CN107210721A - 可变滤波电路、高频模块电路、以及通信装置 - Google Patents

可变滤波电路、高频模块电路、以及通信装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种能对通频带的带宽以及中心频率进行控制，并能抑制可变电抗器的总数的可变滤波电路。可变滤波电路(10)包括：多个电路元件与信号路径串联连接而成的串联臂(11)；以及多个电路元件与所述信号路径并联连接而成的并联臂(12)，所述串联臂(11)与所述并联臂(12)分别包含：可变电抗元件；与所述可变电抗元件串联连接并进行谐振的串联电抗元件；以及与所述可变电抗元件并联连接并进行谐振的并联电抗元件。

Description

可变滤波电路、高频模块电路、以及通信装置
技术领域
本发明涉及能对通频带的中心频率与带宽进行频率调整的可变滤波电路。
背景技术
以往，提出了能对通频带的中心频率与带宽进行频率调整的可变滤波电路(例如参照专利文献1)。以往的可变滤波电路具有在输入输出端口间串并联连接了多个下述谐振电路的梯形的结构，该谐振电路由并联连接电感器与可变电容器来构成。该可变滤波电路中，对在输入输出端口间串联连接了多个电路元件的谐振电路(以下，称为串联臂。)的可变电容进行控制，从而能对通频带的中心频率进行调整。此外，对相对于输入输出端口并联连接了多个电路元件的谐振电路(以下，称为并联臂)的可变电容进行控制，从而能对设置于通频带的低频侧或高频侧附近的频率的衰减极进行调整。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2011-130083号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在现有的可变滤波电路中，需要多个电抗元件，该多个电抗元件用于实现在通频带的低频侧进行谐振的至少一个频率、在通频带内进行谐振的至少一个频率、以及在通频带的高频侧进行谐振的至少一个频率。作为用于对通频带的中心频率与带宽进行频率调整所需的最小结构单位，包含了至少3个可变电抗器。由于一般情况下可变电抗器与无源元件等相比尺寸较大，因此存在以下问题，即：可变电抗器的总数越大，则导致可变滤波电路的尺寸越大。此外，还存在以下问题，即：由于可变电抗器的总数较大，导致可变电抗器的控制变得复杂。
因此，本发明的目的在于提供一种能实现下述可变滤波电路的可变滤波电路、高频模块电路、以及通信装置，该可变滤波电路能用包含1个可变电抗器的1个串联臂与包含1个可变电抗器的1个并联臂来对通频带的中心频率以及带宽进行频率调整。更具体而言，本发明的目的在于提供一种可变滤波电路、高频模块电路、以及通信装置，其中，将最小结构单位所包含的可变电抗元件的总数设为2，从而与以往相比能降低可变电抗器的总数，并能对通频带的中心频率以及带宽进行频率调整。
解决技术问题的技术方案
本发明的可变滤波电路包括：串联臂，该串联臂具备与信号路径串联连接的多个电路元件；以及并联臂，该并联臂具备连接在所述信号路径与接地之间的多个电路元件，所述串联臂与所述并联臂分别包含：1个可变电抗元件；与所述可变电抗器并联连接并与所述可变电抗器进行谐振的并联电抗元件；以及与所述可变电抗器串联连接并与所述可变电抗器进行谐振的串联电抗元件。然后，在所述串联臂与所述并联臂的各个中，所述可变电抗元件与所述并联电抗元件谐振的频率是比所述可变电抗元件与所述串联电抗元件谐振的频率更低的频率。
该结构中，在并联臂的单体的通过特性中，能形成能利用可变电抗元件与并联电抗元件的谐振来进行频率调整的通频带，并能利用可变电抗元件与串联电抗元件的谐振在通频带的高频侧附近的频率处形成能进行频率调整的衰减极。此外，在串联臂的单体的通过特性中，能形成能利用可变电抗元件与串联电抗元件的谐振来进行频率调整的通频带，并能利用可变电抗元件与并联电抗元件的谐振在通频带的低频侧附近的频率处形成能进行频率调整的衰减极。
然后，在可变滤波电路整体的通过特性中，并联臂的通频带与串联臂的通频带相重叠的频带成为可变滤波电路整体的通频带。此外，在可变滤波电路整体的通过特性中，与串联臂的通频带相比位于低频侧的衰减极、以及与并联臂的通频带相比位于高频侧的衰减极分别成为衰减极，并能在通频带的低频侧与高频侧的双方得到陡峭的衰减特性。并且，通过控制串联臂与并联臂各自的可变电抗元件，从而能分别对通频带与2个衰减极进行频率调整，并能得到通频带的中心频率以及带宽可变的带通滤波特性。
优选所述串联臂构成为所述串联电抗元件串联连接至所述可变电抗元件与所述并联电抗元件的并联电路。
该结构中，在串联臂的单体的通过特性中，在通频带的高频侧附近的频带中，越是远离通频带则衰减量越是平缓地增加。因此，在可变滤波电路整体的通过特性中，能在与通频带相比更高频侧的宽频带中确保较大的衰减量。
优选所述并联臂构成为所述并联电抗元件并联连接至所述可变电抗元件与所述串联电抗元件的串联电路。
该结构中，在并联臂的单体的通过特性中，在通频带的低频侧附近的频带中，越是远离通频带则衰减量越是平缓地增加。因此，在可变滤波器的整体的通过特性中，能在与通频带相比更低频侧的宽频带中确保较大的衰减量。
优选所述可变电抗元件是可变电容元件，且所述串联电抗元件以及所述并联电抗元件是电感器。
该结构中，能用相对小型的元件分别实现可变电抗元件、串联电抗元件、以及并联电抗元件，从而作为电路整体能实现小型化。
优选具备分别连接在所述并联臂的两侧的第1所述串联臂与第2所述串联臂，且所述第1串联臂的所述并联电抗元件即电感器、与所述第2串联臂的所述并联电抗元件即电感器进行磁场耦合。
该结构中，能利用磁场耦合使串联臂的并联谐振的频率移动至低频侧，而不增加电感器的电感。由此，能防止损耗的增大，并进一步提高陡峭性、衰减性。
优选具备分别连接在所述串联臂的两侧的第1所述并联臂与第2所述并联臂，且所述第1并联臂的所述串联电抗元件即电感器、与所述第2并联臂的所述串联电抗元件即电感器彼此进行磁场耦合。
该结构中，能利用磁场耦合使并联臂的串联谐振的频率移动至高频侧，而不增加电感器的电感。由此，能防止损耗的增大，并进一步提高陡峭性、衰减性。
优选进行磁场耦合的所述电感器是分别具有位于彼此相连接一侧的第1安装端子、以及位于与电路输入输出部相连接一侧的第2安装端子的贴片元器件，且彼此的第1安装端子与第2安装端子接近配置。
该结构中，能抑制磁场耦合的2个电感器的互电容的影响，并能增强磁场耦合。
优选所述可变滤波电路还具备匹配电路，该匹配电路设置于所述信号路径的输入输出端，并使从所述输入输出端观察到的标准化阻抗在实质上接近1。
该结构中，能抑制可变滤波电路的输入输出端中的信号的反射，并能进一步改善可变滤波电路的通过特性。
所述可变滤波电路也可以具备多个所述串联臂。此外，所述可变滤波电路也可以具备多个所述并联臂。
上述结构中，能使多个串联臂、多个并联臂的特性重叠，从而能进一步改善可变滤波电路的通过特性。
