JPWO2016125515A1 - 可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置 - Google Patents

Abstract

通過帯域の帯域幅および中心周波数を制御可能であり、可変リアクタンスの総数を抑制できる、可変フィルタ回路を提供する。信号経路に対して直列に複数の回路素子を接続した直列腕（１１）と、前記信号経路に対して並列に複数の回路素子を接続した並列腕（１２）と、を備え、前記直列腕（１１）と前記並列腕（１２）とは、それぞれ、可変リアクタンス素子と、前記可変リアクタンス素子と直列に接続されて共振する直列リアクタンス素子と、前記可変リアクタンス素子と並列に接続されて共振する並列リアクタンス素子と、を含む、可変フィルタ回路（１０）。

Description

本発明は、通過帯域の中心周波数と帯域幅とを周波数調整することが可能な可変フィルタ回路に関する。

従来から、通過帯域の中心周波数と帯域幅とを周波数調整することが可能な可変フィルタ回路（例えば特許文献１参照。）が提案されている。従来の可変フィルタ回路は、インダクタと可変容量とを並列に接続して共振回路を構成し、該共振回路を複数、入出力ポート間に並直列に接続したラダー型の構成を有している。該可変フィルタ回路では、入出力ポート間に複数の回路素子を直列に接続した共振回路（以下、直列腕と称する。）の可変容量を制御することにより、通過帯域の中心周波数を調整することができる。また、入出力ポートに対して複数の回路素子を並列に接続した共振回路（以下、並列腕と称する。）の可変容量を制御することにより、通過帯域の低周波側または高周波数側の近傍周波数に設ける減衰極を調整することができる。

特開２０１１−１３００８３号公報

従来の可変フィルタ回路においては、通過帯域の低周波側で共振する少なくとも１つの周波数と、通過帯域内で共振する少なくとも１つの周波数と、通過帯域の高周波側で共振する少なくとも１つの周波数とを、実現するための複数のリアクタンス素子が必要であった。そして、通過帯域の中心周波数と帯域幅との周波数調整を行うために必要な最小構成単位として、少なくとも３つの可変リアクタンスが含まれていた。可変リアクタンスは一般に受動素子などと比べてサイズが大きいため、可変リアクタンスの総数が多ければ、可変フィルタ回路の大型化が招かれてしまう問題があった。また、可変リアクタンスの総数が多いことで、可変リアクタンスの制御が複雑化してしまうという問題もあった。

そこで、本発明の目的は、可変リアクタンスをそれぞれ１つ含む、１つの直列腕と１つの並列腕とで、通過帯域の中心周波数および帯域幅を周波数調整することが可能な可変フィルタ回路を実現することが可能な、可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置を提供することにある。より具体的には、最小構成単位に含まれる可変リアクタンス素子の総数を２として、可変リアクタンスの総数を従来より低減して、通過帯域の中心周波数および帯域幅を周波数調整することが可能な、可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置を提供することを目的とする。

この発明の可変フィルタ回路は、信号経路に対して直列に接続した複数の回路素子を備える直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続した複数の回路素子を備える並列腕と、を備え、前記直列腕と前記並列腕とは、それぞれ、１つの可変リアクタンス素子と、前記可変リアクタンスに並列に接続されて前記可変リアクタンスと共振する並列リアクタンス素子と、前記可変リアクタンスに直列に接続されて前記可変リアクタンスと共振する直列リアクタンス素子と、を含む。そして、前記直列腕と前記並列腕とのそれぞれにおいて、前記可変リアクタンス素子と前記並列リアクタンス素子とが共振する周波数は、前記可変リアクタンス素子と前記直列リアクタンス素子とが共振する周波数よりも低い周波数である。

この構成では、並列腕の単体での通過特性において、可変リアクタンス素子と並列リアクタンス素子との共振によって周波数調整が可能な通過帯域を形成することができ、可変リアクタンス素子と直列リアクタンス素子との共振によって、通過帯域の高周波数側の近傍周波数に周波数調整が可能な減衰極を形成することができる。また、直列腕の単体での通過特性において、可変リアクタンス素子と直列リアクタンス素子との共振によって周波数調整が可能な通過帯域を形成することができ、可変リアクタンス素子と並列リアクタンス素子との共振によって、通過帯域の低周波数側の近傍周波数に周波数調整が可能な減衰極を形成することができる。

そして、可変フィルタ回路全体の通過特性においては、並列腕の通過帯域と直列腕の通過帯域とが重なりあう周波数帯域が可変フィルタ回路全体の通過帯域となる。また、可変フィルタ回路全体の通過特性においては、直列腕の通過帯域よりも低周波数側にある減衰極と、並列腕の通過帯域よりも高周波数側にある減衰極とのそれぞれが減衰極になり、通過帯域の低周波数側と高周波数側との双方で急峻な減衰特性が得られる。そして、直列腕と並列腕それぞれの可変リアクタンス素子を制御することにより、通過帯域と２つの減衰極それぞれとを周波数調整することができ、通過帯域の中心周波数および帯域幅が可変なバンドパスフィルタ特性を得ることができる。

前記直列腕は、前記可変リアクタンス素子と前記並列リアクタンス素子との並列回路に対して、前記直列リアクタンス素子を直列に接続して構成されていることが好ましい。

この構成では、直列腕の単体での通過特性において、通過帯域の高周波数側の近傍周波数帯域で、通過帯域から離れるほど減衰量がなだらかに増える。このため、可変フィルタ回路全体での通過特性において、通過帯域よりも高周波数側の広い周波数帯域で大きな減衰量を確保することができる。

前記並列腕は、前記可変リアクタンス素子と前記直列リアクタンス素子との直列回路に対して、前記並列リアクタンス素子を並列に接続して構成されていることが好ましい。

この構成では、並列腕の単体での通過特性において、通過帯域の低周波数側の近傍周波数帯域で、通過帯域から離れるほど減衰量がなだらかに増える。このため、可変フィルタの全体での通過特性において、通過帯域よりも低周波数側の広い周波数帯域で大きな減衰量を確保することができる。

前記可変リアクタンス素子は可変容量素子であり、前記直列リアクタンス素子および前記並列リアクタンス素子はインダクタであることが好ましい。

この構成では、可変リアクタンス素子、直列リアクタンス素子、および並列リアクタンス素子を、それぞれ比較的小型の素子で実現することができ、回路全体として小型化を図ることができる。

前記並列腕の両側にそれぞれ接続される第１の前記直列腕と第２の前記直列腕とを備え、前記第１の直列腕の前記並列リアクタンス素子であるインダクタと、前記第２の直列腕の前記並列リアクタンス素子であるインダクタと、が磁界結合することが好ましい。

この構成では、インダクタのインダクタンスを増やすことなく、磁界結合によって直列腕の並列共振の周波数を低周波数側に動かすことができる。このことにより、損失の増大を防ぎながら、急峻性や減衰性をより高めることが可能になる。

