JPWO2018211694A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

電力変換装置(101)は、第1の電気装置(102)に接続された第1の平滑回路(105)と、第2の電気装置(106)に接続された第2の平滑回路(109)と、第1の平滑回路(105)に接続された第1のブリッジ回路(110)と、第3の電気装置(111)が一次側に第1のブリッジ回路(110)と第2の平滑回路(109)が二次側に接続されたトランス(112)と、制御器(113)とを備え、制御器(113)は、第1のブリッジ回路(110)のデューティ比を第1および第2の平滑回路(105、109)の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御して第1および第2の電気装置(102、106)との間の電力授受を制御すると共にデューティ比の変動成分の位相を制御し、第3の電気装置(111)との間の電力授受を制御する。

Description

この発明は、複数の電力変換回路を用いること無く、3つ以上の電力源、負荷または蓄電装置の間で電力を変換し、電力の伝達を制御する電力変換装置に関するものである。
従来、電力変換装置を用いて、3つ以上の電気装置間の電力伝達を制御するためには、電気装置ごとに電力変換装置を個別に備える必要があった。3つ以上の電気装置間の電力伝達を制御する機能を有し、低コストで小型軽量な電力変換装置が必要とされている。
この問題を解決するため、磁気的に結合した3つ以上のコイルを備えるトランスを用い、各コイルに印加する交流電圧をコイルごとに備えられたフルブリッジ回路を用いて制御する電力変換装置が開示されている(例えば、特許文献1)。スイッチング素子を用いたハーフブリッジ回路とインダクタによって構成される双方向チョッパによって第1と第2の電気装置間の電力伝達を制御し、さらにインダクタをトランスの二次側コイルとして利用することで第3の電気装置への電力供給を可能とする電力変換装置が開示されている(例えば、特許文献2、3)。また、双方向チョッパの代わりに昇降圧双方向チョッパを用いた電力変換装置が開示されている(例えば、特許文献4)。さらに、第1と第2の電気装置間の電力伝達と、第1あるいは第2の電気装置と第3の電気装置との間の電力伝達を時間的に分離し、状況に応じてトランスの自己インダクタンスを切り替える電力変換装置が開示されている(例えば、特許文献5)。
特開2011−244523号公報(段落[0010]、[0046]、[0048]、[0058]および図1、4) 特開2002−345243号公報(段落[0007]、[0020]−[0024]および図3) 特開2009−171776号公報(段落[0009]、[0042]、[0045]、[0107]、[0121]、[0122]および図1) 特開2005−33867号公報(段落[0007]、[0023]−[0028]および図1) 特開2008−312394号公報(段落[0008]、[0015]、[0017]、[0024]、[0026]、[0027]、[0029]および図1、2)
しかし、特許文献1開示発明では、電気装置の数に対応するフルブリッジ回路およびコイルが必要であり、装置の低コスト化、小型軽量化において問題がある。特許文献2−4開示発明では、第1と第2の電気装置間において直流電流を得るためには、トランス二次側コイルはリップル電流を遮断する必要があるが、第3の電気装置への電力供給のためには、トランス二次側コイルはリップル電流を通過させなければならないという相矛盾する要求があり、結果として電力伝達効率の低下を招く。特許文献5開示発明では、この問題は解決するが、第1と第2の電気装置間の電力伝達と、第1あるいは第2の電気装置と第3の電気装置との間の電力伝達を同時には行えないという問題がある。
この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、3つの電気装置間の電力伝送を同時に、かつ高効率で行える電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、第1の電気装置に接続された第1の平滑回路と、第2の電気装置に接続された第2の平滑回路と、第1の平滑回路に接続された第1のブリッジ回路と、第3の電気装置が一次側に接続され、第1のブリッジ回路と第2の平滑回路が二次側に接続されたトランスと、第1のブリッジ回路をスイッチング制御する制御器とを備え、制御器は、第1のブリッジ回路のデューティ比を、第1の平滑回路の遮断周波数および第2の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第1の電気装置と、第2の電気装置との間の電力授受を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御し、第3の電気装置との間の電力授受を制御するものである。
この発明に係る電力変換装置は、制御器は、第1のブリッジ回路のデューティ比を、第1の平滑回路の遮断周波数および第2の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第1の電気装置と、第2の電気装置との間の電力授受を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御し、第3の電気装置との間の電力授受を制御するものである。このため、小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。
この発明の実施の形態1の電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態1の電力変換装置に係るデューティ比の制御方法の説明図である。 この発明の実施の形態1の電力変換装置に係る制御量と電力伝達の関係の説明図である。 この発明の実施の形態1の電力変換装置に係る制御器のブロック図である。 この発明の実施の形態1の電力変換装置に係る別の構成図である。 この発明の実施の形態3の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態4の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態5の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態6の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態7の電力変換装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態8の電力変換装置に係る構成図である。
実施の形態1.