此外，本发明所涉及的高频模块电路包括：上述可变滤波电路；天线调谐器；对发送信号与接收信号进行分波的分波电路；对所述发送信号进行滤波并输出至所述分波电路的发送滤波器；以及对由所述分波电路分波后的所述接收信号进行滤波的接收滤波器，所述可变滤波电路配置在所述分波电路与所述天线调谐器之间。该情况下，优选所述高频模块电路还具备功率放大器，所述功率放大器对发送信号进行放大并输出至所述发送滤波器。
此外，本发明所涉及的通信装置包括上述高频模块电路与RFIC，所述RFIC将发送信号输出至所述功率放大器。
发明效果
根据本发明，通过将最小结构单位所包含的可变电抗元件的总数设为2来构成能对通频带的中心频率以及带宽进行频率调整的可变滤波电路，从而能提供一种与以往相比降低可变电抗元件的总数，能抑制可变滤波电路的电路尺寸、控制的复杂性，并能对通频带的中心频率以及带宽进行频率调整的可变滤波电路、高频模块电路、以及通信装置。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的可变滤波电路的电路图。
图2是实施例1所涉及的串联臂的电路图以及特性图。
图3是实施例1所涉及的并联臂的电路图以及特性图。
图4是实施例1所涉及的可变滤波电路的特性图。
图5是实施例2所涉及的串联臂以及并联臂的电路图。
图6是实施例2所涉及的串联臂、并联臂、以及可变滤波电路的特性图。
图7是实施例3所涉及的串联臂与并联臂的电路图、以及可变滤波电路的特性图。
图8是实施例4所涉及的串联臂与并联臂的电路图、以及可变滤波电路的特性图。
图9是实施方式2所涉及的可变滤波电路的电路图。
图10是实施方式3所涉及的可变滤波电路的电路图以及特性图。
图11是对实施方式3中在串联臂之间产生磁场耦合的情况进行说明的电路图以及特性图。
图12是示出实施方式3中电路元件的结构例的示意图以及特性图。
图13是实施方式4所涉及的可变滤波电路的电路图。
图14是对实施方式4中在并联臂之间产生磁场耦合的情况进行说明的电路图以及特性图。
图15是实施方式5所涉及的通信装置的框图。
具体实施方式
《实施方式1》
图1是示出本发明实施方式1所涉及的可变滤波电路10的电路图。
可变滤波电路10包括：端口Pin、Pout、Pgnd；串联臂11；以及并联臂12。
端口Pin是可变滤波电路10的信号输入端。端口Pout是可变滤波电路10的信号输出端。端口Pgnd是可变滤波电路10的接地连接端。
串联臂11与并联臂12依次连接至端口Pin与端口Pout之间的信号路径。串联臂11包含串联插入在端口Pin与端口Pout之间的LC串并联连接电路。并联臂12包含串联连接在端口Pin与端口Pgnd之间的LC串并联连接电路。
串联臂11与并联臂12分别包含1个可变电抗元件、与可变电抗元件进行串联谐振的串联电抗元件、以及与可变电抗元件进行并联谐振的并联电抗元件，其详细情况将在后文阐述。即，串联臂11与并联臂12构成为分别具有串联谐振点与并联谐振点。因此，串联臂11及并联臂12各自的单体的通过特性分别具有能利用可变电抗元件的控制来进行频率调整的通频带与衰减极。
另一方面，可变滤波电路10整体的通过特性成为串联臂11的单体的通过特性与并联臂12的单体的通过特性重叠后的通过特性。具体而言，并联臂12的通频带与串联臂11的通频带相重叠的频带成为可变滤波电路10整体的通频带。此外，与串联臂11中的衰减极重叠的频带、以及与并联臂12中的衰减极重叠的频带分别成为可变滤波电路10的衰减极。
因此，本实施方式所涉及的可变滤波电路10在通过特性中具有通频带与2个衰减极，并通过分别对设置于串联臂11与并联臂12的总计2个可变电抗元件进行控制，从而能对通频带与2个衰减极进行频率调整。
《实施例1》
以下，对可变滤波电路10的更详细的实施例进行说明。
图2(A)是可变滤波电路10的实施例1所涉及的串联臂11A的电路图。
此处，串联臂11A包括可变电容元件22A、串联电感器23A、以及并联电感器24A。可变电容元件22A具有可变的容性电抗值。并联电感器24A与可变电容元件22A并联连接，并具有与可变电容元件22A的容性电抗进行谐振的感性电抗。串联电感器23A与并联电感器24A与可变电容元件22A的并联电路进行串联连接，并具有与可变电容元件22A的容性电抗进行谐振的感性电抗。上述并联电感器24A、可变电容元件22A、及串联电感器23A分别与可变滤波电路10的输入输出端间的信号路径进行串联连接。
图2(B)是例示出串联臂11A的单体的通过特性S21(A)的特性图。
该串联臂11A中，相对于可变电容元件22A与串联电感器23A的串联谐振频率fs(A)，可变电容元件22A与并联电感器24A的并联谐振频率fp(A)位于更低频侧。然后，在高频侧的串联谐振频率fs(A)下衰减量被抑制，在串联谐振频率fs(A)附近的频带中形成通频带。此外，在低频侧的并联谐振频率fp(A)下使信号的通过量极小化，在并联谐振频率fp(A)处形成衰减极。因此，在通过特性S21(A)中，能利用可变电容元件22A的控制来对串联谐振频率fs(A)和通频带、以及并联谐振频率fp(A)和衰减极进行频率调整。
图3(A)是可变滤波电路10的实施例1所涉及的并联臂12B的电路图。
此处，并联臂12B包括可变电容元件22B、串联电感器23B、以及并联电感器24B。可变电容元件22B具有可变的容性电抗值。串联电感器23B与可变电容元件22B串联连接，并具有与可变电容元件22B的容性电抗进行谐振的感性电抗。并联电感器24B与串联电感器23B与可变电容元件22B的串联电路进行并联连接，并具有与可变电容元件22B的容性电抗进行谐振的感性电抗。上述可变电容元件22B、串联电感器23B、及并联电感器24B分别与可变滤波电路10的输入输出端间的信号路径进行并联连接。
图3(B)是例示出并联臂12B的单体的通过特性S21(B)的特性图。
该并联臂12B中，相对于可变电容元件22B与串联电感器23B的串联谐振频率fs(B)，可变电容元件22B与并联电感器24B的并联谐振频率fp(B)位于更低频侧。然后，在低频侧的并联谐振频率fp(B)下衰减量被抑制，在并联谐振频率fp(B)附近的频带中形成通频带。此外，在高频侧的串联谐振频率fs(B)下使信号的通过量极小化，在串联谐振频率fs(B)处形成衰减极。因此，在通过特性S21(B)中，能利用可变电容元件22B的控制来对并联谐振频率fp(B)和通频带、以及串联谐振频率fs(B)和衰减极进行频率调整。
由于上述实施例1所涉及的串联臂11A以及并联臂12B依次插入至可变滤波电路10的信号路径，因此可变滤波电路10整体的通过特性成为使串联臂11A的通过特性与并联臂12B的通过特性重叠后而得的通过特性。
图4(A)及图4(B)是例示出使用实施例1所涉及的串联臂11A及并联臂12B时的可变滤波电路10的通过特性的特性图。
在可变滤波电路10的通过特性中，在串联臂11A的通频带与并联臂12B的通频带相重叠的频带中形成通频带。此外，利用串联臂11A在通频带的低频侧的频率fp(A)处形成可变滤波电路10的第1个衰减极，并利用并联臂12B在通频带的高频侧的频率fs(B)处形成可变滤波电路10的第2个衰减极。
