JPWO2014054786A1 - 送信装置、及び送信方法 - Google Patents

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Abstract

送信装置は、２以上の周波数帯の入力信号を生成し、出力する信号発生器と、入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器と、増幅信号から、周波数毎の分波信号を出力する分波器と、分波信号のうち、第１の周波数の信号に基づいて、データを送信するデータ送信器と、分波信号のうち、第２の周波数の信号を再生電力に変換し、再生電力を出力する電力再生器と、再生電力と、電圧源の出力する電源電力と、を合成電力として合成し、合成電力を、電力増幅器に入力する電力合成器と、を備える。

Description

［関連出願についての記載］
本発明は、日本国特許出願：特願２０１２−２２３１８３号（２０１２年１０月０５日出願）に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
本発明は、送信装置、及び送信方法に関する。特に、複数の帯域のＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する送信装置、及び送信方法に関する。
無線通信機に用いられる送信用の電力増幅器は、無線通信機の構成要素の中でも特に電力を消費する。そのため、電力増幅器（Power Amplifier、ＰＡ）の消費電力の低減が、無線通信機開発の重要課題とされている。
近年の通信規格は、スペクトル効率改善のために線形変調方式が主流になっている。線形変調方式では、信号振幅は時間的な変動を示す。信号振幅が一定の周波数変調方式と異なり、線形変調方式では送信する信号の歪に対する要求が厳しい。この対策として、送信信号の瞬時最大出力（ピーク）電力が電力増幅器の飽和出力以下になるように、送信信号の平均出力電力を低い値に設定する事で、送信信号の歪を低く抑える事ができる。
しかしながら一般に、平均出力電力を飽和出力電力から低い比率に下げるほど（バックオフ量を取るほど）、電力増幅器の電力効率が低下する。電力増幅器の電力効率は、電力増幅器から出力される送信電力と、電源から電力増幅器に供給される電力（消費電力）の比率で定められる。電力効率の低下は、所望の送信電力に比べて消費電力を不要に増加させる。そこで、バックオフ量を取った場合においても、電力増幅器の消費電力を抑制する手法が開発されている。
線形変調信号の振幅の時間変動によらず、電力増幅器の電力効率を高く維持し、電力増幅器の消費電力を抑制する手法の一例が、特許文献１において開示されている。図３０は、特許文献１に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図３０の送信装置では、直列並列変換器１２と、フィルタ１３及び１４と、演算回路１５を介して、端子１１に入力された線形変調信号を、２つの周波数変調信号Ｖ１及びＶ２に変換する。周波数変調信号Ｖ１及びＶ２は、それぞれ電力増幅器１６及び１７に入力される。周波数変調信号Ｖ１及びＶ２の振幅は時間変動しない一定値であるため、電力増幅器１６及び１７はバックオフを取る必要がなく、高い電力効率が維持される。電力増幅器１６及び１７で増幅及び出力された周波数変調信号Ｓ１及びＳ２は、端子２及び３を経由して電力合成器１８に入力される。電力合成器１８は、信号Ｓ１及びＳ２を合成し、端子１１に入力された線形変調信号の増幅信号を再生して端子４及び負荷９に出力する。
電力合成器１８において、周波数変調信号Ｓ１及びＳ２の差分信号が端子５に出力される。通常の場合、端子５は抵抗によって終端され、差分信号の電力は抵抗終端によって損失となる。そこで、図３０の方式では、端子５の先に、整流回路２０とフィルタ１９及び２１を設置し、端子５に出力された差分信号を直流電力に変換し、端子２２に出力する。端子２２に出力された直流電力は、電力増幅器１６及び１７への供給電力として再利用する事で、無駄な電力消費が抑制される。上記の手法により、ＰＡの省電力化が実現されている。
また、線形変調信号の振幅の時間変動によらず、電力増幅器の電力効率を高く維持し、電力増幅器の消費電力を抑制する手法の一例が、特許文献２において開示されている。図３１は、特許文献２に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。