実施の形態1は、第1の電気装置に接続された第1の平滑回路と、第2の電気装置に接続された第2の平滑回路と、第1の平滑回路に接続された第1のブリッジ回路と、第3の電気装置が一次側に接続され、第1のブリッジ回路と第2の平滑回路とが二次側に接続されたトランスと、ブリッジ回路をスイッチング制御する制御器を備え、制御器はブリッジ回路のデューティ比を第1および第2の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第1の電気装置と第2の電気装置との間で流れる直流電流を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御する電力変換装置に関するものである。
以下、本願発明の実施の形態1に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の構成図である図1、デューティ比の制御方法の説明図である図2、制御量と電力伝達の関係の説明図である図3、制御器のブロック図である図4、および電力変換装置の別の構成図である図5に基づいて説明する。
まず、実施の形態1の電力変換装置の全体構成を図1に基づいて説明する。
電力変換装置101は、主要構成要素として第1の平滑回路105と、第2の平滑回路109と、第1のハーフブリッジ回路110と、トランス112と、制御器113とを備える。そして、電力変換装置101には、第1の電気装置102と、第2の電気装置106と、第3の電気装置111とが接続されている。
ここで、第1の平滑回路105は、第1のインダクタ103および第1のキャパシタ104で構成され、第2の平滑回路109は、第2のインダクタ107および第2のキャパシタ108で構成される。第1のハーフブリッジ回路110は、スイッチング素子S1とS2とから構成される。
なお、以降実施の形態1の説明では、特に区別する必要がない限り、第1のハーフブリッジ回路110をハーフブリッジ回路110と記載する。
次に電力変換装置101の主要構成要素と3つの電気装置との関係を説明する。
第1の平滑回路105は第1の電気装置102に接続され、第2の平滑回路109は、第2の電気装置106に接続されている。さらに、第1の平滑回路105にハーフブリッジ回路110が接続されている。
トランス112の一次側には第3の電気装置111が接続され、トランス112の二次側にはハーフブリッジ回路110と第2の平滑回路109とが接続されている。
制御器113は、ハーフブリッジ回路110に接続されており、スイッチング素子S1およびS2を制御する。
実施の形態1において、第1の電気装置102と第2の電気装置106は直流電流によって電力を授受する。第3の電気装置111は交流の電圧源として動作し、その交流電流の位相が制御されることで第1の電気装置102および第2の電気装置106と電力を授受する。
ハーフブリッジ回路110は、制御器113によって、トランス112の二次側にハーフブリッジ回路110のスイッチング周波数よりも低い周波数の交流電圧がかかるようにスイッチング制御される。トランス112の二次側自己インダクタンスは、このスイッチング周波数のリップル電流は抑制し、この交流電圧に対応する周波数の交流電流は通過させるように設計される。これによりトランス112は、トランス112の二次側の交流電圧と第3の電気装置111の交流電圧との位相差に応じて、トランス112の一次側と二次側との間で電力を授受する。
第1の平滑回路105および第2の平滑回路109は、トランス112の二次側の交流電圧に対応する交流電流は遮断し、直流電流は通過させるように設計される。これにより、第3の電気装置111からの交流電力は、トランス112を介してトランス112の二次側コイルに伝達される。第3の電気装置111からのこの交流電力は、第2の平滑回路109によって反射され、ハーフブリッジ回路110と第1の平滑回路105によって交直変換され、第1の電気装置102へ伝達される。
同時に、トランス112の二次側コイルを流れる直流電流によって第1の電気装置102から第2の電気装置106へ電力が伝達される。以上説明した電力の授受および伝達は、全て双方向に行うことが可能である。
したがって、実施の形態1における電力変換装置101は、3つの電気装置間の電力伝達を任意かつ双方向に行うことが可能である。また、実施の形態1における電力変換装置101は、各電気装置に個別の電力変換器を具備せず、また各電気装置に個別のコイルを備えたトランスを用いないため、小型かつ低コストに実現できる。
さらに実施の形態1における電力変換装置101は、トランス112のインダクタンスに関する相矛盾する設計要求はないため、高効率での電力伝達が可能であり、これにより、省エネルギーが図れる。
次に、図1に基づいて、実施の形態1における電力変換装置101の動作を説明する。
まず、第1の電気装置102の開回路電圧をvd1、第1の電気装置102の内部抵抗をR1とすると、第1の電気装置102の電圧はvb1=vd1−R1・ib1となる。同様に、第2の電気装置106の開回路電圧をvd2、内部抵抗R2をとすると、第2の電気装置106の電圧はvb2=vd2−R2・ib2となる。ただし、ib1、ib2はそれぞれ第1、第2の電気装置102、106から電力変換装置101への流入電流である。
制御器113はハーフブリッジ回路110のスイッチング素子S1およびS2を相補的に駆動する。すなわち、スイッチング素子S1が導通であれば、スイッチング素子S2は非導通である。スイッチング素子S1が非導通であれば、スイッチング素子S2は導通である。
ここで、スイッチング素子S1をパルス幅変調(PWM(pulse width modulation))方式で制御する場合を想定する。スイッチング素子S1のデューティ比をρとし、今ρは一定値(これをρdとする)であると仮定すると、ハーフブリッジ回路110の中点電圧はρd・vb1+vnである。ただし、vnはスイッチングに由来するリップルである。
以降、この平均的な中点電圧ρd・vb1をvmと記載する。
平均的な中点電圧vmが第2の電気装置106の電圧vb2よりも大きい場合、第1の電気装置102から第2の電気装置106への直流電流が増加する。この直流電流が増加すると、第1の電気装置102の内部抵抗によって第1の電気装置102の電圧vb1が降下し、第2の電気装置106の内部抵抗によってvb2が上昇する。この結果、平均的な中点電圧vmがvb2と等しくなったところで直流電流の増加は停止する。
逆に平均的な中点電圧vmがvb2よりも小さい場合、第1の電気装置102から第2の電気装置106への直流電流が減少する。この直流電流が減少すると、第1の電気装置102の内部抵抗によってvb1が上昇し、第2の電気装置106の内部抵抗によってvb2が降下する。この結果、平均的な中点電圧vmがvb2と等しくなったところで直流電流の減少は停止する。
以上は第1の電気装置102から第2の電気装置106へ直流電流が流れる前提で説明したが、直流電流は負であってもよい。この場合は、第2の電気装置106から第1の電気装置102へ直流電流が流れる。
次に、具体的な電流値の求め方を説明する。
平均的な中点電圧vmが第2の電気装置106の電圧vb2と等しいと仮定すると、式(1)を得る。
ρd(vd1−R1・ib1)=vd2−R2・ib2 ・・・(1)
一方、ハーフブリッジ回路110において電流ib2がデューティ比ρdに従って配分されることから、式(2)を得る。
ib1=−ρd・ib2 ・・・(2)
式(1)と式(2)を解くことで、デューティ比がρdであるときの電流が式(3)で求まる。
ib1=(vd1/(R2+ρd・R1))・ρd(ρd−ρ0)
ib2=(−vd1/(R2+ρd・R1))・(ρd−ρ0) ・・・(3)
ただし、ρ0=vd2/vd1、すなわち、(第2の電気装置106の開回路電圧/第1の電気装置102の開回路電圧)である。
次に、トランス112の二次側コイルに直流電流が流れ、平均的な中点電圧vmがvb2と等しくなっている状況において、デューティ比ρを第1の平滑回路105および第2の平滑回路109の遮断周波数より高い周波数で振動的に変動させることを想定する。すなわち、vsをこの交流電圧として、式(4)が得られる。
vm=vb2+vs+vn ・・・(4)
第1の平滑回路105および第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ104、108の容量が十分に大きいとキャパシタ104、108の電圧vc1、vc2は交流電圧にかかわらずvb1、vb2に保たれるから、トランス112の二次側コイルにかかる電圧は式(5)となる。
vt2=vs+vn=ρvb1−vb2+vn ・・・(5)
ここで、トランス112の動作を考える。トランス一次側の電圧をvt1、トランス一次側、二次側の交流電流をそれぞれit1、it2とすると、式(6)、(7)が成立する。