可变滤波电路10的通频带形成在利用串联臂11A来形成衰减极的频率fp(A)的高频侧，并且形成在利用并联臂12B来形成衰减极的频率fs(B)的低频侧。因此，在可变滤波电路10整体的通过特性中，在通频带的低频侧与高频侧的双方形成衰减极，能实现在通频带的低频侧与高频侧的双方具有陡峭的衰减特性的带通滤波特性。然后，可变滤波电路10的通频带中，通过分别对总计2个的可变电容元件22A、22B进行控制，从而能独立地对通频带的高频侧的截止频率和衰减极、以及通频带的低频侧的截止频率和衰减极进行频率调整。因此，能对可变滤波电路10的通频带的中心频率以及带宽进行控制。
例如，分别对串联臂11A的可变电容元件22A与并联臂12B的可变电容元件22B进行调整，从而以相同的频率调整幅度对串联臂11A的并联谐振频率fp(A)与并联臂12B的串联谐振频率fs(B)进行调整。于是，如图4(A)所示，在可变滤波电路10整体的通过特性中，能以相同的频率调整幅度使通频带的低频侧的截止频率和衰减极、以及通频带的高频侧的截止频率和衰减极向相同的频率方向移动。由此，能在不改变通频带的带宽的情况下改变通频带的中心频率。
此外，通过仅对并联臂12B的可变电容元件22B进行控制而不对串联臂11A的可变电容元件22A进行控制，从而在不改变串联臂11A的并联谐振频率fp(A)的情况下对并联臂12B的串联谐振频率fs(B)进行频率调整。于是，如图4(B)所示，在可变滤波电路10整体的通过特性中，能在不改变通频带的低频侧的截止频率和衰减极的情况下，对通频带的高频侧的截止频率和衰减极进行频率调整。由此，能将通频带设为所希望的带宽。
《实施例2》
图5(A)是可变滤波电路10的实施例2所涉及的串联臂11C的电路图。
此处，串联臂11C包括可变电容元件22C、串联电感器23C、以及并联电感器24C。可变电容元件22C具有可变的容性电抗值。串联电感器23C与可变电容元件22C串联连接，并具有与可变电容元件22C的容性电抗进行谐振的感性电抗。并联电感器24C与可变电容元件22C与串联电感器23C的串联电路进行并联连接，并具有与可变电容元件22C的容性电抗进行谐振的感性电抗。上述并联电感器24C、可变电容元件22C、及串联电感器23C分别与可变滤波电路10的输入输出端间的信号路径进行串联连接。
图5(B)是可变滤波电路10的实施例2所涉及的并联臂12D的电路图。
此处，并联臂12D包括可变电容元件22D、串联电感器23D、以及并联电感器24D。可变电容元件22D具有可变的容性电抗值。并联电感器24D与可变电容元件22D并联连接，并具有与可变电容元件22D的容性电抗进行谐振的感性电抗。串联电感器23D与可变电容元件22D与并联电感器24D的并联电路进行串联连接，并具有与可变电容元件22D的容性电抗进行谐振的感性电抗。上述并联电感器24D、可变电容元件22D、及串联电感器23D分别与可变滤波电路10的输入输出端间的信号路径进行并联连接。
图6(A)是例示出串联臂11C的单体的通过特性S21(C)的特性图。另外，图6(A)中，为了进行比较，一并示出了实施例1所涉及的串联臂11A的通过特性S21(A)。
串联臂11C中，与实施例1的串联臂11A相同地，相对于可变电容元件22C与串联电感器23C的串联谐振频率fs(C)，可变电容元件22C与并联电感器24C的并联谐振频率fp(C)位于更低频侧。因此，在高频侧的串联谐振频率fs(C)附近的频带中形成通频带，并在低频侧的并联谐振频率fp(C)处形成衰减极。因此，在通过特性S21(A)中，能利用可变电容元件22C的控制来对高频侧的串联谐振频率fs(C)和通频带、以及低频侧的并联谐振频率fp(C)和衰减极进行频率调整。
图6(B)是例示出并联臂12D的单体的通过特性S21(D)的特性图。另外，图6(B)中，为了进行比较，一并示出了实施例1所涉及的并联臂12B的通过特性S21(B)。
并联臂12D中，与实施例1的并联臂12B相同地，相对于可变电容元件22D与串联电感器23D的串联谐振频率fs(D)，可变电容元件22D与并联电感器24D的并联谐振频率fp(D)位于更低频侧。因此，在低频侧的并联谐振频率fp(D)附近的频带中形成通频带，并在高频侧的串联谐振频率fs(D)处形成衰减极。因此，在通过特性S21(D)中，能利用可变电容元件22D的控制来对高频侧的串联谐振频率fs(D)和衰减极、以及低频侧的并联谐振频率fp(D)和通频带进行频率调整。
图6(C)是例示出使用实施例2所涉及的串联臂11C及并联臂12D时的可变滤波电路10的通过特性S21(CD)的特性图。另外，图6(C)中，为了进行比较，一并示出了实施例1所涉及的可变滤波电路10的通过特性S21(AB)。
在实施例2所涉及的通过特性中S21(CD)中，在串联臂11C的通频带与并联臂12D的通频带相重叠的频带中形成通频带。此外，利用串联臂11C在通频带的低频侧的频率fp(C)处形成可变滤波电路10的第1个衰减极，并利用并联臂12D在通频带的高频侧的频率fs(D)形成可变滤波电路10的第2个衰减极。因此，在该实施例2中，也能在通频带的低频侧与高频侧的双方中得到陡峭的衰减特性。然后，通过分别对总计2个的可变电容元件22C、22D进行控制，从而能独立地对通频带的高频侧的截止频率和衰减极、以及通频带的低频侧的截止频率和衰减极进行频率调整，并能对可变滤波电路10的通过特性的中心频率以及带宽进行控制。
此外，若比较实施例2所涉及的通过特性S21(CD)、与实施例1所涉及的通过特性S21(AB)，则在夹在2个衰减极之间的通频带中，插入损耗的最小值在实施例2所涉及的通过特性S21(CD)中比在实施例1所涉及的通过特性S21(AB)中更小。另一方面，从通频带偏离的通频带的高频侧以及低频侧的频带中的衰减性在实施例1所涉及的通过特性S21(AB)中比在实施例2所涉及的通过特性S21(CD)中更优异。因此，在可变滤波电路10中，从抑制通频带中的插入损耗的观点出发，优选采用实施例2所涉及的结构，从在偏离通频带的频带中确保较大的衰减性的观点出发，优选采用实施例1所涉及的结构。
《实施例3》
图7(A)是可变滤波电路10的实施例3所涉及的串联臂11E的电路图。图7(B)是可变滤波电路10的实施例3所涉及的并联臂12F的电路图。串联臂11E与图2(A)所示的实施例1所涉及的串联臂11A具有相同的结构。并联臂12F与图5(B)所示的实施例2所涉及的并联臂12D具有相同的结构。
图7(C)是例示出使用实施例3所涉及的串联臂11E及并联臂12F时的可变滤波电路10的通过特性S21(AD)的特性图。另外，图7(C)中，为了进行比较，一并示出了实施例1所涉及可变滤波电路10的通过特性S21(AB)、与实施例2所涉及的可变滤波电路10的通过特性S21(CD)。
在实施例3所涉及的可变滤波电路10的通过特性S21(AD)中，也能得到在通频带的低频侧附近的频率处形成有衰减极、并在通频带的高频侧附近的频率处也形成有衰减极的带通特性，依然，通过控制设置于串联臂11E及并联臂12F的可变电容元件22A、22D，从而能对通频带的中心频率及带宽进行调整。
