置を直流動作とすると共に、第３の電気装置に接続する第３の平滑回路と、第３の平滑回路に接続された第３および第４のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。さらに、３つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能であり、トランスの動作周波数を任意に選ぶことができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態５．
実施の形態５の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置に対して、第３の電気装置を直流動作とすると共に、第３の電気装置に接続する第３の平滑回路と、第３の平滑回路に接続された第３および第４のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態５の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図８に基づいて、実施の形態３との差異を中心に説明する。図８において、実施の形態１の図１あるいは実施の形態３の図６と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１、３と区別するため、電力変換装置４０１、第３の電気装置３０２、および制御器４１３としている。
まず、電力変換装置４０１の構成を図８に基づいて説明する。
実施の形態３の電力変換装置２０１との構成の違いは、トランス１１２の一次側の構成である。
第３の平滑回路３０５は第３の電気装置３０２に接続され、第３の平滑回路３０５は、第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。トランス１１２の一次側は第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。
第３の平滑回路３０５は、第３のインダクタ３０３および第３のキャパシタ３０４で構成される。第３のハーフブリッジ回路３０６は、スイッチング素子Ｓ５とＳ６とから構成され、第４のハーフブリッジ回路３０７は、スイッチング素子Ｓ７とＳ８とから構成される。
さらに、制御器４１３は第１のハーフブリッジ回路１１０、第２のハーフブリッジ回路２０２、第３のハーフブリッジ回路３０６および第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。そして制御器３１３は、第１のハーフブリッジ回路１１０から第４のハーフブリッジ回路３０７のそれぞれのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２からスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８を制御する。
実施の形態５の電力変換装置４０１によれば、３つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態５の電力変換装置４０１は、トランス１１２の動作周波数を任意に選ぶことが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス１１２を小型化することができる。
実施の形態５の電力変換装置４０１は、第１の電気装置１０２の開回路電圧ｖｄ１が、第２の電気装置１０６の開回路電圧ｖｄ２よりも高いかどうかにかかわらず、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態５の電力変換装置４０１は、第２の実施形態に記載の電力変換装置のように、第１の平滑回路１０５に含まれるキャパシタ１０４または第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。この構成とすることで、実施の形態２の電力変換装置と同様に、より大きな電力を第３の電気装置との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態５の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置に対して、第３の電気装置を直流動作とすると共に、第３の電気装置に接続する第３の平滑回路と、第３の平滑回路に接続された第３および第４のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態５の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができると共に、第１の電気装置の開回路電圧と第２の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第１の電気装置から第２の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、３つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択することができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態６．
実施の形態６の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の第３の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第４の電気装置（直流動作）を接続し、第３の電気装置に接続した第３の平滑回路と第３のハーフブリッジ回路、および第４の電気装置に接続した第４の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態６の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図９に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図９において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１と区別するため、電力変換装置５０１、第４の電気装置５０２、および制御器５１３としている。
まず、電力変換装置５０１の構成を図９に基づいて説明する。
実施の形態１の電力変換装置１０１との構成の違いは、トランス１１２の一次側の構成である。
第３の平滑回路３０５は第３の電気装置３０２に接続され、第３の平滑回路３０５に第３のハーフブリッジ回路３０６が接続されている。
電力変換装置５０１には、第４の電気装置５０２が接続され、この第４の電気装置５０２には、第４の平滑回路が接続されている。
トランス１１２の一次側は、第３のハーフブリッジ回路３０６と第４の平滑回路に接続されている。
第３の平滑回路３０５は、第３のインダクタ３０３および第３のキャパシタ３０４で構成される。第３のハーフブリッジ回路３０６は、スイッチング素子Ｓ５とＳ６とから構成される。第４の平滑回路５０５は、第４のインダクタ５０３および第４のキャパシタ５０４で構成される。
さらに、制御器５１３は第１のハーフブリッジ回路１１０、および第３のハーフブリッジ回路３０６に接続されている。そして制御器５１３は、第１のハーフブリッジ回路１１０、および第３のハーフブリッジ回路３０６のそれぞれのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、およびＳ５、Ｓ６を制御する。