(d/dt)it1=(Lt2/(Lt1・Lt2−Mt))・vt1−(Mt/(Lt1・Lt−Mt))・vt2 ・・・(6)
(d/dt)it2=−(Mt/(Lt1・Lt2−Mt))・vt1+(Lt1/(Lt1・Lt2−Mt))・vt2 ・・・(7)
ただし、Lt1、Lt2はトランス112の一次側、二次側それぞれの自己インダクタンスであり、Mtはトランス112の相互インダクタンスである。
ここで、トランス112の一次側電圧vt1を、式(8)とする。
vt1=va1・sinωat ・・・(8)
ただし、va1はトランス112の一次側電圧の振幅であり、ωaはトランス112の一次側電圧の角周波数である。このとき交流電圧vsを、式(9)のように制御する。
vs=va2・sin(ωat+θ) ・・・(9)
ただし、va2は、トランス112の二次側交流電圧の振幅であり、θはトランス112の二次側交流電圧のトランス112の一次側電圧vt1に対する位相差である。
式(9)を式(5)に代入し、さらに式(8)と合わせて式(6)に代入すると、式(10)を得る。
(d/dt)it1=((Lt2・va1)/(Lt1・Lt2−Mt))・sinωat−((Mt・va2)/(Lt1・Lt2−Mt))・sin(ωat+θ)−(Mt/(Lt1・Lt2−Mt))・vn ・・・(10)
ここで、vnは高周波のリップルであるから、積分すると0となり、式(11)を得る。
it1=−((Lt2・va1)/(ωa(Lt1・Lt2−Mt)))・cosωat+((Mt・va2)/(ωa(Lt1・Lt2−Mt)))・cos(ωat+θ)
・・・(11)
このとき、第3の電気装置111の消費電力Pb3は、三角関数の直交性から式(12)となり、位相θを制御することで第3の電気装置111への電力伝達を制御できる。
Figure 2018211694
同様に式(7)より、式(13)を得る。
(d/dt)it2=−((Mt・va1)/(Lt1・Lt2−Mt))・sinωat+((Lt1・va2)/(Lt1・Lt2−Mt))・sin(ωat+θ)+(Mt/(Lt1・Lt2−Mt))・vn ・・・(13)
vnは高周波のリップルであるから、積分すると0となり、式(14)を得る。
it2=((Mt・va1)/(ωa(Lt1・Lt2−Mt)))・cosωat−((Lt1・va2)/(ωa(Lt1・Lt2−Mt)))・cos(ωat+θ)
・・・(14)
今、トランス112の二次側の交流電流it2はスイッチング周波数よりも十分に滑らかであるから、ハーフブリッジ回路110の平滑回路105側への電流は、デューティ比ρに従って配分される。すなわち、ハーフブリッジ回路110の平滑回路105側への電流はρ・it2である。
式(5)および式(9)から、式(15)が得られる。
ρ=ρd+ρa・sin(ωat+θ)=(vb2/vb1)+(va2/vb1)・sin(ωat+θ) ・・・(15)
ここで、ρa=vb2/vb1、すなわち(第2の電気装置106の電圧/第1の電気装置102の電圧)である。
平滑回路105の作用により、交流電流は平滑されるから、第1の電気装置102へ流れる電流は直流電流を除いて、式(16)となる。
Figure 2018211694
直流電流と合わせると、第1の電気装置102から電力変換装置101へ流入する電力Pb1は、式(17)となる。
Pb1=((vb2・vd1)/(R2+ρd・R1))・(ρd−ρ0)−((Mt・va1・va2)/(2ωa(Lt1・Lt2−Mt)))・sinθ
・・・(17)
第2の電気装置106から電力変換装置101へ流入する電力Pb2は、式(18)となる。
Pb2=−((vb2・vd1)/(R2+ρd・R1))・(ρd−ρ0)=−Pb1−Pb3 ・・・(18)
以上説明したように、デューティ比ρの直流成分ρdと、デューティ比ρの交流成分の位相θをそれぞれ制御することで、第1の電気装置102、第2の電気装置106および第3の電気装置111間の電力伝達を任意かつ双方向に制御できる。
なお、請求の範囲のデューティ比の不変成分は、デューティ比ρの直流成分ρdである。デューティ比の変動成分は、デューティ比ρの交流成分である。
次に、電力変換装置101のデューティ比の制御方法を図2に基づいて説明する。
図2はハーフブリッジ回路110のスイッチング素子S1、S2の導通、非導通と、デューティ比ρ、および第3の電気装置の電圧、すなわちトランス112の一次側の電圧vt1の波形を示したものである。デューティ比の中心ρdと、位相差θを変化させることで、第1の電気装置から第3の電気装置の間での電力授受が制御される。
なお、図2においてAは「第2の電気装置への電力制御量」であり、Bは「第3の電気装置からの電力制御量」である。
次に、電力変換装置101の各制御量と、第1の電気装置102、第2の電気装置106、および第3の電気装置111の間の電力伝達の関係を図3に基づいて説明する。
図3は、デューティ比の中心ρdと位相差θに対し、各電気装置への電力がどのように授受されるかを示した図である。図3の横軸はsinθ、図3の縦軸はρdであり、図3中の曲線はPb1=0である。
図3においてCは「第2の電気装置への電力大」であり、Dは「第3の電気装置からの電力大」である。また、ρ0=vd2/vd1である。
図3の曲線より上側では、第1の電気装置102から他の電気装置へと電力が流出する。図3の曲線より下側では第1の電気装置102へ他の電気装置から電力が流入する。
図3のρd<ρ0の領域では、第2の電気装置106から他の電気装置へと電力が流出する。図3のρd>ρ0の領域では、第2の電気装置106へ他の電気装置から電力が流入する。
図3のsinθ>0の領域では、第3の電気装置111から他の電気装置へと電力が流出する。図3のsinθ<0の領域では、第3の電気装置111へ他の電気装置から電力が流入する。
次に、電力変換装置101の制御器113の構成例を図4に基づいて説明する。
図4は、制御器113の一例を示したブロック図である。
実施の形態1に示す制御器113は、矩形波発生部114と積分回路115とから成る三角波生成部116と、比較器118とを備える。
矩形波発生部114は、ハーフブリッジ回路110のスイッチング素子S1およびS2を制御するスイッチング周波数の矩形波を生成する。積分回路115は矩形波発生部114からの矩形波を三角波へ変換する。
積分回路115の出力である三角波は、比較器118によって入力信号117と比較され、ハーフブリッジ回路110を制御する相補的な信号を生成する。
この構成によれば、デューティ比が入力信号117に比例するため、例えば入力信号117をマイクロコントローラ等で生成することで、電力変換装置101のハーフブリッジ回路110の制御を実現することができる。
具体的には、入力信号117を所望のデューティ比ρに比例するようにすることで、デューティ比ρを、所望の位相を持つ交流成分に所望の大きさの直流が重畳した波形となるように制御することができる。
実施の形態1の電力変換装置101において、第1の平滑回路105は、図1の構成図で説明したキャパシタとインダクタの組み合わせに限るものではない。同様な平滑機能を持つ回路であれば、任意のものが適用できる。
第1の電気装置102、第2の電気装置106は、例えば照明、直流電動機、インバータ等の直流負荷であってよい。あるいは直流発電機、コンバータ、太陽電池等の直流電源であってもよい。さらに、蓄電池やキャパシタ等の蓄電素子であってもよい。
図5に第1の電気装置102または第2の電気装置106が蓄電素子の例として、第2の電気装置106が蓄電素子である具体例を示す。
第1の電気装置102または第2の電気装置106が蓄電素子であるとき、蓄電素子自体が平滑機能を有するため、この蓄電素子が対応する平滑回路を兼ねてもよい。
図5では、第2の電気装置106が蓄電素子であり、図1の第2の平滑回路106を兼ねている。
あるいは、非特許文献の「M.Uno and K.Tanaka,“Influence of high−frequency charge−discharge cycling induced by cell voltage equalizers on the life performance of lithium−ion cells,”IEEE Trans.Vehicular Technol.,vol.60,no.4,pp.1505−1516,2011.」に記載されているように、電力変換装置101のデューティ比ρの変動成分の周波数を、蓄電池電極界面の電気二重層容量が支配的になる値に設定することで、蓄電池の充放電に伴う劣化を抑制できる。