此外，在实施例3所涉及的通过特性S21(AD)及实施例1所涉及的通过特性S21(AB)中，与实施例2所涉及的通过特性S21(CD)相比，从通频带向高频侧偏离的频带中的衰减性得到了大幅改善。由此，在可变滤波电路10中，从在比通频带更高频侧的频带中得到足够大的衰减量的观点出发，可以考虑优选采用实施例1及实施例3共通的结构，即以下结构：在串联臂11中，可变电容元件22A与并联电感器24A的并联电路与串联电感器23A串联连接。
《实施例4》
接着，对可变滤波电路10的实施例4进行说明。图8(A)是可变滤波电路10的实施例4所涉及的串联臂11G的电路图。图8(B)是可变滤波电路10的实施例4所涉及的并联臂12H的电路图。串联臂11G与图5(A)所示的实施例2所涉及的串联臂11C具有相同的结构。并联臂12H与图3(B)所示的实施例1所涉及的并联臂12B具有相同的结构。
图8(C)是例示出使用实施例4所涉及的串联臂11G及并联臂12H时的可变滤波电路10的通过特性S21(CB)的特性图。另外，图8(C)中，为了进行比较，一并示出了实施例1所涉及的可变滤波电路10的通过特性S21(AB)、与实施例2所涉及的可变滤波电路10的通过特性S21(CD)。
在实施例4所涉及的可变滤波电路10的通过特性S21(CB)中，也能得到在通频带的低频侧附近的频率处形成有衰减极、并在通频带的高频侧附近的频率处也形成有衰减极的带通特性，依然，通过控制设置于串联臂11G及并联臂12H的可变电容元件22C、22B，从而能对通频带的中心频率及带宽进行调整。
此外，在实施例4所涉及的通过特性S21(CB)及实施例1所涉及的通过特性S21(AB)中，与实施例2所涉及的通过特性S21(CD)相比，从通频带向低频侧偏离的频带中的衰减性得到了大幅改善。由此，在可变滤波电路10中，从在从通频带向低频侧偏移的频带中得到足够大的衰减量的观点出发，可以考虑优选采用实施例1及实施例4共通的结构，即以下结构：在并联臂12中，可变电容元件与串联电感器的串联电路与并联电感器并联连接。
《实施方式2》
接着对本发明实施方式2所涉及的可变滤波电路进行说明。图9是本发明实施方式2所涉及的可变滤波电路30的电路图。
可变滤波电路30包括串联臂11、并联臂12、输入级匹配电路31、以及输出级匹配电路32。串联臂11与并联臂12具有与实施方式1相同的结构。输入级匹配电路31设置在并联臂12与输入端口Pin之间。输入级匹配电路31具有使从输入端口Pin观察到的可变滤波电路30的标准化阻抗接近1的功能。输出级匹配电路32设置在串联臂11与输出端口Pout之间。输出级匹配电路32具有使从输出端口Pout观察到的可变滤波电路30的标准化阻抗接近1的功能。另外，此处，输出级匹配电路32也构成为LC并联谐振电路，兼具在可变滤波电路30的通过特性上形成固定于规定频率的衰减极的功能。
本实施方式所涉及的可变滤波电路30通过如上所述那样具备输入级匹配电路31与输出级匹配电路32，能抑制输入端口Pin以及输出端口Pout中的反射，从而能实现更为良好的通过特性。
《实施方式3》
接着对本发明实施方式3所涉及的可变滤波电路进行说明。图10(A)是本发明实施方式3所涉及的可变滤波电路40的电路图。
可变滤波电路40具有包括串联臂11、11’及并联臂12的T型的电路结构。串联臂11与并联臂12具有与实施方式1相同的结构。串联臂11’与串联臂11具有相同的结构，设置在并联臂12与输入端口Pin之间。如该可变滤波电路40所示那样，也可以具备多个串联臂来构成本发明的可变滤波电路。
图10(B)是例示出可变滤波电路40的通过特性的特性图。通过如可变滤波电路40所示那样具备多个串联臂，从而能将尺寸确保为小型，并能在从通频带偏离的频带中确保更大的衰减量。
《变形例》
此处，对在该实施方式3的T型的电路结构中，使串联臂11、11’的并联电感器间进行磁场耦合的情况进行说明。以下，将在该T型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路设为“可变滤波电路40’”。
图11(A)是示出可变滤波电路40’的电路结构例的电路图。串联臂11、11’分别具有与图2(A)所示的串联臂11A相同的电路结构。并联臂12与图3(A)所示的并联臂12B具有相同的电路结构。
在可变滤波电路40’中，对于隔着并联臂12分别连接在两侧的2个串联臂11、11’(第1串联臂以及第2串联臂)各自所具备的并联电感器24A，其各自所产生的磁场与另一个并联电感器24A重叠，两个并联电感器24A进行磁场耦合以使得彼此的电感提高。另外，优选该磁场耦合的磁场耦合系数KM例如为|KM|≤0.1。以下，对|KM|＝0.05的情况进行说明。
图11(B)是例示出可变滤波电路40’的通过特性S21(40’)的特性图。另外，图11(B)中，用虚线示出了将中心频率调整至高频侧时的可变滤波电路40’的通过特性。此外，图11(B)中，为了进行比较，用点划线示出了表示没有磁场耦合时的可变滤波电路40的通过特性S21(40)。
在T型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路40’的通过特性S21(40’)中，也能得到在通频带的低频侧附近的频率处形成有衰减极、并在通频带的高频侧附近的频率处也形成有衰减极的带通特性，依然，通过控制设置于串联臂11、11’及并联臂12的可变电容元件22A、22B，从而能对通频带的中心频率及带宽进行调整。
此外，在T型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路40’中，利用磁场耦合，在不增加并联电感器24A的电路常数的情况下，能使利用并联电感器24A与可变电容元件22A的并联谐振形成的衰减极偏移至更低频侧。即使这样，由于没有使并联电感器24A的电路常数增加，因此不会增加因并联电感器24A而引起的损耗，从而能改善在偏离于可变滤波电路40’的通频带的频带中的衰减性、陡峭性。
实际上，在图11(B)所示的示例中，在T型的电路结构中具有磁场耦合的通过特性S21(40’)中，与在T型的电路结构中没有磁场耦合的通过特性S21(40)相比，从通频带向低频侧偏离的频带中的衰减性得到了大幅改善。此外，在T型的电路结构中具有磁场耦合的通过特性S21(40’)中，与在T型的电路结构中没有磁场耦合的通过特性S21(40)相比，通频带的低频侧附近的频带中的陡峭性得到了大幅改善。
由此，在包含T型的电路结构的可变滤波电路中，在隔着并联臂12分别在两侧连接2个串联臂11、11’(第1串联臂以及第2串联臂)的情况下，通过使2个串联臂11、11’各自的并联电感器24A间进行磁场耦合，从而能改善偏离于通频带的频带中的衰减性与陡峭性，而不使电路结构的尺寸变大。
此处，例示出用于更好地实现这样的磁场耦合的可变滤波电路40’的具体的基板布局并进行说明。