前記直列腕の両側にそれぞれ接続される第１の前記並列腕と第２の前記並列腕とを備え、前記第１の並列腕の前記直列リアクタンス素子であるインダクタと、前記第２の並列腕の前記直列リアクタンス素子であるインダクタと、が互いに磁界結合することが好ましい。

この構成では、インダクタのインダクタンスを増やすことなく、磁界結合によって並列腕の直列共振の周波数を高周波数側に動かすことができる。このことにより、損失の増大を防ぎながら、急峻性や減衰性をより高めることが可能になる。

前記磁界結合するインダクタは、それぞれ、互いが接続される側の第１の実装端子と、回路入出力部に接続される側の第２の実装端子とを有するチップ部品であり、互いの第１の実装端子と第２の実装端子が近接して配置されていることが好ましい。

この構成では、磁界結合する２つのインダクタの相互容量の影響を抑えて、磁界結合を強めることができる。

前記可変フィルタ回路は、前記信号経路の入出力端に設けられて、前記入出力端からみた正規化インピーダンスを実質的に１に近づけた整合回路を更に備えることが好ましい。

この構成では、可変フィルタ回路の入出力端での信号の反射を抑えて、可変フィルタ回路の通過特性を更に改善することができる。

前記可変フィルタ回路は、複数の前記直列腕を備えてもよい。また、前記可変フィルタ回路は、複数の前記並列腕を備えてもよい。

これらの構成では、複数の直列腕や複数の並列腕の特性を重ね合わせることができ、可変フィルタ回路の通過特性を更に改善することができる。

また、この発明に係る高周波モジュール回路は、上述の可変フィルタ回路と、アンテナチューナーと、送信信号と受信信号とを分波する分波回路と、前記送信信号をフィルタリングして前記分波回路に出力する、送信フィルタと、前記分波回路で分波された前記受信信号をフィルタリングする、受信フィルタと、を備え、前記可変フィルタ回路は、前記分波回路と前記アンテナチューナーとの間に配置される。この場合、高周波モジュール回路は、パワーアンプを更に備え、前記パワーアンプは、送信信号を増幅して前記送信フィルタに出力することが好ましい。

また、この発明に係る通信装置は、上述の高周波モジュール回路と、ＲＦＩＣと、を備え、前記ＲＦＩＣは、前記パワーアンプに送信信号を出力する。

この発明によれば、通過帯域の中心周波数および帯域幅を周波数調整することが可能な可変フィルタ回路を、最小構成単位に含まれる可変リアクタンス素子の総数を２として構成することで、従来よりも可変リアクタンス素子の総数を低減して、可変フィルタ回路の回路サイズや制御の複雑さを抑えつつ、通過帯域の中心周波数および帯域幅を周波数調整することが可能な、可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置を提供できる。

第１の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 実施例１に係る直列腕の回路図および特性図である。 実施例１に係る並列腕の回路図および特性図である。 実施例１に係る可変フィルタ回路の特性図である。 実施例２に係る直列腕および並列腕の回路図である。 実施例２に係る直列腕および並列腕ならびに可変フィルタ回路の特性図である。 実施例３に係る直列腕および並列腕の回路図ならびに可変フィルタ回路の特性図である。 実施例４に係る直列腕および並列腕の回路図ならびに可変フィルタ回路の特性図である。 第２の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第３の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図および特性図である。 第３の実施形態において直列腕の間に磁界結合を生じさせる場合を説明する回路図および特性図である。 第３の実施形態において回路部品の構成例を示す模式図および特性図である。 第４の実施形態に係る可変フィルタ回路の回路図である。 第４の実施形態において並列腕の間に磁界結合を生じさせる場合を説明する回路図および特性図である。 第５の実施形態に係る通信装置のブロック図である。

≪第１の実施形態≫
図１は、本発明の第１の実施形態に係る可変フィルタ回路１０を示す回路図である。

可変フィルタ回路１０は、ポートPin，Pout，Pgndと、直列腕１１と、並列腕１２と、を備えている。

ポートPinは、可変フィルタ回路１０の信号入力端である。ポートPoutは、可変フィルタ回路１０の信号出力端である。ポートPgndは、可変フィルタ回路１０のグランド接続端である。

直列腕１１と並列腕１２とは、ポートPinとポートPoutとの間の信号経路に順に接続している。直列腕１１は、ポートPinとポートPoutとの間に直列に挿入したＬＣ直並列接続回路を含んでいる。並列腕１２は、ポートPinとポートPgndとの間に直列に接続したＬＣ直並列接続回路を含んでいる。

直列腕１１と並列腕１２とは、詳細は後述するが、それぞれ、１つの可変リアクタンス素子と、可変リアクタンス素子と直列共振する直列リアクタンス素子と、可変リアクタンス素子と並列共振する並列リアクタンス素子と、を含んでいる。すなわち、直列腕１１と並列腕１２とは、それぞれ直列共振点と並列共振点とを有するように構成されている。このため、直列腕１１および並列腕１２それぞれの単体の通過特性は、それぞれ、可変リアクタンス素子の制御によって周波数調整が可能な通過帯域と減衰極とを有するものになる。

一方、可変フィルタ回路１０全体の通過特性は、直列腕１１の単体での通過特性と並列腕１２の単体での通過特性とが重なりあったものになる。具体的には、並列腕１２の通過帯域と直列腕１１の通過帯域とが重なりあう周波数帯域が可変フィルタ回路１０全体の通過帯域となる。また、直列腕１１における減衰極に重なる周波数帯域と、並列腕１２における減衰極に重なる周波数帯域とのそれぞれが、可変フィルタ回路１０の減衰極となる。

したがって、本実施形態に係る可変フィルタ回路１０は、通過特性に通過帯域と２つの減衰極とを有し、直列腕１１と並列腕１２とに設ける合計２つの可変リアクタンス素子それぞれを制御することにより、通過帯域と２つの減衰極とを周波数調整することができる。

≪実施例１≫
以下、可変フィルタ回路１０のより詳細な実施例について説明する。

図２（Ａ）は、可変フィルタ回路１０の実施例１に係る直列腕１１Ａの回路図である。

直列腕１１Ａは、ここでは、可変容量素子２２Ａと、直列インダクタ２３Ａと、並列インダクタ２４Ａと、を備えている。可変容量素子２２Ａは、可変な容量性リアクタンス値を有している。並列インダクタ２４Ａは、可変容量素子２２Ａと並列に接続していて、可変容量素子２２Ａの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。直列インダクタ２３Ａは、並列インダクタ２４Ａと可変容量素子２２Ａとの並列回路に対して直列に接続していて、可変容量素子２２Ａの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。これらの並列インダクタ２４Ａと可変容量素子２２Ａと直列インダクタ２３Ａは、それぞれ、可変フィルタ回路１０の入出力端間の信号経路に対して直列に接続されている。