さらに望ましくは、電力変換装置101のデューティ比ρの変動成分の周波数を蓄電池の内部インピーダンスが最小となる周波数近傍に設定することで、蓄電池の発熱を押さえ、また蓄電池の充放電に伴う電力損失を最小にすることができる。
第3の電気装置111は、例えば商用交流系統であってよい。またコンバータ、交流電動機等の交流負荷であってもよい。あるいは交流発電機、インバータ等の交流電源であってもよい。
ハーフブリッジ回路110のスイッチング素子S1、S2は、望ましくは電力用MOSFET(Metal−Oxide Silicon Field−Effect Transmitter)やIGBT(insulated gate bipolar transistor)等である。しかし、通常のトランジスタであってよい。
制御器113は、望ましくは第1から第3の電気装置の電流、電圧、または電力を測定し、それらが所望の値を取るようにデューティ比の中心ρ0と、位相差θを調整する機構を設けてもよい。この機構は、例えばマイクロコントローラのソフトウェアとして実装されてもよい。
また、制御器113は、図4に示した回路に限られるものではなく、例えばハーフブリッジ回路110に入力する信号を直接デジタルシグナルプロセッサ(DSP(digital signal processor))などで生成することもできる。
なお、請求の範囲のブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路110である。
実施の形態1の電力変換装置101において、第1の電気装置102は直流電流によって動作するため、第1の電気装置102への電力伝達を0とすることで、第2の電気装置106と第3の電気装置111との双方向の電力伝達を行うと共に、第1の電気装置102への電流を遮断することが可能である。
あるいは、第2の電気装置106への電力伝達を0とすることで、第1の電気装置102と第3の電気装置111との双方向の電力伝達を行うと共に、第2の電気装置106への電流を遮断することが可能である。
これにより、例えば無停電電源装置等の用途において、第1の電気装置102と第2の電気装置106として蓄電池を用いることで、一方の蓄電池で装置の運用を継続すると共に、他方の蓄電池の交換や保守を行うことができる。
あるいは第3の電気装置111との電力授受に影響を与えることなく、第1の電気装置102と第2の電気装置106との間で電流をやり取りすることができる。これを利用して、例えば蓄電池システムの運用を継続すると共に、2つの蓄電池の間で蓄電量を調整することができる。あるいは蓄電池システムの運用を継続すると共に一方の蓄電池を所定の電流パターンで動作させることで、蓄電池の診断を行うことができる。
さらには、第1の電気装置102と第2の電気装置106との間で周期的に電力を授受することで、例えば蓄電池システムの運用を継続すると共に蓄電池を昇温させることができる。
以上説明したように、実施の形態1の電力変換装置は、第1の電気装置に接続された第1の平滑回路と、第2の電気装置に接続された第2の平滑回路と、第1の平滑回路に接続された第1のブリッジ回路と、第3の電気装置が一次側に接続され、第1のブリッジ回路と第2の平滑回路とが二次側に接続されたトランスと、ブリッジ回路をスイッチング制御する制御器を備え、制御器はブリッジ回路のデューティ比を第1および第2の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、デューティ比の不変成分を制御し、第1の電気装置と第2の電気装置との間で流れる直流電流を制御すると同時に、デューティ比の変動成分の位相を制御するものである。したがって、小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。
実施の形態2.
実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置において、第2の平滑回路のキャパシタと、トランスの二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成にしたものである。
実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置101と同じ構成であるため、図1に基づいて、実施の形態1との差異を中心に説明する。
実施の形態2の電力変換装置において、第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108は、トランス112の二次側自己インダクタンスと合わせて、交流電圧の周波数において共振効果を利用するように設計される。具体的には、トランス112の二次側にかかる電圧の変動の振幅が第1の電気装置102の電圧より大きくなるように、トランス12の二次側自己インダクタンスと第1のキャパシタ108の容量を選択する。
実施の形態1の電力変換装置では、トランス112の二次側電圧は−vb2からvb1−vb2の範囲に制限される。このためトランス112の二次側にかかる交流電圧の振幅を任意に大きくとることができない。
第3の電気装置111の最大電力は、交流電圧の振幅に比例するから、実施の形態1の電力変換装置は、第3の電気装置111との電力伝達に関して制約がある。
実施の形態2の電力変換装置では、キャパシタ108とトランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用することにより、電力伝達に関する制約を緩和する。その結果、実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置と比較して、より大きな電力を第3の電気装置111との間で授受できる。
以下、キャパシタ108とトランス112の二次側自己インダクタンスとの共振の効果について説明する。
キャパシタ108の電圧をvc2とすると、トランス112の二次側電圧vt2は、式(19)で表される。
vt2=vs+vn=vm−vc2+vn ・・・(19)
ここで、キャパシタ108の容量をC2とすると、交流のvmに対するvsの応答は、式(20)で表される。
(d/dt)vs=(d/dt)vm−(d/dt)vc2=(d/dt)vm−(1/C2)・it2 ・・・(20)
式(20)を式(7)と連立させると、式(21)を得る。
Figure 2018211694
ただし、β=Mt/((Lt1・Lt2−Mt))、γ=Lt1/((Lt1・Lt2−Mt))である。
式(21)を解くと、式(22)を得る。
it2=((ωa・β・va1)/(ωa−γ/C2))・cosωat−((ωa・γ・va2)/(ωa−γ/C2))・cos(ωat+θ) ・・・(22)
また、トランスの方程式から、式(23)を得る。
it1=−(va1/(ωa・Lt1))・cosωat−((Mt/Lt1)・(ωa・β・va1)/(ωa−γ/C2))・cosωat+((Mt/Lt1)・(ωa・γ・va2)/(ωa−γ/C2))・cos(ωat+θ) ・・・(23)
実施の形態1と同様に、第3の電気装置111における消費電力を計算すると、式(24)を得る。
Figure 2018211694
実施の形態1における第3の電気装置111の消費電力Pb3の最大値は式(12)から、
(Mt・va1・va2)/(2ωa(Lt1・Lt2−Mt))
である。
一方、実施の形態2における第3の電気装置111の消費電力Pb3の最大値は、式(24)から、
((ωa)/(ωa−γ/C2))・((Mt・va1・va2)/(2ωa(Lt1・Lt2−Mt)))
である。
したがって、キャパシタ108とトランス112の共振周波数√(γ/C2)がωaに一致するか、少なくとも近くなるようにC2を設定することで、第3の電気装置111の消費電力Pb3の最大値を任意に大きくすることができる。
結果として、実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置の効果に加え、より大きな電力を第3の電気装置との間で伝達できる。
なお、実施の形態2の電力変換装置では、第2の平滑回路109とトランス112との共振効果を利用しているが、第1の平滑回路105とトランス112との共振効果を利用してもよい。あるいは第1の平滑回路105と第2の平滑回路109との両方用いて共振効果を利用してもよい。
以上説明したように、実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置の第2の平滑回路のキャパシタと、トランスの二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成にしたものである。したがって、実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。さらに、より大きな電力を第3の電気装置との間で伝達できる。
実施の形態3.