なお、図９において、ｉｂ４は第４の電気装置５０２から電力変換装置５０１への流入電流である。ｖｂ４は第４の電気装置５０２の電圧、ｖｄ４は開回路電圧、Ｒ４は内部抵抗、ｖｃ４はキャパシタ５０４の電圧である。
実施の形態６の電力変換装置５０１は、小型かつ軽量な構成において、４つの電気装置の間で任意かつ双方向に電力を伝達することが可能である。
実施の形態６の電力変換装置５０１は、トランス１１２の動作周波数を任意に選ぶことが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス１１２を小型化できる。
実施の形態６の電力変換装置５０１は、第１の平滑回路１０５に含まれるキャパシタ１０４または第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
また、実施の形態６の電力変換装置５０１は、第３の平滑回路３０５に含まれるキャパシタ３０４または第４の平滑回路５０５に含まれるキャパシタ５０４の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の一次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
このような構成とすることで、より大きな電力を第１の電気装置１０２、第２の電気装置１０６と第３の電気装置３０２、第４の電気装置５０２との間で伝達できる。
実施の形態６の電力変換装置５０１において、第４の電気装置は、例えば照明、直流電動機、インバータ等の直流負荷であってよい。あるいは直流発電機、コンバータ、太陽電池等の直流電源であってもよい。さらに、蓄電池やキャパシタ等の蓄電素子であってもよい。第４の電気装置が蓄電素子であるとき、蓄電池自体が平滑機能を有するため、第４の平滑回路５０５は省略されてもよい。
以上説明したように、実施の形態６の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置の第３の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第４の電気装置（直流動作）を接続し、第３の電気装置に接続する第３の平滑回路と第３のハーフブリッジ回路、および第４の電気装置に接続した第４の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態６の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。また、４つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択でき、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態７．
実施の形態７の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置の第３の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第４の電気装置（直流動作）を接続し、第３の電気装置に接続した第３の平滑回路と第３のハーフブリッジ回路、および第４の電気装置に接続した第４の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態７の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図１０に基づいて、実施の形態３との差異を中心に説明する。図１０において、実施の形態１の図１あるいは実施の形態３の図６と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１、３と区別するため、電力変換装置６０１、第３の電気装置３０２、第４の電気装置５０２および制御器６１３としている。
まず、電力変換装置６０１の構成を図１０に基づいて説明する。
実施の形態３の電力変換装置２０１との構成の違いは、トランス１１２の一次側の構成である。
第３の平滑回路３０５は第３の電気装置３０２に接続され、第３の平滑回路３０５に第３のハーフブリッジ回路３０６が接続されている。
電力変換装置６０１には、第４の電気装置５０２が接続され、この第４の電気装置５０２には、第４の平滑回路が接続されている。
トランス１１２の一次側は、第３のハーフブリッジ回路３０６と第４の平滑回路に接続されている。
第３の平滑回路３０５は、第３のインダクタ３０３および第３のキャパシタ３０４で構成される。第３のハーフブリッジ回路３０６は、スイッチング素子Ｓ５とＳ６とから構成される。第４の平滑回路５０５は、第４のインダクタ５０３および第４のキャパシタ５０４で構成される。
さらに、制御器６１３は第１のハーフブリッジ回路１１０、第２のハーフブリッジ回路２０２、および第３のハーフブリッジ回路３０６に接続されている。そして制御器３１３は、第１のハーフブリッジ回路１１０から第３のハーフブリッジ回路３０６のそれぞれのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２からスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６を制御する。
実施の形態７の電力変換装置６０１によれば、４つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態７の電力変換装置６０１は、トランス１１２の動作周波数を任意に選択することが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス１１２を小型化することができる。
実施の形態７の電力変換装置６０１は、第１の電気装置１０２の開回路電圧ｖｄ１が、第２の電気装置１０６の開回路電圧ｖｄ２よりも高いかどうかにかかわらず、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態７の電力変換装置６０１は、第１の平滑回路１０５に含まれるキャパシタ１０４、または第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
また、実施の形態７の電力変換装置６０１は、第３の平滑回路３０５に含まれるキャパシタ３０４、または第４の平滑回路５０５に含まれるキャパシタ５０４の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の一次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