図３１の送信装置では、信号生成部３１と角度変調部３２において、送信信号から振幅成分を除いた位相変調信号が生成され、位相変調信号は方向性結合器６１を経由して電力増幅器５５１及び５５２に入力される。位相変調信号は振幅一定であるため、電力増幅器５５１及び５５２はバックオフを取る必要がなく、高い電力効率が維持される。また、送信信号から位相成分を除いた振幅信号が、可変利得増幅器２８及びレギュレータ３４において増幅され、振幅信号は電力増幅器５５１及び５５２の電源端子に入力される。電力増幅器５５１及び５５２には、位相変調信号が入力され、かつ電源端子が振幅信号により変調されるため、振幅成分と位相成分を備えた送信信号が再生され、方向性結合器６２を経由して出力端子３７へと出力される。送信信号電力が大きい場合は、スイッチ５３をオンにする事で電力増幅器５５１に電力を供給し、電力増幅器５５１及び５５２をともに動作させる。また、送信信号電力が小さい場合は、スイッチ５３をオフにする事で電力増幅器５５１への電力供給を止め、電力増幅器５５２を動作させる事で、省電力化が図られる。
図３１の送信装置では、電力増幅器５５１及び５５２の出力の差分信号が、方向性結合器６２から電力再利用部６３へ出力される。通常、電力増幅器５５１及び５５２の出力の差分信号の電力は無駄に消費される。そこで、図３１の方式では、電力再利用部６３において差分信号を直流電力に変換し、端子３３に出力する。端子３３に出力された直流電力は、レギュレータ３４を介して電力増幅器５５１及び５５２への供給電力として再利用する事で、無駄な電力消費が抑制される。上記の手法により、ＰＡの省電力化が実現されている。
また、線形変調信号の振幅の時間変動によらず、電力増幅器の電力効率を高く維持し、電力増幅器の消費電力を抑制する手法の一例が、特許文献３において開示されている。図３２は、特許文献３に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。
図３２の送信装置では、データ生成器１０１からベースバンドが出力され、ベースバンド信号はベクトルデータ変換器１０２及び変調器１０３を通じてデジタル信号に変換されて電力増幅器１０４へ入力される。デジタル信号は振幅一定であるため、電力増幅器１０４はバックオフを取る必要がなく、高い電力効率が維持される。デジタル信号は電力増幅器１０４において増幅かつ出力された後、アイソレータ１０５を経由してフィルタ１０８に入力される。フィルタ１０８はデジタル信号の量子化誤差を除いてベースバンド信号を重畳したＲＦ信号に変換し、端子１０９にＲＦ信号を出力する。
図３２の送信装置において、フィルタ１０８において除去された量子化誤差はアイソレータ１０５の端子ｃに出力される。通常、アイソレータ１０５の端子ｃは抵抗によって終端され、量子化誤差の電力は抵抗終端において損失となる。そこで、図３２の方式では、アイソレータ１０５の端子ｃに電力再利用部１０６を接続し、電力再利用部１０６において量子化誤差の電力を直流電力に変換し、電力供給部１０７から電力増幅器１０４に供給される直流電力の一部として再利用する事で、電力損失を抑制している。
また、損失電力の再利用により送信装置の省電力化を実現する手法の一例が、特許文献４において開示されている。図３３は、特許文献４に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。
図３３の送信装置では、信号２７０から出力したＲＦ信号が電力増幅器２２０において増幅され、ＲＦ信号はアイソレータ２４０を経由してアンテナ２１０に出力される。整合のずれにより、アンテナ２１０に入力されたＲＦ信号の電力の一部は反射される。アイソレータ２４０を設置していない場合、ＲＦ信号の反射電力は電力増幅器２２０の出力端子で損失となる。そこで、図３３の送信装置では、アイソレータ２４０を設置し、ＲＦ信号の反射電力をアイソレータ２４０経由で回収部２３０に出力し、ＲＦ信号の反射電力は回収部２３０において直流電力に変換される。切替部２６０は、回収部２３０もしくは電池部２５０を選択し、回収部２３０もしくは電池部２５０から出力される直流電力を、電力増幅器２２０と信号源２７０と構成部２８０に供給する。構成部２８０は、無線装置の構成に必要な回路一般である。上記のように、図３３の送信装置では、通常は損失となるアンテナからの反射電力を回路への供給電力として再利用する事で、送信装置の省電力化が実現されている。
また、損失電力の再利用により送信装置の省電力化を実現する手法の一例が、特許文献５において開示されている。図３４は、特許文献５に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。
図３４の送信装置では、通信処理部３２４は電力供給部３２０からの電力供給を受けて動作し、通信処理部３２４は制御部３１６から受けたデータ信号を送信する。通信処理部３２４は、送信用のＲＦ信号を送信用アンテナ３２８に向けて出力する。送信用アンテナ３２８から空中に放出されたＲＦ信号の一部は、電力回収アンテナ３０４に入力される。電力回収アンテナ３０４に入力されたＲＦ信号は整流回路３０８において直流電力に変換され、電力利用部３１２に直流電力が供給される。電力利用部３１２は、電力を使用する回路一般である。上記のように、図３４の送信装置では、送信用アンテナ３２８から空中に放出されるＲＦ信号の電力の一部を再利用する事で、送信装置の省電力化を図っている。