実施の形態3の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置に、トランスの二次側と第2の平滑回路を接続する第2のハーフブリッジ回路を追加する構成としたものである。
以下、実施の形態3の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図6に基づいて、実施の形態1との差異を中心に説明する。図6において、実施の形態1の図1と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1と区別するため、電力変換装置201、および制御器213としている。
まず、電力変換装置201の構成を図6に基づいて説明する。
実施の形態1の電力変換装置101との構成の違いは、トランス112の二次側と第2の平滑回路109との間に第2のハーフブリッジ回路202を接続したことである。第2のハーフブリッジ回路202は、スイッチング素子S3とS4とから構成される。
さらに、制御器213は第1のハーフブリッジ回路110と第2のハーフブリッジ回路202に接続されており、第1のハーフブリッジ回路110のスイッチング素子S1、S2および第2のハーフブリッジ回路202のスイッチング素子S3、S4を制御する。
実施の形態3の電力変換装置201において、第1のハーフブリッジ回路110を構成するスイッチング素子S1とS2は相補的に駆動される。また第2のハーフブリッジ回路202を構成するスイッチング素子S3とS4もまた相補的に駆動される。
スイッチング素子S1とS2をデューティ比ρ1でPWM制御することで第1のハーフブリッジ回路110の平均的な中点電位をvm1=ρ1・vb1とすることができる。同様にスイッチング素子S3とS4をデューティ比ρ2でPWM制御することで、第2のハーフブリッジ回路202の平均的な中点電位をvm2=ρ2・vb2とすることができる。デューティ比ρ1とρ2には、相補的な変動成分が重畳される。
実施の形態1の電力変換装置101では、第1のハーフブリッジ回路110の平均的な中点電位をvd1より下げることはできるが、vd1より上げることはできない。したがって、第1の電気装置102から第2の電気装置106へと電力を伝達するためには、第1の電気装置102の開回路電圧vd1が、第2の電気装置106の開回路電圧vd2よりも高くなければならない。
実施の形態3の電力変換装置201においては、第2のハーフブリッジ回路202の平均的な中点電位をvd2より下げることができるため、第1の電気装置102の開回路電圧vd1が、第2の電気装置106の開回路電圧vd2よりも高いかどうかにかかわらず、第1の電気装置102から第2の電気装置106へと双方向に電力を伝達することができる。
また、デューティ比ρ1あるいはρ2の少なくともいずれか一方を、第1の平滑回路105または第2の平滑回路109のカットオフ周波数より高い周波数で振動させることで、第3の電気装置111との間でも電力の伝達ができる。
実施の形態3の電力変換装置201は、実施の形態2の電力変換装置のように、第1の平滑回路105に含まれるキャパシタ104または第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108の少なくともいずれか一方と、トランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。この構成により、実施の形態2の電力変換装置と同様に、より大きな電力を第3の電気装置111との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態3の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置に、トランスの二次側と第2の平滑回路を接続する第2のハーフブリッジ回路を追加する構成としたものである。したがって、実施の形態3の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。さらに、第1の電気装置の開回路電圧が、第2の電気装置の開回路電圧よりも高いかどうかにかかわらず、第1の電気装置から第2の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態4.
実施の形態4の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置の第3の電気装置を直流動作とすると共に、第3の電気装置に接続する第3の平滑回路と、第3の平滑回路に接続された第3および第4のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態4の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図7に基づいて、実施の形態1との差異を中心に説明する。図7において、実施の形態1の図1と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1と区別するため、電力変換装置301、第3の電気装置302、および制御器313としている。
まず、電力変換装置301の構成を図7に基づいて説明する。
実施の形態1の電力変換装置101との構成の違いは、トランス112の一次側の構成である。
第3の平滑回路305は第3の電気装置302に接続され、第3の平滑回路305に第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307が接続されている。トランス112の一次側は第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。
第3の平滑回路305は、第3のインダクタ303および第3のキャパシタ304で構成される。第3のハーフブリッジ回路306は、スイッチング素子S5とS6とから構成され、第4のハーフブリッジ回路307は、スイッチング素子S7とS8とから構成される。
さらに、制御器313は第1のハーフブリッジ回路110、第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。そして制御器313は、第1のハーフブリッジ回路110、第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307のそれぞれのスイッチング素子S1、S2、S5、S6、およびS7、S8を制御する。
なお、図7において、ib3は第3の電気装置302から電力変換装置301への流入電流である。vb3は第3の電気装置302の電圧、vd3は開回路電圧、R3は内部抵抗である。vc3はキャパシタ304の電圧、vm3は第3のハーフブリッジ回路306の平均的な中点電位、vm4は第4のハーフブリッジ回路307の平均的な中点電位である。
実施の形態4の電力変換装置301において、制御器313は、実施の形態1に記載の電力変換装置101と同様に第1のハーフブリッジ回路110を、第1の電気装置102と第2の電気装置106の間で直流電流を伝達すると共に、トランス112の二次側にスイッチング周波数より低い周波数の交流電流を流すように制御する。
同時に制御器313は、実施の形態1の第3の電気装置111と同様な交流電流をトランス112の一次側に発生させるように第3のハーフブリッジ回路306と第4のハーフブリッジ回路307を制御する。
実施の形態4の電力変換装置301によれば、3つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態4の電力変換装置301においては、トランス112の動作周波数を任意に選ぶことが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス112を小型化することができる。
実施の形態4の電力変換装置301は、実施の形態2の電力変換装置のように、第1の平滑回路105に含まれるキャパシタ104または第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108の少なくともいずれか一方と、トランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。この構成にすることで、実施の形態2の電力変換装置と同様に、より大きな電力を第3の電気装置との間で伝達することができる。
実施の形態4の電力変換装置301において、第3の電気装置は、例えば照明、直流電動機、インバータ等の直流負荷であってよい。あるいは直流発電機、コンバータ、太陽電池等の直流電源であってもよい。さらに、蓄電池やキャパシタ等の蓄電素子であってもよい。第3の電気装置が蓄電素子であるときは、蓄電池自体が平滑機能を有するため、第3の平滑回路305は省略されてもよい。
以上説明したように、実施の形態4の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置の第3の電気装置を直流動作とすると共に、第3の電気装置に接続する第3の平滑回路と、第3の平滑回路に接続された第3および第4のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態4の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。さらに、3つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能であり、トランスの動作周波数を任意に選ぶことができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態5.