图12(A)是示出可变滤波电路40’的基板结构例的示意图。图12(A)是示出作为比较对象的可变滤波电路40”的基板结构例的示意图。图12(C)是示出各可变滤波电路40’、40”的通过特性的特性图。
在各可变滤波电路40’、40”中，串联臂11、11’的2个可变电容元件22A、并联臂12的可变电容元件22B、以及串联臂11、11’的2个并联电感器24A分别构成贴片元器件，并表面安装或内置于基板。此外，串联臂11、11’的2个串联电感器23A、并联臂12的串联电感器23B(未图示)以及并联电感器24B(未图示)分别作为分布常数(线路)构成于基板。
由此实现各电路元件的情况下，由于磁场耦合的2个并联电感器24A由2个贴片元器件构成，与分别由分布常数构成的情况相比，提高了并联电感器24A的Q值。由此，能提高使2个并联电感器24A进行磁场耦合而得到的陡峭性的改善效果。
此外，在磁场耦合的2个并联电感器24A由2个贴片元器件构成的情况下，将上述贴片元器件彼此配置为尽可能接近且相互平行，从而能增强磁场耦合。其中，在这样配置的情况下，优选将上述贴片元器件彼此反向配置。
具体而言，在可变滤波电路40’、40”中，构成串联臂11、11’的2个并联电感器24A的2个贴片元器件分别包括第1安装端子P1与第2安装端子P2。第1安装端子P1是构成2个并联电感器24A的2个贴片元器件彼此相连接一侧的安装端子。第2安装端子P2是构成2个并联电感器24A的2个贴片元器件分别连接至端口Pin或端口Pout一侧的安装端子。
在可变滤波电路40’中，将串联臂11的并联电感器24A与串联臂11’的并联电感器24A反向配置，使得串联臂11的第1安装端子P1和第2安装端子P2分别与串联臂11’的第2安装端子P2和第1安装端子P1相邻。另一方，在可变滤波电路40”中，将串联臂11的并联电感器24A与串联臂11’的并联电感器24A同向配置，使得串联臂11的第1安装端子P1与串联臂11’的第1安装端子P1彼此相邻、且串联臂11的第2安装端子P2与串联臂11’的第2安装端子P2彼此相邻。
在可变滤波电路40’与可变滤波电路40”两者中，均不仅在并联电感器24A间产生互电感M，还在各个相邻的安装端子P1、P2之间产生互电容C。
然而，由于可变滤波电路40’中产生的互电容C是在2个并联电感器24A的安装端子P1与安装端子P2之间产生的，因此与各并联电感器24A并联连接。该情况下，互电容C给磁场耦合带来的影响较小，如图12(C)所示，与之前图11(B)中所示的通过特性S21(40’)相同地，在通频带的低频侧衰减性与陡峭性得到改善。
另一方面，由于可变滤波电路40”中产生的互电容C是在2个并联电感器24A的安装端子P2彼此之间产生的，因此与互电感M并联连接。该情况下，互电容C给磁场耦合带来的影响较大，如图12(C)所示，通过特性S21(40”)产生较大劣化。
因此，在使2个并联电感器24A间进行磁场耦合时，优选不使2个并联电感器24A各自的安装端子中端口Pin、Pout侧的第2安装端子P2彼此接近。
另外，对于作为分布常数电路而设置的其他电路元件，优选为形成在远离构成2个并联电感器24A的2个贴片元器件的部位，从而抑制与并联电感器24A的耦合。此外，上述其他电路元件也可以设置为隔着设置在基板内部的接地电极与并联电感器24A相对，由此抑制与并联电感器24A的耦合。
《实施方式4》
接着对本发明实施方式4所涉及的可变滤波电路进行说明。图13是本发明实施方式4所涉及的可变滤波电路50的电路图。
可变滤波电路50具有包括串联臂11与并联臂12、12’的π型的电路结构。串联臂11与并联臂12具有与实施方式1相同的结构。并联臂12’与并联臂12具有相同的结构，连接在串联臂11与输出端口Pout之间。如该可变滤波电路50所示那样，也可以具备多个并联臂来构成本发明的可变滤波电路。
《变形例》
此处，对在该实施方式4的π型的电路结构中，使并联臂12、12’的串联电感器间进行磁场耦合的情况进行说明。以下，将在π型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路设为“可变滤波电路50’”。
图14(A)是示出可变滤波电路50’的电路结构例的电路图。串联臂11具有与图2(A)所示的串联臂11A相同的电路结构。并联臂12、12’与图3(A)所示的并联臂12B具有相同的电路结构。
在可变滤波电路50’中，对于隔着串联臂11分别连接在两侧的2个并联臂12、12’(第1并联臂以及第2并联臂)各自所具备的串联电感器23B，其各自所产生的磁场中与另一个串联电感器23B重叠，两个串联电感器23B进行磁场耦合以使得彼此的电感提高。另外，优选该磁场耦合的磁场耦合系数KM例如也为|KM|≤0.1。以下，对|KM|＝0.05的情况进行说明。
图14(B)是例示出可变滤波电路50’的通过特性21(50’)的特性图。另外，图14(B)中，用虚线示出了将中心频率调整至高频侧时的可变滤波电路50’的通过特性。此外，图14(B)中，为了进行比较，用点划线示出了在上述T型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路40’的通过特性S21(40’)。
在π型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路50’的通过特性S21(50’)中，也能得到在通频带的低频侧附近的频率处形成有衰减极、并在通频带的高频侧附近的频率处也形成有衰减极的带通特性，依然，通过控制设置于并联臂12、12’及串联臂11的可变电容元件22A、22B，从而能对通频带的中心频率及带宽进行调整。
此外，在π型的电路结构中具有磁场耦合的可变滤波电路50’中，利用磁场耦合，在不增加串联电感器23B的电路常数的情况下能使利用串联电感器23B与可变电容元件22A的串联谐振形成的衰减极偏移至更高频侧。即使这样，由于没有使串联电感器23B的电路常数增加，因此不会增加因串联电感器23B而引起的损耗，从而能改善在偏离于可变滤波电路50’的通频带的频带中的衰减性、陡峭性。
实际上，在图14(B)所示的示例中，在π型的电路结构中具有磁场耦合的通过特性S21(50’)中，与在T型的电路结构中具有磁场耦合的通过特性S21(40’)相比，从通频带向高频侧偏离的频带中的衰减性得到了更大幅的改善。此外，在π型的电路结构中具有磁场耦合的通过特性S21(50’)中，与在T型的电路结构中具有磁场耦合的通过特性S21(40’)相比，通频带的高频侧附近的频带中的陡峭性得到了更大幅的改善。
由此，在包含π型的电路结构的可变滤波电路中，在隔着串联臂11并分别在两侧连接2个并联臂12、12’(第1并联臂以及第2并联臂)的情况下，通过使2个并联臂12、12’各自的并联电感器23B间进行磁场耦合，从而能改善在偏离于通频带的频带中的衰减量与陡峭性，而不使电路结构的尺寸变大。
另外，在该可变滤波电路50’中，也与之前图12中所示的基板布局相同地，优选不使2个串联电感器23B各自的安装端子中端口Pin、Pout侧的第2安装端子P2彼此接近。