近年の無線技術では、送信装置の省電力化が重要な課題である一方で、さらなる高速無線通信の実現も求められている。このような高速無線通信の実現に向けて、非特許文献１において示されているように、断片化した複数の帯域を集めて利用するCarrier Aggregation技術（以下、ＣＡ技術と呼ぶ）が用いられている。このＣＡ技術においては、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。
また、各キャリア周波数が大きく離れた（各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆＢＢよりも十分に大きい）Inter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいては、伝播特性の異なる複数のキャリア周波数で同時に通信することによって、通信の安定性を向上させることができる。また、ＣＡ技術を適用することによって、複数の事業者の帯域割当が断続的な場合や、帯域共用する場合にも対応した通信を行うことができる。
ＣＡ技術を用いた通信システムでは、複数の帯域（バンド）のＲＦ信号を送信する送信装置及び送信方法が必要となる。そのような送信装置においても、電力効率の改善が求められる。
図３５は、特許文献６に記載された、技術における送信機の機能構成図である。図３５の送信機は、複数の帯域のＲＦ信号を送信する機能とともに、ポーラ変調技術の適用により電力効率を改善する機能も備えている。
具体的には、図３５に示された送信機において、変調信号発生器４６１により発生させた変調信号は、ポーラ制御部４６２において直行座標系の信号から極座標系の信号に変換され、位相情報を持つＰＭ信号と振幅情報を持つＡＭ信号とに分離される。分離されたＰＭ信号は、ＰＭ制御部４６３により、周波数発生器４１１に対する位相変調に用いられる。同様にＡＭ信号は、電源変調器４６４により、ＰＡ４２１及び４３１に対する電源変調に用いられる。すなわち、ＰＡ４２１及びＰＡ４３１の出力電力の増減に応じて、電源変調器４６４からＰＡ４２１及びＰＡ４３１への供給電力も増減させるポーラ変調技術が適用される事で、平均出力電力を低く取った高バックオフ状態においても電力効率の低下が抑制される。
また、図３５に示された送信機において、ＰＡ４２１が設けられたＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communications）信号経路４２０と、ＰＡ４３１が設けられたＵＭＴＳ信号経路４３０を切り替えるパス選択スイッチ４１４及び４４１を備えている。ＰＡ４２１はキャリア周波数ｆｃ１の通信システム（ＧＳＭ）のＲＦ信号を、ＰＡ４３１はキャリア周波数ｆｃ２の通信システム（Universal Mobile Telecommunications System、ＵＭＴＳ）のＲＦ信号を、それぞれ増幅する。キャリア周波数ｆｃ１の通信システムで通信を行なう場合は、コントローラ４１５からの制御信号により、ＰＡ４２１にＲＦ信号が入力及び出力されるようにパス選択スイッチ４１４及び４４１が切り替えられる。また、キャリア周波数ｆｃ２の通信システムで通信を行なう場合は、コントローラ４１５からの制御信号により、ＰＡ４３１にＲＦ信号が入力及び出力されるようにパス選択スイッチ４１４及び４４１が切り替えられる。
図３５に示された送信機では、２つの所望周波数成分ｆｃ１及びｆｃ２を同時に出力するＣＡ技術に対応していないが、時間的に周波数成分ｆｃ１及びｆｃ２を切り替えて片方の周波数を動作させるマルチバンド動作の機能を備えている。
図３５に示された送信機と同じく、使用バンド数と同数のＰＡを用意し、バンド毎に各ＰＡを割り当て、ＰＡの入力もしくは出力にバンド選択スイッチを設置し、使用中のバンドに対応するＰＡにＲＦ信号が入力ないし出力されるようにスイッチが切り替えられ、電源からの供給電力を制御するポーラ変調技術を各ＰＡに適用し、平均出力電力を低く設定した場合でも電力効率を高く維持するようにした技術は、特許文献７、特許文献８、特許文献９、特許文献１０においても開示されている。
特開２０００−３４９５７５号公報 特表２００８−５３９６０１号公報 特開２００５−２８７０１７号公報 特許第４４１３２４４号公報 特開２０１１−２０５７９３号公報 特開２００６−３２４８７８号公報 特表２０１１−５１２０９８号公報 特開２００５−２４４８２６号公報 特開２００６−２７０９２３号公報 特開２００８−２０５８２１号公報