図２（Ｂ）は、直列腕１１Ａの単体での通過特性Ｓ２１（Ａ）を例示する特性図である。

この直列腕１１Ａでは、可変容量素子２２Ａと直列インダクタ２３Ａとの直列共振周波数ｆｓ（Ａ）に対して、可変容量素子２２Ａと並列インダクタ２４Ａとの並列共振周波数ｆｐ（Ａ）は、より低周波数側にある。そして、高周波数側の直列共振周波数ｆｓ（Ａ）では減衰量が抑制され、直列共振周波数ｆｓ（Ａ）の近傍周波数帯域に通過帯域が形成される。また、低周波数側の並列共振周波数ｆｐ（Ａ）では信号の通過量が極小化し、並列共振周波数ｆｐ（Ａ）に減衰極が形成される。したがって、通過特性Ｓ２１（Ａ）において、直列共振周波数ｆｓ（Ａ）および通過帯域、ならびに、並列共振周波数ｆｐ（Ａ）および減衰極は、可変容量素子２２Ａの制御により周波数調整が可能である。

図３（Ａ）は、可変フィルタ回路１０の実施例１に係る並列腕１２Ｂの回路図である。

並列腕１２Ｂは、ここでは、可変容量素子２２Ｂと、直列インダクタ２３Ｂと、並列インダクタ２４Ｂと、を備えている。可変容量素子２２Ｂは、可変な容量性リアクタンス値を有している。直列インダクタ２３Ｂは、可変容量素子２２Ｂに対して直列に接続していて、可変容量素子２２Ｂの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。並列インダクタ２４Ｂは、直列インダクタ２３Ｂと可変容量素子２２Ｂとの直列回路に対して並列に接続していて、可変容量素子２２Ｂの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。これらの可変容量素子２２Ｂと、直列インダクタ２３Ｂと、並列インダクタ２４Ｂとは、それぞれ、可変フィルタ回路１０の入出力端間の信号経路に対して並列に接続されている。

図３（Ｂ）は、並列腕１２Ｂの単体での通過特性Ｓ２１（Ｂ）を例示する特性図である。

この並列腕１２Ｂでは、可変容量素子２２Ｂと直列インダクタ２３Ｂとの直列共振周波数ｆｓ（Ｂ）に対して、可変容量素子２２Ｂと並列インダクタ２４Ｂとの並列共振周波数ｆｐ（Ｂ）は、より低周波数側にある。そして、低周波数側の並列共振周波数ｆｐ（Ｂ）では減衰量が抑制され、並列共振周波数ｆｐ（Ｂ）の近傍周波数帯域に通過帯域が形成される。また、高周波数側の直列共振周波数ｆｓ（Ｂ）では信号の通過量が極小化し、直列共振周波数ｆｓ（Ｂ）に減衰極が形成される。したがって、通過特性Ｓ２１（Ｂ）において、並列共振周波数ｆｐ（Ｂ）および通過帯域、ならびに、直列共振周波数ｆｓ（Ｂ）および減衰極は、可変容量素子２２Ｂの制御により周波数調整が可能である。

上記の実施例１に係る直列腕１１Ａおよび並列腕１２Ｂは、可変フィルタ回路１０の信号経路に順に挿入されるため、可変フィルタ回路１０全体の通過特性は、直列腕１１Aの通過特性と並列腕１２Ｂの通過特性とを重ね合わせたようなものになる。

図４（Ａ）および図４（Ｂ）は、実施例１に係る直列腕１１Ａおよび並列腕１２Ｂを用いる場合の、可変フィルタ回路１０の通過特性を例示する特性図である。

可変フィルタ回路１０の通過特性においては、直列腕１１Ａの通過帯域と並列腕１２Ｂの通過帯域とが重なる周波数帯域に通過帯域が形成される。また、直列腕１１Ａによって通過帯域の低周波数側の周波数ｆｐ（Ａ）に、可変フィルタ回路１０の１つ目の減衰極が形成され、並列腕１２Ｂによって通過帯域の高周波数側の周波数ｆｓ（Ｂ）に、可変フィルタ回路１０の２つ目の減衰極が形成される。

可変フィルタ回路１０の通過帯域は、直列腕１１Ａによる減衰極が形成される周波数ｆｐ（Ａ）の高周波数側、かつ、並列腕１２Ｂによる減衰極が形成される周波数ｆｓ（Ｂ）の低周波数側に形成される。したがって、可変フィルタ回路１０全体の通過特性において、通過帯域の低周波数側と高周波数側との双方に減衰極が形成され、通過帯域の低周波数側と高周波数側との双方で急峻な減衰特性を有するバンドパスフィルタ特性を実現することができる。そして、可変フィルタ回路１０の通過帯域は、合計２つの可変容量素子２２Ａ，２２Ｂそれぞれの制御により、通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数および減衰極と、通過帯域の低周波数側のカットオフ周波数および減衰極とを独立に周波数調整することができる。したがって、可変フィルタ回路１０の通過帯域は、中心周波数および帯域幅を制御することができる。

例えば、直列腕１１Ａの可変容量素子２２Ａと並列腕１２Ｂの可変容量素子２２Ｂとをそれぞれ制御することで、直列腕１１Ａの並列共振周波数ｆｐ（Ａ）と並列腕１２Ｂの直列共振周波数ｆｓ（Ｂ）とを同じ周波数調整幅で調整する。すると、図４（Ａ）に示すように、可変フィルタ回路１０全体の通過特性において、通過帯域の低周波数側のカットオフ周波数および減衰極と、通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数および減衰極とを同じ周波数方向に同じ周波数調整幅で遷移させることができる。このようにして、通過帯域の帯域幅を変えずに通過帯域の中心周波数を変えることができる。

また、直列腕１１Ａの可変容量素子２２Ａを制御せずに並列腕１２Ｂの可変容量素子２２Ｂのみを制御することで、直列腕１１Ａの並列共振周波数ｆｐ（Ａ）を変えずに、並列腕１２Ｂの直列共振周波数ｆｓ（Ｂ）を周波数調整する。すると、図４（Ｂ）に示すように、可変フィルタ回路１０全体の通過特性において、通過帯域の低周波数側のカットオフ周波数および減衰極を変えずに、通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数および減衰極を周波数調整することができる。このようにして、通過帯域を所望の帯域幅とすることができる。

≪実施例２≫
図５（Ａ）は、可変フィルタ回路１０の実施例２に係る直列腕１１Ｃの回路図である。

直列腕１１Ｃは、ここでは、可変容量素子２２Ｃと、直列インダクタ２３Ｃと、並列インダクタ２４Ｃと、を備えている。可変容量素子２２Ｃは、可変な容量性リアクタンス値を有している。直列インダクタ２３Ｃは、可変容量素子２２Ｃに対して直列に接続していて、可変容量素子２２Ｃの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。並列インダクタ２４Ｃは、可変容量素子２２Ｃと直列インダクタ２３Ｃとの直列回路に対して並列に接続していて、可変容量素子２２Ｃの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。これらの並列インダクタ２４Ｃと可変容量素子２２Ｃと直列インダクタ２３Ｃとは、それぞれ、可変フィルタ回路１０の入出力端間の信号経路に対して直列に接続されている。