実施の形態5の電力変換装置は、実施の形態3の電力変換装置に対して、第3の電気装置を直流動作とすると共に、第3の電気装置に接続する第3の平滑回路と、第3の平滑回路に接続された第3および第4のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態5の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図8に基づいて、実施の形態3との差異を中心に説明する。図8において、実施の形態1の図1あるいは実施の形態3の図6と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1、3と区別するため、電力変換装置401、第3の電気装置302、および制御器413としている。
まず、電力変換装置401の構成を図8に基づいて説明する。
実施の形態3の電力変換装置201との構成の違いは、トランス112の一次側の構成である。
第3の平滑回路305は第3の電気装置302に接続され、第3の平滑回路305は、第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。トランス112の一次側は第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。
第3の平滑回路305は、第3のインダクタ303および第3のキャパシタ304で構成される。第3のハーフブリッジ回路306は、スイッチング素子S5とS6とから構成され、第4のハーフブリッジ回路307は、スイッチング素子S7とS8とから構成される。
さらに、制御器413は第1のハーフブリッジ回路110、第2のハーフブリッジ回路202、第3のハーフブリッジ回路306および第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。そして制御器313は、第1のハーフブリッジ回路110から第4のハーフブリッジ回路307のそれぞれのスイッチング素子S1、S2からスイッチング素子S7、S8を制御する。
実施の形態5の電力変換装置401によれば、3つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態5の電力変換装置401は、トランス112の動作周波数を任意に選ぶことが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス112を小型化することができる。
実施の形態5の電力変換装置401は、第1の電気装置102の開回路電圧vd1が、第2の電気装置106の開回路電圧vd2よりも高いかどうかにかかわらず、第1の電気装置102から第2の電気装置106へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態5の電力変換装置401は、第2の実施形態に記載の電力変換装置のように、第1の平滑回路105に含まれるキャパシタ104または第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108の少なくともいずれか一方と、トランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。この構成とすることで、実施の形態2の電力変換装置と同様に、より大きな電力を第3の電気装置との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態5の電力変換装置は、実施の形態3の電力変換装置に対して、第3の電気装置を直流動作とすると共に、第3の電気装置に接続する第3の平滑回路と、第3の平滑回路に接続された第3および第4のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態5の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができると共に、第1の電気装置の開回路電圧と第2の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第1の電気装置から第2の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、3つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択することができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態6.
実施の形態6の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置の第3の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第4の電気装置(直流動作)を接続し、第3の電気装置に接続した第3の平滑回路と第3のハーフブリッジ回路、および第4の電気装置に接続した第4の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態6の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図9に基づいて、実施の形態1との差異を中心に説明する。図9において、実施の形態1の図1と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1と区別するため、電力変換装置501、第4の電気装置502、および制御器513としている。
まず、電力変換装置501の構成を図9に基づいて説明する。
実施の形態1の電力変換装置101との構成の違いは、トランス112の一次側の構成である。
第3の平滑回路305は第3の電気装置302に接続され、第3の平滑回路305に第3のハーフブリッジ回路306が接続されている。
電力変換装置501には、第4の電気装置502が接続され、この第4の電気装置502には、第4の平滑回路が接続されている。
トランス112の一次側は、第3のハーフブリッジ回路306と第4の平滑回路に接続されている。
第3の平滑回路305は、第3のインダクタ303および第3のキャパシタ304で構成される。第3のハーフブリッジ回路306は、スイッチング素子S5とS6とから構成される。第4の平滑回路505は、第4のインダクタ503および第4のキャパシタ504で構成される。
さらに、制御器513は第1のハーフブリッジ回路110、および第3のハーフブリッジ回路306に接続されている。そして制御器513は、第1のハーフブリッジ回路110、および第3のハーフブリッジ回路306のそれぞれのスイッチング素子S1、S2、およびS5、S6を制御する。
なお、図9において、ib4は第4の電気装置502から電力変換装置501への流入電流である。vb4は第4の電気装置502の電圧、vd4は開回路電圧、R4は内部抵抗、vc4はキャパシタ504の電圧である。
実施の形態6の電力変換装置501は、小型かつ軽量な構成において、4つの電気装置の間で任意かつ双方向に電力を伝達することが可能である。
実施の形態6の電力変換装置501は、トランス112の動作周波数を任意に選ぶことが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス112を小型化できる。
実施の形態6の電力変換装置501は、第1の平滑回路105に含まれるキャパシタ104または第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108の少なくともいずれか一方と、トランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
また、実施の形態6の電力変換装置501は、第3の平滑回路305に含まれるキャパシタ304または第4の平滑回路505に含まれるキャパシタ504の少なくともいずれか一方と、トランス112の一次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
このような構成とすることで、より大きな電力を第1の電気装置102、第2の電気装置106と第3の電気装置302、第4の電気装置502との間で伝達できる。
実施の形態6の電力変換装置501において、第4の電気装置は、例えば照明、直流電動機、インバータ等の直流負荷であってよい。あるいは直流発電機、コンバータ、太陽電池等の直流電源であってもよい。さらに、蓄電池やキャパシタ等の蓄電素子であってもよい。第4の電気装置が蓄電素子であるとき、蓄電池自体が平滑機能を有するため、第4の平滑回路505は省略されてもよい。
以上説明したように、実施の形態6の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置の第3の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第4の電気装置(直流動作)を接続し、第3の電気装置に接続する第3の平滑回路と第3のハーフブリッジ回路、および第4の電気装置に接続した第4の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態6の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができる。また、4つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択でき、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態7.