《实施方式5》
接着对本发明实施方式5所涉及的通信装置以及高频模块电路进行说明。图15是本发明的实施方式5所涉及的通信装置100的框图。
此处，通信装置100兼用作蜂窝电话(800MHz频带)用途与WLAN(2.5GHz频带)用途。该通信装置100包括高频模块电路101、RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit：射频集成电路)102、以及BBIC(Base Band Integrated Circuit：基带集成电路)103。BBIC103将基带信号输出给RFIC102。RFIC102基于基带信号，进行发送信号处理与接收信号处理。高频模块电路101对发送信号与接收信号进行分波。
高频模块电路101包括上述可变滤波电路50’、天线调谐器104、分波电路105、发送滤波器106、接收滤波器107、功率放大器PA、以及低噪声放大器LNA。另外，也能将可变滤波电路50’变更为其他实施方式或变形例中所示的可变滤波电路。
天线调谐器104与天线ANT相连接，并对用天线ANT进行收发的发送信号以及接收信号的频率进行调整。可变滤波电路50’连接在分波电路105与天线调谐器104之间。分波电路105经由天线调谐器104以及可变滤波电路50’与天线ANT相连接，并对发送信号与接收信号进行分波。接收滤波器107连接在分波电路105与RFIC102之间，对由分波电路105分波后的接收信号进行滤波，并经由低噪声放大器LNA输出至RFIC102。低噪声放大器LNA对接收信号进行放大。RFIC102对输入的接收信号进行接收信号处理，并将发送信号输出至功率放大器PA。功率放大器PA对发送信号进行放大。发送滤波器106连接在分波电路105与RFIC102之间，对经由功率放大器PA输入的发送信号进行滤波并输出至分波电路105。
如上述那样构成的通信装置100中，在利用功率放大器PA对发送信号进行放大时产生发送信号的高次谐波，且在利用低噪声放大器LNA对接收信号进行放大时产生接收信号的高次谐波。发送信号的高次谐波大部分在发送率滤波器106中衰减，然而对于无法在发送滤波器106中充分衰减的高次谐波的分量，若没有设置可变滤波电路50’，则会从天线ANT辐射，并产生各种问题。此外，接收信号的高次谐波大部分也在接收滤波器107中衰减，然而对于无法在接收滤波器107中充分衰减的高次谐波的分量，若没有设置可变滤波电路50’，则会从天线ANT辐射，并产生各种问题。
因此，在该通信装置100中，在天线调谐器104与分波电路105之间设置可变滤波电路50’，用该可变滤波电路50’使发送信号的高次谐波以及接收信号的高次谐波衰减。因此，根据该通信装置100，能防止发送信号、接收信号的高次谐波从天线ANT辐射的情况。
并且，该通信装置100中，由于在可变滤波电路50’中削减了可变电抗元件数，因此能降低可变滤波电路50’的插入损耗，即使使用了可变滤波电路50’，也能降低功率放大器PA的负载。此外，由于能使可变滤波电路50’的结构小型化，因此即使追加设置了可变滤波电路50’，也能抑制系统整体的电路尺寸的增大。
能如以上各实施方式或实施例所说明的那样实施本发明。另外，只要是符合权利要求书所记载的结构，即使是上述各实施方式或实施例所示的结构以外的任意结构，也能实施本发明。例如，可变电感并不限于可变电容，也可以设为具有可变的感性电抗的元件或电路。该情况下，作为串联电抗元件或并联电抗元件，可以采用具有固定的容性电抗的元件或电路。
标号说明
10、30、40、50、50’ 可变滤波电路
11、11A、11C、11E、11G 串联臂
12、12B、12D、12F、12H 并联臂
22A、22B、22C、22D 可变电容元件
23A、23B、23C、23D 串联电感器
24A、24B、24C、24D 并联电感器
31 输入级匹配电路
32 输出级匹配电路
100 通信装置
101 高频模块电路
102 RFIC
103 BBIC
104 天线调谐器
105 分波电路
106 发送滤波器
107 接收滤波器
PA 功率放大器
LNA 低噪声放大器

Claims (13)

1.一种可变滤波电路，其特征在于，包括：
串联臂，该串联臂具备与信号路径串联连接的多个电路元件；以及
并联臂，该并联臂具备连接在所述信号路径与接地之间的多个电路元件，
所述串联臂与所述并联臂分别包含：
1个可变电抗元件；
串联电抗元件，该串联电抗元件与所述可变电抗元件串联连接并与所述可变电抗元件进行谐振；以及
并联电抗元件，该并联电抗元件与所述可变电抗元件并联连接并与所述可变电抗元件进行谐振，
在所述串联臂与所述并联臂的各个中，所述可变电抗元件与所述并联电抗元件谐振的频率是比所述可变电抗元件与所述串联电抗元件谐振的频率更低的频率。
2.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述串联臂构成为所述串联电抗元件串联连接至所述可变电抗元件与所述并联电抗元件的并联电路。
3.如权利要求1或2所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述并联臂构成为所述并联电抗元件并联连接至所述可变电抗元件与所述串联电抗元件的串联电路。
4.如权利要求1至3的任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述可变电抗元件是可变电容元件，
所述串联电抗元件以及所述并联电抗元件是电感器。
5.如权利要求4所述的可变滤波电路，其特征在于，
具备分别连接在所述并联臂的两侧的第1所述串联臂与第2所述串联臂，
所述第1串联臂的所述并联电抗元件即电感器、与所述第2串联臂的所述并联电抗元件即电感器进行磁场耦合。
6.如权利要求4所述的可变滤波电路，其特征在于，
具备分别连接在所述串联臂的两侧的第1所述并联臂与第2所述并联臂，
所述第1并联臂的所述串联电抗元件即电感器、与所述第2并联臂的所述串联电抗元件即电感器彼此进行磁场耦合。
7.如权利要求5或6所述的可变滤波电路，其特征在于，
进行磁场耦合的所述电感器是分别具有位于彼此相连接一侧的第1安装端子、以及位于与电路输入输出部相连接一侧的第2安装端子的贴片元器件，且彼此的第1安装端子与第2安装端子接近配置。
8.如权利要求1至4的任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，
具备多个所述串联臂。
9.如权利要求1至4的任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，
具备多个所述并联臂。
10.如权利要求1至9的任一项所述的可变滤波电路，其特征在于，
还具备匹配电路，该匹配电路设置于所述信号路径的输入输出端，并使从所述输入输出端观察到的该可变滤波电路的标准化阻抗在实质上接近1。
11.一种高频模块电路，其特征在于，包括：
如权利要求1至10的任一项所述的可变滤波电路；