図５（Ｂ）は、可変フィルタ回路１０の実施例２に係る並列腕１２Ｄの回路図である。

並列腕１２Ｄは、ここでは、可変容量素子２２Ｄと、直列インダクタ２３Ｄと、並列インダクタ２４Ｄと、を備えている。可変容量素子２２Ｄは、可変な容量性リアクタンス値を有している。並列インダクタ２４Ｄは、可変容量素子２２Ｄに対して並列に接続していて、可変容量素子２２Ｄの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。直列インダクタ２３Ｄは、可変容量素子２２Ｄと並列インダクタ２４Ｄとの並列回路に対して直列に接続していて、可変容量素子２２Ｄの容量性リアクタンスと共振する誘導性リアクタンスを有している。これらの並列インダクタ２４Ｄと可変容量素子２２Ｄと直列インダクタ２３Ｄとは、それぞれ、可変フィルタ回路１０の入出力端間の信号経路に対して並列に接続されている。

図６（Ａ）は、直列腕１１Ｃの単体での通過特性Ｓ２１（Ｃ）を例示する特性図である。なお、図６（Ａ）には、比較のために実施例１に係る直列腕１１Ａの通過特性Ｓ２１（Ａ）を合わせて示している。

直列腕１１Ｃでは、実施例１の直列腕１１Ａと同様に、可変容量素子２２Ｃと直列インダクタ２３Ｃとの直列共振周波数ｆｓ（Ｃ）に対して、可変容量素子２２Ｃと並列インダクタ２４Ｃとの並列共振周波数ｆｐ（Ｃ）は、より低周波数側にある。このため、高周波数側の直列共振周波数ｆｓ（Ｃ）の近傍周波数帯域に通過帯域が形成され、低周波数側の並列共振周波数ｆｐ（Ｃ）に減衰極が形成される。したがって、通過特性Ｓ２１（Ａ）において、高周波数側の直列共振周波数ｆｓ（Ｃ）および通過帯域、ならびに、低周波数側の並列共振周波数ｆｐ（Ｃ）および減衰極は、可変容量素子２２Ｃの制御により周波数調整が可能である。

図６（Ｂ）は、並列腕１２Ｄの単体での通過特性Ｓ２１（Ｄ）を例示する特性図である。なお、図６（Ｂ）には、比較のために実施例１に係る並列腕１２Ｂの通過特性Ｓ２１（Ｂ）を合わせて示している。

並列腕１２Ｄでは、実施例１の並列腕１２Ｂと同様に、可変容量素子２２Ｄと直列インダクタ２３Ｄとの直列共振周波数ｆｓ（Ｄ）に対して、可変容量素子２２Ｄと並列インダクタ２４Ｄとの並列共振周波数ｆｐ（Ｄ）は、より低周波数側にある。このため、低周波数側の並列共振周波数ｆｐ（Ｄ）の近傍帯域に通過帯域が形成され、高周波数側の直列共振周波数ｆｓ（Ｄ）に減衰極が形成される。したがって、通過特性Ｓ２１（Ｄ）において、高周波数側の直列共振周波数ｆｓ（Ｄ）および減衰極、ならびに、低周波数側の並列共振周波数ｆｐ（Ｄ）および通過帯域は、可変容量素子２２Ｄの制御により周波数調整が可能である。

図６（Ｃ）は、実施例２に係る直列腕１１Ｃおよび並列腕１２Ｄを用いる場合の、可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＣＤ）を例示する特性図である。なお、図６（Ｃ）中には、比較のために、実施例１に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＡＢ）を合わせて示している。

実施例２に係る通過特性Ｓ２１（ＣＤ）においては、直列腕１１Ｃの通過帯域と並列腕１２Ｄの通過帯域とが重なる周波数帯域に通過帯域が形成される。また、直列腕１１Ｃによって通過帯域の低周波数側の周波数ｆｐ（Ｃ）に、可変フィルタ回路１０の１つ目の減衰極が形成され、並列腕１２Ｄによって通過帯域の高周波数側の周波数ｆｓ（Ｄ）に、可変フィルタ回路１０の２つ目の減衰極が形成される。したがって、この実施例２においても、通過帯域の低周波数側と高周波数側との双方で急峻な減衰特性を得ることができる。そして、合計２つの可変容量素子２２Ｃ，２２Ｄそれぞれの制御により、通過帯域の高周波数側のカットオフ周波数および減衰極と、通過帯域の低周波数側のカットオフ周波数および減衰極とを独立に周波数調整することができ、可変フィルタ回路１０の通過帯域は中心周波数および帯域幅を制御することができる。

また、実施例２に係る通過特性Ｓ２１（ＣＤ）と、実施例１に係る通過特性Ｓ２１（ＡＢ）とを比較すると、２つの減衰極の間に挟まれる通過帯域において、挿入損失の最小値が、実施例１に係る通過特性Ｓ２１（ＡＢ）よりも実施例２に係る通過特性Ｓ２１（ＣＤ）でより小さい。一方、通過帯域から外れる通過帯域の高周波数側および低周波数側の周波数帯域での減衰性は、実施例２に係る通過特性Ｓ２１（ＣＤ）よりも実施例１に係る通過特性Ｓ２１（ＡＢ）でより優れている。したがって、可変フィルタ回路１０において、通過帯域における挿入損失を抑制する観点からは、実施例２に係る構成を採用することが好ましく、通過帯域から外れる周波数帯域での減衰性を広く確保する観点からは、実施例１に係る構成を採用することが好ましい。

≪実施例３≫
図７（Ａ）は、可変フィルタ回路１０の実施例３に係る直列腕１１Ｅの回路図である。図７（Ｂ）は、可変フィルタ回路１０の実施例３に係る並列腕１２Ｆの回路図である。直列腕１１Ｅは、図２（Ａ）に示した実施例１にかかる直列腕１１Ａと同じ構成である。並列腕１２Ｆ、図５（Ｂ）に示した実施例２にかかる並列腕１２Ｄと同じ構成である。

図７（Ｃ）は、実施例３に係る直列腕１１Ｅおよび並列腕１２Ｆを用いる場合の、可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＡＤ）を例示する特性図である。なお、図７（Ｃ）中には、比較のために、実施例１に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＡＢ）と、実施例２に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＣＤ）と、を合わせて示している。

実施例３に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＡＤ）でも、通過帯域の低周波数側の近傍周波数に減衰極が形成されるとともに、通過帯域の高周波数側の近傍周波数にも減衰極が形成されたバンドパス特性を得ることができ、やはり、直列腕１１Ｅおよび並列腕１２Ｆに設けられる可変容量素子２２Ａ，２２Ｄを制御することで、通過帯域の中心周波数および帯域幅を調整することができる。