実施の形態7の電力変換装置は、実施の形態3の電力変換装置の第3の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第4の電気装置(直流動作)を接続し、第3の電気装置に接続した第3の平滑回路と第3のハーフブリッジ回路、および第4の電気装置に接続した第4の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態7の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図10に基づいて、実施の形態3との差異を中心に説明する。図10において、実施の形態1の図1あるいは実施の形態3の図6と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1、3と区別するため、電力変換装置601、第3の電気装置302、第4の電気装置502および制御器613としている。
まず、電力変換装置601の構成を図10に基づいて説明する。
実施の形態3の電力変換装置201との構成の違いは、トランス112の一次側の構成である。
第3の平滑回路305は第3の電気装置302に接続され、第3の平滑回路305に第3のハーフブリッジ回路306が接続されている。
電力変換装置601には、第4の電気装置502が接続され、この第4の電気装置502には、第4の平滑回路が接続されている。
トランス112の一次側は、第3のハーフブリッジ回路306と第4の平滑回路に接続されている。
第3の平滑回路305は、第3のインダクタ303および第3のキャパシタ304で構成される。第3のハーフブリッジ回路306は、スイッチング素子S5とS6とから構成される。第4の平滑回路505は、第4のインダクタ503および第4のキャパシタ504で構成される。
さらに、制御器613は第1のハーフブリッジ回路110、第2のハーフブリッジ回路202、および第3のハーフブリッジ回路306に接続されている。そして制御器313は、第1のハーフブリッジ回路110から第3のハーフブリッジ回路306のそれぞれのスイッチング素子S1、S2からスイッチング素子S5、S6を制御する。
実施の形態7の電力変換装置601によれば、4つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態7の電力変換装置601は、トランス112の動作周波数を任意に選択することが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス112を小型化することができる。
実施の形態7の電力変換装置601は、第1の電気装置102の開回路電圧vd1が、第2の電気装置106の開回路電圧vd2よりも高いかどうかにかかわらず、第1の電気装置102から第2の電気装置106へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態7の電力変換装置601は、第1の平滑回路105に含まれるキャパシタ104、または第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108の少なくともいずれか一方と、トランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
また、実施の形態7の電力変換装置601は、第3の平滑回路305に含まれるキャパシタ304、または第4の平滑回路505に含まれるキャパシタ504の少なくともいずれか一方と、トランス112の一次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
このような構成にすることで、より大きな電力を第1の電気装置102、第2の電気装置106と第3の電気装置302、第4の電気装置502との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態7の電力変換装置は、実施の形態3の電力変換装置に対して、第3の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第4の電気装置(直流動作)を接続し、第3の電気装置に接続した第3の平滑回路と第3のハーフブリッジ回路、および第4の電気装置に接続した第4の平滑回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態7の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができると共に、第1の電気装置の開回路電圧と第2の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第1の電気装置から第2の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、4つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択することができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
実施の形態8.
実施の形態8の電力変換装置は、実施の形態3の電力変換装置の第3の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第4の電気装置(直流動作)を接続し、第3の電気装置に接続した第3の平滑回路と第3のハーフブリッジ回路、および第4の電気装置に接続した第4の平滑回路と第4のハーフブリッジ回路をトランスの一次側に接続する構成としたものである。
以下、実施の形態8の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図11に基づいて、実施の形態3との差異を中心に説明する。図11において、実施の形態1の図1あるいは実施の形態3の図6と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1、3と区別するため、電力変換装置701、第3の電気装置302、第4の電気装置502および制御器713としている。
まず、電力変換装置701の構成を図11に基づいて説明する。
実施の形態3の電力変換装置201との構成の違いは、トランス112の一次側の構成である。
第3の平滑回路305は第3の電気装置302に接続され、第3の平滑回路305に第3のハーフブリッジ回路306が接続されている。
電力変換装置701には、第4の電気装置502が接続され、この第4の電気装置502には、第4の平滑回路が接続され、さらに第4のハーフブリッジ回路307が接続されている。
トランス112の一次側は、第3のハーフブリッジ回路306と第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。
第3の平滑回路305は、第3のインダクタ303および第3のキャパシタ304で構成される。第3のハーフブリッジ回路306は、スイッチング素子S5とS6とから構成される。第4の平滑回路505は、第4のインダクタ503および第4のキャパシタ504で構成される。第4のハーフブリッジ回路307は、スイッチング素子S7とS8とから構成される。
さらに、制御器713は第1のハーフブリッジ回路110、第2のハーフブリッジ回路202、第3のハーフブリッジ回路306、および第4のハーフブリッジ回路307に接続されている。そして制御器713は、第1のハーフブリッジ回路110から第4のハーフブリッジ回路307のそれぞれのスイッチング素子S1、S2からスイッチング素子S7、S8を制御する。
実施の形態8の電力変換装置701によれば、4つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることが可能である。さらに実施の形態8の電力変換装置701は、トランス112の動作周波数を任意に選択することが可能であり、これを高い周波数に設定することでトランス112を小型化することができる。
実施の形態8の電力変換装置701は、第1の電気装置102の開回路電圧vd1が、第2の電気装置106の開回路電圧vd2よりも高いかどうかにかかわらず、第1の電気装置102から第2の電気装置106へと双方向に電力を伝達することができる。
また、実施の形態8の電力変換装置701は、第3の電気装置302の開回路電圧vd3が、第4の電気装置502の開回路電圧vd4よりも高いかどうかにかかわらず、第3の電気装置302から第4の電気装置502へと双方向に電力を伝達することができる。
実施の形態8の電力変換装置701は、第1の平滑回路105に含まれるキャパシタ104、または第2の平滑回路109に含まれるキャパシタ108の少なくともいずれか一方と、トランス112の二次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
また、実施の形態8の電力変換装置701は、第3の平滑回路305に含まれるキャパシタ304、または第4の平滑回路505に含まれるキャパシタ504の少なくともいずれか一方と、トランス112の一次側自己インダクタンスとの共振効果を利用する構成としてもよい。
このような構成にすることで、より大きな電力を第1の電気装置102、第2の電気装置106と第3の電気装置302、第4の電気装置502との間で伝達できる。
以上説明したように、実施の形態7の電力変換装置は、実施の形態3の電力変換装置に対して、第3の電気装置を直流動作とすると共に、さらに第4の電気装置(直流動作)を接続し、第3の電気装置に接続した第3の平滑回路と第3のハーフブリッジ回路、および第4の電気装置に接続した第4の平滑回路と第4のハーフブリッジ回路とをトランスの一次側に接続する構成としたものである。したがって、実施の形態8の電力変換装置は、実施の形態1と同様に小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができると共に、第1の電気装置の開回路電圧と第2の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第1の電気装置から第2の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、第3の電気装置の開回路電圧と第4の電気装置の開回路電圧の高低にかかわらず、第3の電気装置から第4の電気装置へと双方向に電力を伝達することができる。また、4つの直流動作する電気装置の間で、任意に電力をやり取りすることができる。さらに、トランスの動作周波数を任意に選択することができ、高い周波数に設定することでトランスを小型化できる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