このような構成にすることで、より大きな電力を第１の電気装置１０２、第２の電気装置１０６と第３の電気装置３０２、第４の電気装置５０２との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態７の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置に対して、第３の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第４の電気装置（直流動作）を接続し、第３の電気装置に接続した第３の平滑回路と第３のハーフブリッジ回路、および第４の電気装置に接続した第４の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態７の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができると共に、第１の電気装置の開回路電圧と第２の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第１の電気装置から第２の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、４つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択することができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態８．
実施の形態８の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置の第３の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第４の電気装置（直流動作）を接続し、第３の電気装置に接続した第３の平滑回路と第３のハーフブリッジ回路、および第４の電気装置に接続した第４の平滑回路と第４のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態８の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図１１に基づいて、実施の形態３との差異を中心に説明する。図１１において、実施の形態１の図１あるいは実施の形態３の図６と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態１、３と区別するため、電力変換装置７０１、第３の電気装置３０２、第４の電気装置５０２および制御器７１３としている。
まず、電力変換装置７０１の構成を図１１に基づいて説明する。
実施の形態３の電力変換装置２０１との構成の違いは、トランス１１２の一次側の構成である。
第３の平滑回路３０５は第３の電気装置３０２に接続され、第３の平滑回路３０５に第３のハーフブリッジ回路３０６が接続されている。
電力変換装置７０１には、第４の電気装置５０２が接続され、この第４の電気装置５０２には、第４の平滑回路が接続され、さらに第４のハーフブリッジ回路３０７が接続されている。
トランス１１２の一次側は、第３のハーフブリッジ回路３０６と第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。
第３の平滑回路３０５は、第３のインダクタ３０３および第３のキャパシタ３０４で構成される。第３のハーフブリッジ回路３０６は、スイッチング素子Ｓ５とＳ６とから構成される。第４の平滑回路５０５は、第４のインダクタ５０３および第４のキャパシタ５０４で構成される。第４のハーフブリッジ回路３０７は、スイッチング素子Ｓ７とＳ８とから構成される。
さらに、制御器７１３は第１のハーフブリッジ回路１１０、第２のハーフブリッジ回路２０２、第３のハーフブリッジ回路３０６、および第４のハーフブリッジ回路３０７に接続されている。そして制御器７１３は、第１のハーフブリッジ回路１１０から第４のハーフブリッジ回路３０７のそれぞれのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２からスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８を制御する。
実施の形態８の電力変換装置７０１によれば、４つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態８の電力変換装置７０１は、トランス１１２の動作周波数を任意に選択することが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス１１２を小型化することができる。
実施の形態８の電力変換装置７０１は、第１の電気装置１０２の開回路電圧ｖｄ１が、第２の電気装置１０６の開回路電圧ｖｄ２よりも高いかどうかにかかわらず、第１の電気装置１０２から第２の電気装置１０６へと双方向に電力を伝達することができる。
また、実施の形態８の電力変換装置７０１は、第３の電気装置３０２の開回路電圧ｖｄ３が、第４の電気装置５０２の開回路電圧ｖｄ４よりも高いかどうかにかかわらず、第３の電気装置３０２から第４の電気装置５０２へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態８の電力変換装置７０１は、第１の平滑回路１０５に含まれるキャパシタ１０４、または第２の平滑回路１０９に含まれるキャパシタ１０８の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
また、実施の形態８の電力変換装置７０１は、第３の平滑回路３０５に含まれるキャパシタ３０４、または第４の平滑回路５０５に含まれるキャパシタ５０４の少なくともいずれか一方と、トランス１１２の一次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
このような構成にすることで、より大きな電力を第１の電気装置１０２、第２の電気装置１０６と第３の電気装置３０２、第４の電気装置５０２との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態７の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置に対して、第３の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第４の電気装置（直流動作）を接続し、第３の電気装置に接続した第３の平滑回路と第３のハーフブリッジ回路、および第４の電気装置に接続した第４の平滑回路と第４のハーフブリッジ回路とをトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態８の電力変換装置は、実施の形態１と同様に小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができると共に、第１の電気装置の開回路電圧と第２の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第１の電気装置から第２の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、第３の電気装置の開回路電圧と第４の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第３の電気装置から第４の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、４つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択することができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
この発明は、小型かつ軽量な構成において、３つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができるため、電力の伝達を制御する電力変換装置に広く適用できる。