また、実施例３に係る通過特性Ｓ２１（ＡＤ）および実施例１に係る通過特性Ｓ２１（ＡＢ）では、実施例２に係る通過特性Ｓ２１（ＣＤ）よりも、通過帯域から高周波数側に外れる周波数帯域における減衰性が大幅に改善されている。このことから、可変フィルタ回路１０において、通過帯域より高周波数側の周波数帯域で広く十分な減衰量を得るという観点からは、実施例１と実施例３とに共通する構成、すなわち、直列腕１１において、可変容量素子２２Ａと並列インダクタ２４Ａとの並列回路に対して、直列インダクタ２３Ａを直列に接続する構成を採用することが好ましいと考えられる。

≪実施例４≫
次に、可変フィルタ回路１０の実施例４について説明する。図８（Ａ）は、可変フィルタ回路１０の実施例４に係る直列腕１１Ｇの回路図である。図８（Ｂ）は、可変フィルタ回路１０の実施例４に係る並列腕１２Ｈの回路図である。直列腕１１Ｇは、図５（Ａ）に示した実施例２にかかる直列腕１１Ｃと同じ構成である。並列腕１２Ｈ、図３（Ｂ）に示した実施例１にかかる並列腕１２Ｂと同じ構成である。

図８（Ｃ）は、実施例４に係る直列腕１１Ｇおよび並列腕１２Ｈを用いる場合の、可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＣＢ）を例示する特性図である。なお、図８（Ｃ）中には、比較のために、実施例１に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＡＢ）と、実施例２に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＣＤ）と、を合わせて示している。

実施例４に係る可変フィルタ回路１０の通過特性Ｓ２１（ＣＢ）でも、通過帯域の低周波数側の近傍周波数に減衰極が形成されるとともに、通過帯域の高周波数側の近傍周波数にも減衰極が形成されたバンドパス特性を得ることができ、やはり、直列腕１１Ｇおよび並列腕１２Ｈに設けられる可変容量素子２２Ｃ，２２Ｂを制御することで、通過帯域の中心周波数および帯域幅を調整することができる。

また、実施例４に係る通過特性Ｓ２１（ＣＢ）および実施例１に係る通過特性Ｓ２１（ＡＢ）では、実施例２に係る通過特性Ｓ２１（ＣＤ）よりも、通過帯域から低周波数側に外れる周波数帯域における減衰性が大幅に改善されている。このことから、可変フィルタ回路１０において、通過帯域から低周波数側に外れる周波数帯域で広く十分な減衰量を得るという観点からは、実施例１と実施例４とに共通する構成、すなわち、並列腕１２において、可変容量素子と直列インダクタとの直列回路に対して、並列インダクタを並列に接続する構成を採用することが好ましいと考えられる。

≪第２の実施形態≫
次に本発明の第２の実施形態に係る可変フィルタ回路について説明する。図９は、本発明の第２の実施形態に係る可変フィルタ回路３０の回路図である。

可変フィルタ回路３０は、直列腕１１と並列腕１２と入力段整合回路３１と出力段整合回路３２とを備えている。直列腕１１と並列腕１２とは、第１の実施形態と同様の構成である。入力段整合回路３１は、並列腕１２と入力ポートＰｉｎとの間に設けられている。入力段整合回路３１は、入力ポートＰｉｎからみた可変フィルタ回路３０の正規化インピーダンスを１に近づける機能を有している。出力段整合回路３２は、直列腕１１と出力ポートＰｏｕｔとの間に設けられている。出力段整合回路３２は、出力ポートＰｏｕｔからみた可変フィルタ回路３０の正規化インピーダンスを１に近づける機能を有している。なお、ここでは、出力段整合回路３２はＬＣ並列共振回路となるようにも構成していて、可変フィルタ回路３０の通過特性上で所定の周波数に固定された減衰極を形成する機能を兼ね備えている。

本実施形態に係る可変フィルタ回路３０は、以上のように入力段整合回路３１と出力段整合回路３２とを備えることで、入力ポートＰｉｎおよび出力ポートＰｏｕｔでの反射を抑えることができ、より良好な通過特性を実現することができる。

≪第３の実施形態≫
次に本発明の第３の実施形態に係る可変フィルタ回路について説明する。図１０（Ａ）は、本発明の第３の実施形態に係る可変フィルタ回路４０の回路図である。

可変フィルタ回路４０は、直列腕１１，１１’と並列腕１２とを備えるＴ型の回路構成である。直列腕１１と並列腕１２とは、第１の実施形態と同様の構成である。直列腕１１’は、直列腕１１と同様の構成であり、並列腕１２と入力ポートＰｉｎとの間に設けられている。この可変フィルタ回路４０のように複数の直列腕を備えて本発明の可変フィルタ回路は構成することもできる。

図１０（Ｂ）は可変フィルタ回路４０の通過特性を例示する特性図である。可変フィルタ回路４０のように複数の直列腕を備えることで、小型を保ちつつ、通過帯域から外れる周波数帯域において、より大きな減衰量を確保することが可能になる。

≪変形例≫
ここで、この第３の実施形態のＴ型の回路構成で、直列腕１１，１１’の並列インダクタ間を磁界結合させた場合について説明する。以下、このＴ型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路を「可変フィルタ回路４０’」とする。

図１１（Ａ）は、可変フィルタ回路４０’の回路構成例を示す回路図である。直列腕１１，１１’は、それぞれ図２（Ａ）に示した直列腕１１Ａと同じ回路構成である。並列腕１２は、図３（Ａ）に示した並列腕１２Ｂと同じ回路構成である。

可変フィルタ回路４０’において、並列腕１２を挟んで両側それぞれに接続される２つの直列腕１１，１１’（第１の直列腕および第２の直列腕）それぞれに備える並列インダクタ２４Ａは、それぞれに生じる磁界に他方の並列インダクタ２４Ａが重なり、互いのインダクタンスを高め合うように磁界結合する。なお、この磁界結合は、例えば磁界結合係数Ｋ_Ｍが｜Ｋ_Ｍ｜≦0.1であることが好ましい。以下、｜Ｋ_Ｍ｜＝0.05である場合を説明する。

図１１（Ｂ）は、可変フィルタ回路４０’の通過特性Ｓ２１（４０’）を例示する特性図である。なお、図１１（Ｂ）には、中心周波数を高周波数側に調整した場合の可変フィルタ回路４０’の通過特性を破線で示している。また、図１１（Ｂ）中には、比較のために、磁界結合の無い場合を示す可変フィルタ回路４０の通過特性Ｓ２１（４０）を点線で示している。

Ｔ型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路４０’の通過特性Ｓ２１（４０’）でも、通過帯域の低周波数側の近傍周波数に減衰極が形成されるとともに、通過帯域の高周波数側の近傍周波数にも減衰極が形成されたバンドパス特性を得ることができ、やはり、直列腕１１，１１’および並列腕１２に設けられる可変容量素子２２Ａ，２２Ｂを制御することで、通過帯域の中心周波数および帯域幅を調整することができる。