三木信彦他、"LTE-Advancedにおける広帯域化を実現するCarrier Aggregation", NTT DoCoMoテクニカルジャーナル, Vol. 18，No. 2 S. Kousai, et. al., "An Octave-Range, Watt-Level, Fully-Integrated CMOS Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off-Efficiency, " IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol. 44，no. 12, pp. 3376-3392, 2009 P．Saad，et.al., "Design of a Highly Efficient 2-4GHz Octave Bandwidth GaN-HEMT Power Amplifier," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.58, no.7, pp.1677-1685, 2010
なお、上記の特許文献、及び非特許文献の記載は、引用をもって本書に繰り込み記載されるものとする。以下の分析は本発明において与えられる。
特許文献１及び特許文献２に記載の技術の場合、図３０の電力合成器１８と図３１の方向性結合器６２は、９０°ブランチラインハイブリッドなどのλ／４線を用いた回路で実装されるが、λ／４線の特性は大きな周波数依存を持つ。そのため、特許文献１及び特許文献２に記載の技術の設計周波数は実質的に１バンドに限定される。そのため、複数のバンドを同時に送信に利用するＣＡ技術に対応できない。また、特許文献１及び特許文献２に記載の技術ではＰＡを２つ用いている。しかし、電力増幅器の数の増加に伴い、回路サイズとコストが増大する。
特許文献３に記載の技術の場合、電力再利用に用いられる量子化誤差成分は、直流からＲＦ信号のキャリア周波数の数倍に至るまで幅広い周波数範囲に分布している。しかしながら、直流からＲＦ信号のキャリア周波数の数倍に至る幅広い周波数範囲に対応したアイソレータ１０５及び電力再利用部１０６は、現在の技術では実現不可能である。そのため、アイソレータ１０５及び電力再利用部１０６が対応する周波数範囲から外れた量子化誤差成分の電力は再利用できず、電力損失が発生する。
特許文献４に記載の技術の場合、電力再利用による省電力化が可能になる条件が、アンテナ２１０における整合ずれで反射電力が発生する場合に限定される。すなわち、アンテナ２１０において整合が取れている状況では、バックオフ量の大小によらず、特許文献４に記載の技術では省電力化の効果が得られない。
特許文献５に記載の技術の場合、電力回収アンテナ３０４で回収できる電力は、送信用アンテナ３２８から空中に放出されたＲＦ信号電力の一部に過ぎない。そのため、実際の省電力化の効果はわずかなものに留まる。また、特許文献５に記載の技術の場合、送信用アンテナ３２８から空中に放出されるＲＦ信号の周波数と電力は電波法によって制約される。そのため、電力回収アンテナ３０４で回収できる電力もまた電波法によって制約される。
一方、マルチバンド送信に対応しバックオフ時の電力効率を改善する特許文献６ないし特許文献１０に記載された技術の場合、使用バンド数と同数の電力増幅器を設置する必要がある。この事は、特に使用バンド数の多い通信システムにおいて、回路サイズとコストの増大の原因となる。
また、特許文献６ないし特許文献１０に記載の技術の場合、バンド切替スイッチで使用する電力増幅器を切り替える方式のため、送信機が対応している全てのバンドのＲＦ信号を同時に出力できない。このため、この技術による送信機は、複数のバンドを同時に用いて通信するＣＡ技術に適さない。
バックオフ時に高い電力効率を維持するため電源からＰＡへの供給電力を制御するポーラ変調技術を適用した特許文献２及び特許文献６ないし特許文献１０に記載の技術の場合、ＰＡのＲＦ出力信号の誤差を抑制する。そのため、電源回路はＰＡのＲＦ出力信号に正確に応じた電力を出力する必要がある。しかしながら、近年の高速無線通信ではＲＦ信号の変調速度は数ＭＨｚから数十ＭＨｚに及んでおり、このような高速変動する電力を電源回路から高精度に出力させる事は困難である。このため、ＰＡのＲＦ信号精度と変調速度の両立の観点で、ポーラ変調技術を近年の高速無線通信に適用するのは、困難である。
そこで、出力電力の変動によらず消費電力を抑制することに貢献でき、且つ複数の周波数の信号を同時に送信するＣＡ技術にも対応して消費電力を抑制することに貢献する、小型かつ低コストの送信装置、及び送信方法の提供が、望まれる。
本発明の第１の視点によれば、２以上の周波数帯の入力信号を生成し、出力する信号発生器と、前記入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器と、前記増幅信号から、前記周波数毎の分波信号を出力する分波器と、前記分波信号のうち、第１の周波数の信号に基づいて、データを送信するデータ送信器と、前記分波信号のうち、第２の周波数の信号を再生電力に変換し、前記再生電力を出力する電力再生器と、前記再生電力と、電圧源の出力する電源電力と、を合成電力として合成し、前記合成電力を、前記電力増幅器に入力する電力合成器と、を備える送信装置が、提供される。