この発明は、小型かつ軽量な構成において、3つ以上の電気装置間の電力伝達の制御を可能とし、効率の良い電力伝達を実現することができるため、電力の伝達を制御する電力変換装置に広く適用できる。

Claims (13)

  1. 第1の電気装置に接続された第1の平滑回路と、第2の電気装置に接続された第2の平滑回路と、前記第1の平滑回路に接続された第1のブリッジ回路と、第3の電気装置が一次側に接続され、前記第1のブリッジ回路と前記第2の平滑回路が二次側に接続されたトランスと、前記第1のブリッジ回路をスイッチング制御する制御器とを備え、
    前記制御器は前記第1のブリッジ回路のデューティ比を前記第1の平滑回路の遮断周波数および前記第2の平滑回路の遮断周波数よりも高い周波数で変動させ、前記デューティ比の不変成分を制御し、前記第1の電気装置と前記第2の電気装置との間の電力授受を制御すると同時に、前記デューティ比の変動成分の位相を制御し、前記第3の電気装置との間の電力授受を制御する電力変換装置。
  2. 前記第1の平滑回路は、第1のインダクタと第1のキャパシタによって構成され、
    前記第1のキャパシタと前記トランスの二次側自己インダクタンスの共振効果により、前記トランスの二次側にかかる電圧の変動の振幅が前記第1の電気装置の電圧より大きくなるように、前記トランスの二次側自己インダクタンスおよび前記第1のキャパシタの容量を選択する請求項1に記載の電力変換装置。
  3. 前記第2の平滑回路は、第2のインダクタと第2のキャパシタによって構成され、
    前記第2のキャパシタと前記トランスの二次側自己インダクタンスの共振効果により、前記トランスの二次側にかかる電圧の変動の振幅が前記第1の電気装置の電圧より大きくなるように、前記トランスの二次側自己インダクタンスおよび前記第2のキャパシタの容量を選択する請求項1に記載の電力変換装置。
  4. 前記第1の平滑回路は、第1のインダクタと第1のキャパシタによって構成され、かつ前記第2の平滑回路は、第2のインダクタと第2のキャパシタによって構成され、
    前記第1のキャパシタと前記第2のキャパシタおよび前記トランスの二次側自己インダクタンスの共振効果により、前記トランスの二次側にかかる電圧の変動の振幅が前記第1の電気装置の電圧より大きくなるように、前記トランスの二次側自己インダクタンスと前記第1および第2のキャパシタの容量を選択する請求項1に記載の電力変換装置。
  5. 前記第2の平滑回路は、第2のブリッジ回路を介して前記トランスの二次側に接続され、前記制御器は、前記第1のブリッジ回路の前記デューティ比と前記第2のブリッジ回路のデューティ比を相補的に変動させる請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第3の電気装置に接続される第3の平滑回路と、前記第3の平滑回路に接続された第3のブリッジ回路と、同じく前記第3の平滑回路に接続された第4のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第3のブリッジ回路および第4のブリッジ回路に接続され、
    前記制御器は、前記第1のブリッジ回路、前記第3のブリッジ回路および前記第4のブリッジ回路を制御する請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  7. 前記第3の電気装置に接続される第3の平滑回路と、前記第3の平滑回路に接続された第3のブリッジ回路と、同じく前記第3の平滑回路に接続された第4のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第3のブリッジ回路および第4のブリッジ回路に接続され、
    前記制御器は、前記第1のブリッジ回路から前記第4のブリッジ回路を制御する請求項5に記載の電力変換装置。
  8. 前記第3の電気装置に接続される第3の平滑回路と、第4の電気装置に接続される第4の平滑回路と、前記第3の平滑回路に接続された第3のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第3のブリッジ回路と前記第4の平滑回路に接続され、
    前記制御器は前記第1のブリッジ回路および前記第3のブリッジ回路を制御する請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  9. 前記第3の電気装置に接続される第3の平滑回路と、第4の電気装置に接続される第4の平滑回路と、前記第3の平滑回路に接続された第3のブリッジ回路とを備え、
    前記トランスの一次側が前記第3のブリッジ回路と前記第4の平滑回路に接続され、
    前記制御器は前記第1のブリッジ回路、前記第2のブリッジ回路および前記第3のブリッジ回路を制御する請求項5に記載の電力変換装置。
  10. 前記第4の平滑回路に接続された第4のブリッジ回路を備え、
    前記トランスの一次側が前記第3のブリッジ回路と前記第4のブリッジ回路に接続され、
    前記制御器は前記第1のブリッジ回路から前記第4のブリッジ回路を制御する請求項9に記載の電力変換装置。
  11. 前記第1の電気装置または第2の電気装置のうち少なくとも1つが蓄電装置であり、前記蓄電装置が前記第1の平滑回路または第2の平滑回路を兼ねる請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  12. 前記デューティ比の変動成分の周波数は、前記蓄電装置である蓄電池の蓄電池電極界面の電気二重層容量が支配的になる値に設定されている請求項11に記載の電力変換装置。
  13. 前記制御器は、前記各ブリッジ回路のスイッチング周波数で振動する三角波を生成する三角波生成部と、前記デューティ比に比例する信号を比較する比較器とを備え、前記比較器の出力によって前記ブリッジ回路のスイッチング素子を制御する請求項1から請求項12のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11791739B2 (en) * 2018-01-25 2023-10-17 Auckland Uniservices Limited AC-AC converter
US20240055996A1 (en) * 2022-08-12 2024-02-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Electronic transformer for current sharing and load-independent voltage gain

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4497757B2 (ja) 2001-03-16 2010-07-07 株式会社リコー 安定化電源回路
JP2005033867A (ja) 2003-07-08 2005-02-03 Honda Motor Co Ltd 電力制御装置及び電力制御方法
US7193396B2 (en) * 2003-12-24 2007-03-20 Potentia Semiconductor Corporation DC converters having buck or boost configurations
JP2008312394A (ja) 2007-06-15 2008-12-25 Toyota Industries Corp 電圧変換装置
JP5099344B2 (ja) 2008-01-18 2012-12-19 本田技研工業株式会社 電力変換装置
JP5120550B2 (ja) * 2008-03-19 2013-01-16 本田技研工業株式会社 電力変換装置
JP5071519B2 (ja) 2010-05-14 2012-11-14 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置およびそれを搭載する車両
ITTO20100464A1 (it) * 2010-06-03 2011-12-04 Alenia Aeronautica Spa Convertitore dc-dc e relativo metodo di pilotaggio
EP2869449A1 (en) * 2011-03-04 2015-05-06 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and refrigeration/air-conditioning system
CN102882417A (zh) * 2012-10-12 2013-01-16 广东易事特电源股份有限公司 Ups隔离型双向直流变换器
JP6076466B2 (ja) * 2013-04-02 2017-02-08 三菱電機株式会社 電力変換装置及び冷凍空気調和装置
JP2015122903A (ja) * 2013-12-24 2015-07-02 パナソニックIpマネジメント株式会社 スイッチング電源装置、電力変換装置
JP2015159711A (ja) * 2014-01-23 2015-09-03 パナソニックIpマネジメント株式会社 スイッチング電源装置、電力変換装置
US10192721B2 (en) * 2014-12-12 2019-01-29 Daihen Corporation High-frequency power source
JP6284238B2 (ja) * 2014-12-22 2018-02-28 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
CN204465377U (zh) * 2015-04-14 2015-07-08 国家电网公司 一种并串联交错式三端口变换器
JP2018153016A (ja) * 2017-03-14 2018-09-27 ブラザー工業株式会社 スイッチング電源及び画像形成装置
JP2019187004A (ja) * 2018-04-04 2019-10-24 矢崎総業株式会社 スイッチング電源装置

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