また、Ｔ型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路４０’においては、磁界結合によって、並列インダクタ２４Ａの回路定数を増加させることなく、並列インダクタ２４Ａと可変容量素子２２Ａとの並列共振による減衰極を、より低周波側にシフトさせることができる。このようにしても、並列インダクタ２４Ａの回路定数を増加させていないために、並列インダクタ２４Ａによる損失が増加することはなく、可変フィルタ回路４０’における通過帯域を外れた周波数帯域での減衰性や急峻性を改善することが可能になる。

実際、図１１（Ｂ）に示す例でも、Ｔ型の回路構成で磁界結合を有する通過特性Ｓ２１（４０’）では、Ｔ型の回路構成で磁界結合の無い通過特性Ｓ２１（４０）よりも、通過帯域から低周波数側に外れる周波数帯域における減衰性が大幅に改善されている。また、Ｔ型の回路構成で磁界結合を有する通過特性Ｓ２１（４０’）では、Ｔ型の回路構成で磁界結合の無い通過特性Ｓ２１（４０）よりも、通過帯域の低周波数側の近傍周波数帯域における急峻性が大幅に改善されている。

このように、Ｔ型の回路構成を含む可変フィルタ回路において、並列腕１２を挟んで両側それぞれに２つの直列腕１１，１１’（第１の直列腕および第２の直列腕）が接続される場合には、２つの直列腕１１，１１’それぞれの並列インダクタ２４Ａ間を磁界結合させることにより、回路構成を大型化することなく、通過帯域を外れる周波数帯域での減衰性と急峻性とを改善することができる。

ここで、このような磁界結合をより好適に実現するための、可変フィルタ回路４０’の具体的な基板レイアウトについて例示して説明する。

図１２（Ａ）は、可変フィルタ回路４０’の基板構成例を示す模式図である。図１２（Ａ）は、比較対象とする可変フィルタ回路４０’’の基板構成例を示す模式図である。図１２（Ｃ）は各可変フィルタ回路４０’，４０’’の通過特性を示す特性図である。

各可変フィルタ回路４０’，４０’’において、直列腕１１，１１’の２つの可変容量素子２２Ａと、並列腕１２の可変容量素子２２Ｂと、直列腕１１，１１’の２つの並列インダクタ２４Ａとは、それぞれチップ部品として構成され、基板に表面実装または内蔵されている。また、直列腕１１，１１’の２つの直列インダクタ２３Ａと、並列腕１２の直列インダクタ２３Ｂ（不図示）および並列インダクタ２４Ｂ（不図示）とは、それぞれ基板に分布定数（線路）として構成されている。

このようにして各回路部品を実現する場合、磁界結合させる２つの並列インダクタ２４Ａが２つのチップ部品で構成されることにより、それぞれが分布定数で構成される場合よりも、並列インダクタ２４ＡのＱ値を高められる。これにより、２つの並列インダクタ２４Ａが磁界結合することによる急峻性の改善効果を高めることができる。

また、磁界結合させる２つの並列インダクタ２４Ａが２つのチップ部品で構成される場合には、これらのチップ部品同士を可能な限り近接させて互いに平行になるように配置することで、磁界結合を強めることができる。ただし、このように配置する場合、これらのチップ部品同士は逆向きに配置されることが好ましい。

具体的には、各可変フィルタ回路４０’，４０’’において、直列腕１１，１１’の２つの並列インダクタ２４Ａを成す２つのチップ部品は、それぞれ第１の実装端子Ｐ１と第２の実装端子Ｐ２とを備えている。第１の実装端子Ｐ１は、２つの並列インダクタ２４Ａを成す２つのチップ部品同士が接続される側の実装端子である。第２の実装端子Ｐ２は、２つの並列インダクタ２４Ａを成す２つのチップ部品それぞれが、ポートＰｉｎまたはポートＰｏｕｔに接続される側の実装端子である。

そして、可変フィルタ回路４０’においては、直列腕１１の並列インダクタ２４Ａと、直列腕１１’の並列インダクタ２４Ａとが、それぞれの第１の実装端子Ｐ１と第２の実装端子Ｐ２とを隣接するように逆の向きで配置されている。一方、可変フィルタ回路４０’’においては、直列腕１１の並列インダクタ２４Ａと、直列腕１１’の並列インダクタ２４Ａとが、それぞれの第１の実装端子Ｐ１同士、第２の実装端子Ｐ２同士が隣接するように同じ向きで配置されている。

可変フィルタ回路４０’と可変フィルタ回路４０’’とのいずれにおいても、並列インダクタ２４Ａ間に相互インダクタンスＭが発生するだけでなく、各々の隣接する実装端子Ｐ１，Ｐ２の間に相互容量Ｃも発生する。

ただし、可変フィルタ回路４０’にて発生する相互容量Ｃは、２つの並列インダクタ２４Ａの実装端子Ｐ１と実装端子Ｐ２との間に生じるため、各並列インダクタ２４Ａに対して並列に接続されることになる。この場合には、相互容量Ｃが磁界結合に与える影響は小さく、図１２（Ｃ）で示すように、先に図１１（Ｂ）で示した通過特性Ｓ２１（４０’）と同様に、通過帯域の低周波数側で減衰性と急峻性とが改善されたものになる。

一方、可変フィルタ回路４０’’にて発生する相互容量Ｃは、２つの並列インダクタ２４Ａの実装端子Ｐ２同士の間に生じるため、相互インダクタンスＭに対して並列に接続されることになる。この場合には、相互容量Ｃが磁界結合に与える影響が大きく、図１２（Ｃ）で示すように通過特性Ｓ２１（４０’’）は大きく劣化してしまう。

このため、２つの並列インダクタ２４Ａ間を磁界結合させる際には、２つの並列インダクタ２４Ａそれぞれの実装端子のうち、ポートＰｉｎ，Ｐｏｕｔ側の第２の実装端子Ｐ２同士を近接させないことが望ましい。

なお、分布定数回路として設けられる他の回路素子については、２つの並列インダクタ２４Ａを成す２つのチップ部品から離れた箇所に形成し、並列インダクタ２４Ａとの結合を抑制することが望ましい。また、それら他の回路素子は、基板の内部に設けたグランド電極を挟んで、並列インダクタ２４Ａと対向するように設け、これにより、並列インダクタ２４Ａとの結合を抑制するようにしてもよい。

≪第４の実施形態≫
次に本発明の第４の実施形態に係る可変フィルタ回路について説明する。図１３は、本発明の第４の実施形態に係る可変フィルタ回路５０の回路図である。

可変フィルタ回路５０は、直列腕１１と並列腕１２，１２’とを備えるπ型の回路構成である。直列腕１１と並列腕１２とは、第１の実施形態と同様の構成である。並列腕１２’は、並列腕１２と同様の構成であり、直列腕１１と出力ポートＰｏｕｔとの間に接続されている。この可変フィルタ回路５０のように複数の並列腕を備えて本発明の可変フィルタ回路は構成することもできる。

≪変形例≫
ここで、この第４の実施形態のπ型の回路構成で、並列腕１２，１２’の直列インダクタ間を磁界結合させた場合について説明する。以下、π型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路を「可変フィルタ回路５０’」とする。