本発明の第２の視点によれば、入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器を備える送信装置を介して、信号を送信する送信方法であって、２以上の周波数帯の前記入力信号を生成し、出力する信号発生工程と、前記増幅信号から、前記周波数毎の分波信号を出力する分波工程と、前記分波信号のうち、第１の周波数の信号に基づいて、データを送信する工程と、前記分波信号のうち、第２の周波数の信号を再生電力に変換し、前記再生電力を出力する工程と、前記再生電力と、電圧源の出力する電源電力と、を合成電力として合成し、前記合成電力を、前記電力増幅器に入力する工程と、を含むことを特徴とする送信方法が、提供される。
なお、本方法は、入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器を備える送信装置という、特定の機械に結びつけられている。
本発明の各視点によれば、出力電力の変動によらず消費電力を抑制することに貢献でき、且つ複数の周波数の信号を同時に送信するＣＡ技術にも対応して消費電力を抑制することに貢献する、小型かつ低コストの送信装置、及び送信方法が、提供される。
一実施形態の概要を説明するための図である。 第一の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第一の実施形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第一の実施形態の送信装置における電力増幅器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第一の実施形態の送信装置における分波器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第一の実施形態の送信装置における電力再生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第一の実施形態の送信装置における電力再生器内の整合回路の回路構成の一例を示す回路図である。 第一の実施形態の送信装置における電力再生器内の整合回路の回路構成の一例を示す回路図である。 第一の実施形態の送信装置における電力再生器内の整流回路の回路構成の一例を示す回路図である。 第一の実施形態の送信装置における電力再生器内の整流回路の回路構成の一例を示す回路図である。 第一の実施形態の送信装置における電力合成器の回路構成の一例を示す回路図である。 第一の実施形態の送信装置における電力合成器の回路構成の一例を示す回路図である。 第一の実施形態の送信装置における電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の入出力電力特性を示す特性図である。 第一の実施形態の送信装置における電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の電力効率とＰＡ出力電力の関係を示す特性図である。 第一の実施形態の送信装置におけるデータ送信用ＲＦ信号の電力の時間変動と電力再生用ＲＦ信号の電力の設定の一例を示す特性図である。 第一の実施形態に係る送信装置のブロック構成において電力再生用ＲＦ信号をｏｆｆ状態にした場合を示すブロック構成図である。 電力再生器を用いない送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第一の実施形態の送信装置において電力再生器を用いる場合と用いない場合における消費電力の比較を示す特性図である。 第二の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第二の実施形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第二の実施形態の送信装置における分波器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第二の実施形態の送信装置におけるデータ送信用ＲＦ信号の電力の時間変動と電力再生用ＲＦ信号の電力の設定の一例を示す特性図である。 第二の実施形態の送信装置におけるデータ送信用ＲＦ信号の電力の時間変動と電力再生用ＲＦ信号の電力の設定の一例を示す特性図である。 第三の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第四の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第五の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第五の実施形態の送信装置における分波器のブロック構成を示すブロック構成図である。 