Claims (13)

  1. 第１の電気装置に接続された第１の平滑回路と、第２の電気装置に接続された第２の平滑回路と、前記第１の平滑回路に接続された第１のブリッジ回路と、第３の電気装置が一次側に接続され、前記第１のブリッジ回路と前記第２の平滑回路が二次側に接続されたトランスと、前記第１のブリッジ回路をスイッチング制御する制御器とを備え、
    前記制御器は前記第１のブリッジ回路のデューティ比を前記第１の平滑回路の遮断周波数および前記第２の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、前記デューティ比の不変成分を制御し、前記第１の電気装置と前記第２の電気装置との間の電力授受を制御すると同時に、前記デューティ比の変動成分の位相を制御し、前記第３の電気装置との間の電力授受を制御する電力変換装置。
  2. 前記第１の平滑回路は、第１のインダクタと第１のキャパシタによって構成され、
    前記第１のキャパシタと前記トランスの二次側自己インダクタンスの共振効果により、前記トランスの二次側にかかる電圧の変動の振幅が前記第１の電気装置の電圧より大きくなるように、前記トランスの二次側自己インダクタンスおよび前記第１のキャパシタの容量を選択する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第２の平滑回路は、第２のインダクタと第２のキャパシタによって構成され、
    前記第２のキャパシタと前記トランスの二次側自己インダクタンスの共振効果により、前記トランスの二次側にかかる電圧の変動の振幅が前記第１の電気装置の電圧より大きくなるように、前記トランスの二次側自己インダクタンスおよび前記第２のキャパシタの容量を選択する請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記第１の平滑回路は、第１のインダクタと第１のキャパシタによって構成され、かつ前記第２の平滑回路は、第２のインダクタと第２のキャパシタによって構成され、
    前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタおよび前記トランスの二次側自己インダクタンスの共振効果により、前記トランスの二次側にかかる電圧の変動の振幅が前記第１の電気装置の電圧より大きくなるように、前記トランスの二次側自己インダクタンスと前記第１および第２のキャパシタの容量を選択する請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記第２の平滑回路は、第２のブリッジ回路を介して前記トランスの二次側に接続され、前記制御器は、前記第１のブリッジ回路の前記デューティ比と前記第２のブリッジ回路のデューティ比を相補的に変動させる請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第３の電気装置に接続される第３の平滑回路と、前記第３の平滑回路に接続された第３のブリッジ回路と、同じく前記第３の平滑回路に接続された第４のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第３のブリッジ回路および第４のブリッジ回路に接続され、
    前記制御器は、前記第１のブリッジ回路、前記第３のブリッジ回路および前記第４のブリッジ回路を制御する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記第３の電気装置に接続される第３の平滑回路と、前記第３の平滑回路に接続された第３のブリッジ回路と、同じく前記第３の平滑回路に接続された第４のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第３のブリッジ回路および第４のブリッジ回路に接続され、
    前記制御器は、前記第１のブリッジ回路から前記第４のブリッジ回路を制御する請求項５に記載の電力変換装置。
  8. 前記第３の電気装置に接続される第３の平滑回路と、第４の電気装置に接続される第４の平滑回路と、前記第３の平滑回路に接続された第３のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第３のブリッジ回路と前記第４の平滑回路に接続され、
    前記制御器は前記第１のブリッジ回路および前記第３のブリッジ回路を制御する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記第３の電気装置に接続される第３の平滑回路と、第４の電気装置に接続される第４の平滑回路と、前記第３の平滑回路に接続された第３のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第３のブリッジ回路と前記第４の平滑回路に接続され、
    前記制御器は前記第１のブリッジ回路、前記第２のブリッジ回路および前記第３のブリッジ回路を制御する請求項５に記載の電力変換装置。
  10. 前記第４の平滑回路に接続された第４のブリッジ回路を備え、
    前記トランスの一次側が前記第３のブリッジ回路と前記第４のブリッジ回路に接続され、
    前記制御器は前記第１のブリッジ回路から前記第４のブリッジ回路を制御する請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 前記第１の電気装置または第２の電気装置のうち少なくとも１つが蓄電装置であり、前記蓄電装置が前記第１の平滑回路または第２の平滑回路を兼ねる請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 前記デューティ比の変動成分の周波数は、前記蓄電装置である蓄電池の蓄電池電極界面の電気二重層容量が支配的になる値に設定されている請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 前記制御器は、前記各ブリッジ回路のスイッチング周波数で振動する三角波を生成する三角波生成部と、前記デューティ比に比例する信号を比較する比較器とを備え、前記比較器の出力によって前記ブリッジ回路のスイッチング素子を制御する請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
JP2019518717A 2017-05-19 2017-05-19 電力変換装置 Active JP6693679B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/018870 WO2018211694A1 (ja) 2017-05-19 2017-05-19 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2018211694A1 true JPWO2018211694A1 (ja) 2019-11-07
JP6693679B2 JP6693679B2 (ja) 2020-05-13