与天线相连接的天线调谐器；
对发送信号与接收信号进行分波的分波电路；
对所述发送信号进行滤波并输出至所述分波电路的发送滤波器；以及
对由所述分波电路分波后的所述接收信号进行滤波的接收滤波器，
所述可变滤波电路配置在所述分波电路与所述天线调谐器之间。
12.如权利要求11所述的高频模块电路，其特征在于，
还具备功率放大器，
所述功率放大器对发送信号进行放大并输出至所述发送滤波器。
13.如权利要求12所述的通信装置，其特征在于，包括：
如权利要求11或12所述的高频模块电路；以及
RFIC，
所述RFIC将发送信号输出至所述功率放大器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107947752A (zh) * 2017-12-29 2018-04-20 中国电子科技集团公司第四十三研究所 一种带通滤波器

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018043206A1 (ja) * 2016-09-05 2018-03-08 株式会社村田製作所 Ｌｃフィルタ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2019102830A1 (ja) * 2017-11-22 2019-05-31 株式会社村田製作所 バンドパスフィルタ
WO2019107081A1 (ja) 2017-11-30 2019-06-06 株式会社村田製作所 フィルタ回路、フィルタ回路素子および合分波器
JP7068902B2 (ja) * 2018-04-09 2022-05-17 太陽誘電株式会社 マルチプレクサ
EP3982480A4 (en) 2019-06-27 2022-05-25 Huawei Technologies Co., Ltd. COST-EFFECTIVE FILTER
JPWO2023080009A1 (zh) * 2021-11-02 2023-05-11
CN114244308B (zh) * 2021-12-27 2022-12-16 苏州芈图光电技术有限公司 100kHz～100GHz的片内集成电容DC耦合的电路

Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4453145A (en) * 1982-04-10 1984-06-05 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh Band pass filter
JPS60158711A (ja) * 1984-01-27 1985-08-20 Mitsubishi Electric Corp 帯域フイルタ装置
JP2001024463A (ja) * 1999-07-05 2001-01-26 Murata Mfg Co Ltd 帯域阻止フィルタ、受信モジュール及び携帯無線機
CN1372378A (zh) * 2001-02-27 2002-10-02 松下电器产业株式会社 滤波器
US20040066236A1 (en) * 2002-05-31 2004-04-08 Ryuichi Fujimoto Variable inductor, oscillator including the variable inductor and radio terminal comprising this oscillator, and amplifier including the variable inductor and radio terminal comprising this amplifier
US20060199549A1 (en) * 2005-03-02 2006-09-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Common antenna apparatus
CN101467349A (zh) * 2006-06-12 2009-06-24 株式会社村田制作所 弹性波分波器
JP2010056735A (ja) * 2008-08-27 2010-03-11 Renesas Technology Corp 分波器、半導体集積回路装置および通信用携帯端末
US20120275074A1 (en) * 2011-04-29 2012-11-01 International Business Machines Corporation Esd protection device
US20130027154A1 (en) * 2011-07-28 2013-01-31 Hsin-Ta Wu Filter capable of adjusting frequency response
CN103036321A (zh) * 2012-12-31 2013-04-10 清华大学 基于滤波器设计原理的磁谐振耦合无线能量传输系统
US20130187712A1 (en) * 2012-01-23 2013-07-25 Qualcomm Incorporated Impedance matching circuit with tunable notch filters for power amplifier
CN103296989A (zh) * 2013-05-06 2013-09-11 南京航空航天大学 谐振电感分段串联电容谐振电路
CN103441316A (zh) * 2013-08-01 2013-12-11 南京理工大学 具有幅度均衡功能的微型带通滤波器
CN103650340A (zh) * 2011-07-07 2014-03-19 富士通株式会社 可调滤波器装置以及通信装置
CN203522667U (zh) * 2013-10-29 2014-04-02 成都九华圆通科技发展有限公司 滤波参数可调的高通滤波器
CN103905010A (zh) * 2012-12-27 2014-07-02 瑞萨电子株式会社 半导体装置以及滤波器电路的调整方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3718874A (en) * 1970-12-29 1973-02-27 Sossen E Etched inductance bandpass filter
US4901043A (en) 1987-07-02 1990-02-13 Andrew F. Tresness Compact filter having a multi-compartment housing
US5202656A (en) * 1991-10-22 1993-04-13 Eagle Comtronics, Inc. Frequency shifting tuning process and filter structure