図１４（Ａ）は、可変フィルタ回路５０’の回路構成例を示す回路図である。直列腕１１は、図２（Ａ）に示した直列腕１１Ａと同じ回路構成である。並列腕１２，１２’は、図３（Ａ）に示した並列腕１２Ｂと同じ回路構成である。

可変フィルタ回路５０’において、直列腕１１を挟んで両側それぞれに接続される２つの並列腕１２，１２’（第１の並列腕および第２の並列腕）それぞれに備える直列インダクタ２３Ｂは、それぞれに生じる磁界に他方の直列インダクタ２３Ｂが重なり、互いのインダクタンスを高め合うように磁界結合する。なお、この磁界結合も、例えば磁界結合係数Ｋ_Ｍが｜Ｋ_Ｍ｜≦0.1であることが好ましい。以下、｜Ｋ_Ｍ｜＝0.05である場合を説明する。

図１４（Ｂ）は、可変フィルタ回路５０’の通過特性Ｓ２１（５０’）を例示する特性図である。なお、図１４（Ｂ）には、中心周波数を高周波数側に調整した場合の可変フィルタ回路５０’の通過特性を破線で示している。また、図１４（Ｂ）中には、比較のために、前述したＴ型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路４０’の通過特性Ｓ２１（４０’）を点線で示している。

π型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路５０’の通過特性Ｓ２１（５０’）でも、通過帯域の低周波数側の近傍周波数に減衰極が形成されるとともに、通過帯域の高周波数側の近傍周波数にも減衰極が形成されたバンドパス特性を得ることができ、やはり、並列腕１２，１２’および直列腕１１に設けられる可変容量素子２２Ａ，２２Ｂを制御することで、通過帯域の中心周波数および帯域幅を調整することができる。

また、π型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路５０’においては、磁界結合によって、直列インダクタ２３Ｂの回路定数を増加させることなく直列インダクタ２３Ｂと可変容量素子２２Ａとの直列共振による減衰極を、より高周波側にシフトさせることができる。このようにしても、直列インダクタ２３Ｂの回路定数を増加させていないために、直列インダクタ２３Ｂによる損失が増加することはなく、可変フィルタ回路５０’における通過帯域を外れた周波数帯域での減衰性や急峻性を改善することが可能になる。

実際、図１４（Ｂ）に示す例でも、π型の回路構成で磁界結合を有する通過特性Ｓ２１（５０’）では、Ｔ型の回路構成で磁界結合を有する通過特性Ｓ２１（４０’）よりも、通過帯域から高周波数側に外れる周波数帯域における減衰性が大幅に改善されている。また、π型の回路構成で磁界結合を有する通過特性Ｓ２１（５０’）では、Ｔ型の回路構成で磁界結合を有する通過特性Ｓ２１（４０’）よりも、通過帯域の高周波数側の近傍周波数帯域における急峻性が大幅に改善されている。

このように、π型の回路構成を含む可変フィルタ回路において、直列腕１１を挟んで両側それぞれに２つの並列腕１２，１２’（第１の並列腕および第２の並列腕）が接続される場合には、２つの並列腕１２，１２’それぞれの並列インダクタ２３Ｂ間を磁界結合させることにより、回路構成を大型化することなく、通過帯域を外れる周波数帯域での減衰性と急峻性とを改善することができる。

なお、この可変フィルタ回路５０’においても、先に図１２で示した基板レイアウトと同様に、２つの直列インダクタ２３Ｂそれぞれの実装端子のうち、ポートＰｉｎ，Ｐｏｕｔ側の第２の実装端子Ｐ２同士を近接させないことが望ましい。

≪第５の実施形態≫
次に本発明の第５の実施形態に係る通信装置および高周波モジュール回路について説明する。図１５は、本発明の第５の実施形態に係る通信装置１００のブロック図である。

通信装置１００は、ここではセルラー(800MHz帯）用途とＷＬＡＮ(2.5GHz帯）用途を兼用するものである。該通信装置１００は、高周波モジュール回路１０１とＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１０２とＢＢＩＣ（Ｂａｓｅ Ｂａｎｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１０３と、を備える。ＢＢＩＣ１０３は、ベースバンド信号をＲＦＩＣ１０２に出力する。ＲＦＩＣ１０２は、ベースバンド信号に基づいて、送信信号処理と受信信号処理とを行う。高周波モジュール回路１０１は、送信信号と受信信号とを分波する。

高周波モジュール回路１０１は、前述した可変フィルタ回路５０’と、アンテナチューナー１０４と、分波回路１０５と、送信フィルタ１０６と、受信フィルタ１０７と、パワーアンプＰＡと、ローノイズアンプＬＮＡと、を備えている。なお、可変フィルタ回路５０’は、他の実施形態や変形例で示した可変フィルタ回路に変えてもよい。

アンテナチューナー１０４は、アンテナＡＮＴに接続され、アンテナＡＮＴで送受する送信信号および受信信号の周波数を調整する。可変フィルタ回路５０’は、分波回路１０５とアンテナチューナー１０４との間に接続されている。分波回路１０５は、アンテナチューナー１０４および可変フィルタ回路５０’を介してアンテナＡＮＴに接続され、送信信号と受信信号とを分波する。受信フィルタ１０７は、分波回路１０５とＲＦＩＣ１０２との間に接続され、分波回路１０５で分波された受信信号をフィルタリングしてローノイズアンプＬＮＡを介してＲＦＩＣ１０２に出力する。ローノイズアンプＬＮＡは、受信信号を増幅する。ＲＦＩＣ１０２は、入力される受信信号を受信信号処理するとともに、パワーアンプＰＡに送信信号を出力する。パワーアンプＰＡは、送信信号を増幅する。送信フィルタ１０６は、分波回路１０５とＲＦＩＣ１０２との間に接続され、パワーアンプＰＡを介して入力される送信信号をフィルタリングして分波回路１０５に出力する。

以上のように構成された通信装置１００では、パワーアンプＰＡにより送信信号が増幅される際に送信信号の高調波が生じるとともに、ローノイズアンプＬＮＡにより受信信号が増幅される際に受信信号の高調波が生じる。送信信号の高調波は、送信フィルタ１０６で殆ど減衰されることになるが、送信フィルタ１０６で十分に減衰させることができない高調波の成分は、可変フィルタ回路５０’が設けられていなければ、アンテナＡＮＴから放射され、各種の問題を生じさせる。また、受信信号の高調波も、受信フィルタ１０７で殆ど減衰されることになるが、受信フィルタ１０７で十分に減衰させきることができない高調波の成分は、可変フィルタ回路５０’が設けられていなければ、アンテナＡＮＴから放射され、各種の問題を生じさせる。

そこで、この通信装置１００では、アンテナチューナー１０４と分波回路１０５との間に、可変フィルタ回路５０’を設け、この可変フィルタ回路５０’で送信信号の高調波および受信信号の高調波を減衰させる。したがって、この通信装置１００によれば、送信信号や受信信号の高調波が、アンテナＡＮＴから放射されることを防ぐことができる。