Family

ID=64274251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019518717A Active JP6693679B2 (ja) 2017-05-19 2017-05-19 電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10673354B2 (ja)
JP (1) JP6693679B2 (ja)
CN (1) CN110622405B (ja)
WO (1) WO2018211694A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11791739B2 (en) * 2018-01-25 2023-10-17 Auckland Uniservices Limited AC-AC converter
US20240055996A1 (en) * 2022-08-12 2024-02-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Electronic transformer for current sharing and load-independent voltage gain

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4497757B2 (ja) 2001-03-16 2010-07-07 株式会社リコー 安定化電源回路
JP2005033867A (ja) 2003-07-08 2005-02-03 Honda Motor Co Ltd 電力制御装置及び電力制御方法
US7193396B2 (en) * 2003-12-24 2007-03-20 Potentia Semiconductor Corporation DC converters having buck or boost configurations
JP2008312394A (ja) 2007-06-15 2008-12-25 Toyota Industries Corp 電圧変換装置
JP5099344B2 (ja) 2008-01-18 2012-12-19 本田技研工業株式会社 電力変換装置
JP5120550B2 (ja) * 2008-03-19 2013-01-16 本田技研工業株式会社 電力変換装置
JP5071519B2 (ja) 2010-05-14 2012-11-14 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置およびそれを搭載する車両
ITTO20100464A1 (it) * 2010-06-03 2011-12-04 Alenia Aeronautica Spa Convertitore dc-dc e relativo metodo di pilotaggio
EP2869449A1 (en) * 2011-03-04 2015-05-06 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and refrigeration/air-conditioning system
CN102882417A (zh) * 2012-10-12 2013-01-16 广东易事特电源股份有限公司 Ups隔离型双向直流变换器
JP6076466B2 (ja) * 2013-04-02 2017-02-08 三菱電機株式会社 電力変換装置及び冷凍空気調和装置
JP2015122903A (ja) * 2013-12-24 2015-07-02 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置、電力変換装置
JP2015159711A (ja) * 2014-01-23 2015-09-03 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置、電力変換装置
US10192721B2 (en) * 2014-12-12 2019-01-29 Daihen Corporation High-frequency power source
JP6284238B2 (ja) * 2014-12-22 2018-02-28 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
CN204465377U (zh) * 2015-04-14 2015-07-08 国家电网公司 一种并串联交错式三端口变换器
JP2018153016A (ja) * 2017-03-14 2018-09-27 ブラザー工業株式会社 スイッチング電源及び画像形成装置
JP2019187004A (ja) * 2018-04-04 2019-10-24 矢崎総業株式会社 スイッチング電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN110622405B (zh) 2021-07-06
JP6693679B2 (ja) 2020-05-13
WO2018211694A1 (ja) 2018-11-22
CN110622405A (zh) 2019-12-27
US10673354B2 (en) 2020-06-02
US20200091838A1 (en) 2020-03-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10116221B2 (en) Series compensating electric power transmission system
US10286786B2 (en) Charging circuit for an electrical energy accumulator, electrical drive system and method for operating a charging circuit
US11011936B2 (en) Single-stage transmitter for wireless power transfer
US10148128B2 (en) Power-supplying device, and wireless power-supplying system
ES2798770T3 (es) Inversor fotovoltaico con convertidores de retroceso conectados con entradas en paralelo y salidas en serie que alimentan un convertidor de red de puente completo
CN103534898B (zh) 用于电动车辆的电池充电装置
He A novel quasi-resonant bridge modular switched-capacitor converter with enhanced efficiency and reduced output voltage ripple
JP5790708B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
CN109874385B (zh) 电力转换系统
US10361624B2 (en) Multi-cell power converter with improved start-up routine
JP2014230370A (ja) 電力変換装置
JP2015181329A (ja) 電力変換装置
JPWO2019216180A1 (ja) 直流変電システム
US20130249515A1 (en) Voltage Converter Comprising a Storage Inductor with one Winding and a Storage Inductor with Two Windings
EP2642657A2 (en) AC-DC converter and charge and discharge system thereof
Ge et al. A single-source switched-capacitor multilevel inverter for magnetic coupling wireless power transfer systems
WO2018211694A1 (ja) 電力変換装置
JP2013038876A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びバッテリ充電器
KR20190115364A (ko) 단상 및 3상 겸용 충전기
TWI715328B (zh) 升壓轉換器
ITMI20091000A1 (it) Convertitore dc-ac, in particolare per fornire energia elettrica da un pannello solare ad una rete elettrica
CN106464147A (zh) 频率转换器
JP2014236620A (ja) 電力変換装置
JP2018526965A (ja) 改善された電力密度を有するスイッチングコンバータ
WO2015178106A1 (ja) 電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20190423

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20200317

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20200414

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6693679

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250