JPH06224644A (ja) 1993-01-25 1994-08-12 Nec Corp 半導体装置
SE508512C2 (sv) 1997-02-14 1998-10-12 Ericsson Telefon Ab L M Dubbelpolariserad antennanordning
SE508506C2 (sv) 1997-02-25 1998-10-12 Ericsson Telefon Ab L M Anordning och förfarande vid telekommunikation
MY128729A (en) * 1997-02-25 2007-02-28 Ericsson Telefon Ab L M Device and process for telecommunication
JP4655038B2 (ja) 2004-03-16 2011-03-23 日本電気株式会社 フィルタ回路
US7339446B2 (en) * 2005-06-16 2008-03-04 Intel Corporation Tunable resonator with MEMS element
JP2010154232A (ja) * 2008-12-25 2010-07-08 Alps Electric Co Ltd 周波数可変フィルタ回路
JP2011130083A (ja) 2009-12-16 2011-06-30 Mitsubishi Electric Corp 可変フィルタ
JP6033667B2 (ja) * 2012-12-21 2016-11-30 シャープ株式会社 アンテナ特性チューニングシステム

Patent Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4453145A (en) * 1982-04-10 1984-06-05 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh Band pass filter
JPS60158711A (ja) * 1984-01-27 1985-08-20 Mitsubishi Electric Corp 帯域フイルタ装置
JP2001024463A (ja) * 1999-07-05 2001-01-26 Murata Mfg Co Ltd 帯域阻止フィルタ、受信モジュール及び携帯無線機
CN1372378A (zh) * 2001-02-27 2002-10-02 松下电器产业株式会社 滤波器
US20040066236A1 (en) * 2002-05-31 2004-04-08 Ryuichi Fujimoto Variable inductor, oscillator including the variable inductor and radio terminal comprising this oscillator, and amplifier including the variable inductor and radio terminal comprising this amplifier
US20060199549A1 (en) * 2005-03-02 2006-09-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Common antenna apparatus
CN101467349A (zh) * 2006-06-12 2009-06-24 株式会社村田制作所 弹性波分波器
JP2010056735A (ja) * 2008-08-27 2010-03-11 Renesas Technology Corp 分波器、半導体集積回路装置および通信用携帯端末
US20120275074A1 (en) * 2011-04-29 2012-11-01 International Business Machines Corporation Esd protection device
CN103650340A (zh) * 2011-07-07 2014-03-19 富士通株式会社 可调滤波器装置以及通信装置
US20130027154A1 (en) * 2011-07-28 2013-01-31 Hsin-Ta Wu Filter capable of adjusting frequency response
US20130187712A1 (en) * 2012-01-23 2013-07-25 Qualcomm Incorporated Impedance matching circuit with tunable notch filters for power amplifier
CN103905010A (zh) * 2012-12-27 2014-07-02 瑞萨电子株式会社 半导体装置以及滤波器电路的调整方法
CN103036321A (zh) * 2012-12-31 2013-04-10 清华大学 基于滤波器设计原理的磁谐振耦合无线能量传输系统
CN103296989A (zh) * 2013-05-06 2013-09-11 南京航空航天大学 谐振电感分段串联电容谐振电路
CN103441316A (zh) * 2013-08-01 2013-12-11 南京理工大学 具有幅度均衡功能的微型带通滤波器
CN203522667U (zh) * 2013-10-29 2014-04-02 成都九华圆通科技发展有限公司 滤波参数可调的高通滤波器

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HSIN-CHIA LU: "Coupling coefficient improvement for inductor coupled vertical interconnect in 3D IC die stacking", 《2009 59TH ELECTRONIC COMPONENTS AND TECHNOLOGY CONFERENCE》 *
钱照明等: "电力电子装置电磁兼容研究最新进展", 《电工技术学报》 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107947752A (zh) * 2017-12-29 2018-04-20 中国电子科技集团公司第四十三研究所 一种带通滤波器

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Publication number Publication date
WO2016125515A1 (ja) 2016-08-11
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