そして、この通信装置１００では、可変フィルタ回路５０’において可変リアクタンス素子数が削減されることにより、可変フィルタ回路５０’の挿入損失を低減でき、可変フィルタ回路５０’を用いていても、パワーアンプＰＡの負荷を低減することができる。また、可変フィルタ回路５０’は小型に構成することができるために、可変フィルタ回路５０’が追加して設けられていても、システム全体の回路サイズが増大することを抑制できる。

以上の各実施形態や実施例に説明したように本発明は実施することができる。なお、本発明は、特許請求の範囲に記載に該当する構成であれば、上述の各実施形態や実施例で示した構成の他のどのような構成であっても実施することができる。例えば、可変インダクタンスは、可変容量に限られるものではなく、可変な誘導性リアクタンスを有する素子や回路とすることもできる。その場合には、直列リアクタンス素子や並列リアクタンス素子としては、固定の容量性リアクタンスを有する素子や回路を採用するとよい。

１０，３０，４０，５０，５０’…可変フィルタ回路
１１，１１Ａ，１１Ｃ，１１Ｅ，１１Ｇ…直列腕
１２，１２Ｂ，１２Ｄ，１２Ｆ，１２Ｈ…並列腕
２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄ…可変容量素子
２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄ…直列インダクタ
２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ，２４Ｄ…並列インダクタ
３１…入力段整合回路
３２…出力段整合回路
１００…通信装置
１０１…高周波モジュール回路
１０２…ＲＦＩＣ
１０３…ＢＢＩＣ
１０４…アンテナチューナー
１０５…分波回路
１０６…送信フィルタ
１０７…受信フィルタ
ＰＡ…パワーアンプ
ＬＮＡ…ローノイズアンプ

≪実施例４≫
次に、可変フィルタ回路１０の実施例４について説明する。図８（Ａ）は、可変フィルタ回路１０の実施例４に係る直列腕１１Ｇの回路図である。図８（Ｂ）は、可変フィルタ回路１０の実施例４に係る並列腕１２Ｈの回路図である。直列腕１１Ｇは、図５（Ａ）に示した実施例２にかかる直列腕１１Ｃと同じ構成である。並列腕１２Ｈ、図３（Ａ）に示した実施例１にかかる並列腕１２Ｂと同じ構成である。

図１２（Ａ）は、可変フィルタ回路４０’の基板構成例を示す模式図である。図１２（Ｂ）は、比較対象とする可変フィルタ回路４０’’の基板構成例を示す模式図である。図１２（Ｃ）は各可変フィルタ回路４０’，４０’’の通過特性を示す特性図である。

また、π型の回路構成で磁界結合を有する可変フィルタ回路５０’においては、磁界結合によって、直列インダクタ２３Ｂの回路定数を増加させることなく直列インダクタ２３Ｂと可変容量素子２２Ｂとの直列共振による減衰極を、より高周波側にシフトさせることができる。このようにしても、直列インダクタ２３Ｂの回路定数を増加させていないために、直列インダクタ２３Ｂによる損失が増加することはなく、可変フィルタ回路５０’における通過帯域を外れた周波数帯域での減衰性や急峻性を改善することが可能になる。

Claims (13)

1. 信号経路に対して直列に接続した複数の回路素子を備える直列腕と、
   前記信号経路とグランドとの間に接続した複数の回路素子を備える並列腕と、
   を備え、
   前記直列腕と前記並列腕とは、それぞれ、
   １つの可変リアクタンス素子と、
   前記可変リアクタンス素子に直列に接続されて前記可変リアクタンス素子と共振する直列リアクタンス素子と、
   前記可変リアクタンス素子に並列に接続されて前記可変リアクタンス素子と共振する並列リアクタンス素子と、
   を含み、
   前記直列腕と前記並列腕とのそれぞれにおいて、前記可変リアクタンス素子と前記並列リアクタンス素子とが共振する周波数は、前記可変リアクタンス素子と前記直列リアクタンス素子とが共振する周波数よりも低い周波数である、
   可変フィルタ回路。
2. 前記直列腕は、前記可変リアクタンス素子と前記並列リアクタンス素子との並列回路に対して、前記直列リアクタンス素子を直列に接続して構成されている、
   請求項１に記載の可変フィルタ回路。
3. 前記並列腕は、前記可変リアクタンス素子と前記直列リアクタンス素子との直列回路に対して、前記並列リアクタンス素子を並列に接続して構成されている、
   請求項１または請求項２に記載の可変フィルタ回路。
4. 前記可変リアクタンス素子は可変容量素子であり、
   前記直列リアクタンス素子および前記並列リアクタンス素子はインダクタである、
   請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
5. 前記並列腕の両側にそれぞれ接続される第１の前記直列腕と第２の前記直列腕とを備え、
   前記第１の直列腕の前記並列リアクタンス素子であるインダクタと、前記第２の直列腕の前記並列リアクタンス素子であるインダクタと、が磁界結合する、
   請求項４に記載の可変フィルタ回路。
6. 前記直列腕の両側にそれぞれ接続される第１の前記並列腕と第２の前記並列腕とを備え、
   前記第１の並列腕の前記直列リアクタンス素子であるインダクタと、前記第２の並列腕の前記直列リアクタンス素子であるインダクタと、が互いに磁界結合する、
   請求項４に記載の可変フィルタ回路。
7. 前記磁界結合するインダクタは、それぞれ、互いが接続される側の第１の実装端子と、回路入出力部に接続される側の第２の実装端子とを有するチップ部品であり、互いの第１の実装端子と第２の実装端子が近接して配置されている、請求項５または請求項６に記載の可変フィルタ回路。
8. 複数の前記直列腕を備える、
   請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
9. 複数の前記並列腕を備える、
   請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
10. 前記信号経路の入出力端に設けられて、前記入出力端からみた当該可変フィルタ回路の正規化インピーダンスを実質的に１に近づけた整合回路、
    を更に備える請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の可変フィルタ回路。
11. 請求項１〜１０のいずれかに記載の可変フィルタ回路と、
    アンテナに接続されるアンテナチューナーと、
    送信信号と受信信号とを分波する分波回路と、
    前記送信信号をフィルタリングして前記分波回路に出力する、送信フィルタと、
    前記分波回路で分波された前記受信信号をフィルタリングする、受信フィルタと、
    を備え、
    前記可変フィルタ回路は、前記分波回路と前記アンテナチューナーとの間に配置されている、
    高周波モジュール回路。
12. パワーアンプを更に備え、
    前記パワーアンプは、送信信号を増幅して前記送信フィルタに出力する、請求項１１に記載の高周波モジュール回路。
13. 請求項１１または請求項１２に記載の高周波モジュール回路と、
    ＲＦＩＣと、を備え、
    前記ＲＦＩＣは、前記パワーアンプに送信信号を出力する、請求項１２に記載の通信装置。

Images