第六の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 第六の実施形態の変形例における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献１に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献２に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献３に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献４に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献５に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献６に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。
以下、本願開示の送信装置及び送信方法の好適な実施形態について図面を参照して説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、この概要の記載はなんらの限定を意図するものではない。また、以降に示す各図面において、同一または相当部分の部位については、同一符号を付して示すこととし、その説明は繰り返さないことにする。
詳細な実施形態の説明に先立って、本実施形態についてその概要をまず説明する。上述のとおり、出力電力の変動によらず消費電力を抑制することに貢献でき、且つ複数の周波数の信号を同時に送信するＣＡ技術にも対応して消費電力を抑制することに貢献できる、小型かつ低コストの送信装置が、望まれる。
そこで、一例として図１に示す送信装置を提供する。図１に示す送信装置は、２以上の周波数帯の入力信号を生成し、出力する信号発生器２００１と、入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器２００２と、増幅信号から、周波数毎の分波信号を出力する分波器２００３と、分波信号のうち、第１の周波数の信号に基づいて、データを送信するデータ送信器２００４と、分波信号のうち、第２の周波数の信号を再生電力に変換し、再生電力を出力する電力再生器２００５と、再生電力と、電圧源２００６の出力する電源電力と、を合成電力として合成し、合成電力を、電力増幅器２００２に入力する電力合成器２００７と、を備える。
まず、信号発生器２００１は、２以上の周波数帯の入力信号を生成する。ここで、入力信号は、第１の周波数の信号と、第２の周波数の信号を含む。具体的には、第１の周波数の信号とは、外部に出力する周波数の信号を意味する。一方、第２の周波数の信号とは、再生電力に変換する周波数の信号を意味する。
そして、電力増幅器２００２は、生成された入力信号を増幅し、増幅された信号（以下、増幅信号と呼ぶ）を出力する。その後、分波器２００３は、増幅信号から、周波数毎の信号を抽出する。具体的には、分波器２００３は、増幅信号から、第１の周波数の信号と、第２の周波数の信号を抽出する。そして、データ送信器２００４は、第１の周波数の信号を外部に出力する。
また、電力再生器２００５は、第２の周波数の信号を再生電力に変換する。電力合成器２００７は、再生電力と、電圧源２００６の出力する電源電力を合成する。そして、電力合成器は、合成された電力を電力増幅器２００２に入力する。
つまり、図１に示す送信装置は、電力増幅器２００２から出力した電力再生用の周波数帯の信号を電力再生器において電力に再生し、電力増幅器２００２の供給電力として再利用する。そのため、図１に示す送信装置は、出力電力の変動によらず電力増幅器２００２の消費電力を低減できる。従って、図１に示す送信装置は、複数の周波数の信号を同時に送信するＣＡ技術に対応した小型かつ低コストの送信装置を実現できる。
以下に詳細な実施形態について、図面を参照してさらに詳しく説明する。
［第一の実施形態］
第一の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。
図２は、第一の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図２に示す第一の実施形態に係る送信装置は、信号発生器１００１と、電力増幅器１００２と、分波器１００３と、直流電圧源１００４と、電力再生器１００５と、送信用アンテナ１００６と、電力合成器１００７とを少なくとも含んで構成される。信号発生器１００１の出力、及び電力増幅器１００２の入力は、端子１００８を介して接続されている。電力増幅器１００２の出力、及び分波器１００３の入力は、端子１００９を介して接続されている。分波器１００３の出力の一つ、及び電力再生器１００５の入力は、端子１０１０を介して接続されている。分波器１００３の出力の他の一つ、及び送信用アンテナ１００６は、端子１０１１を介して接続されている。直流電圧源１００４の出力は、端子１０１２を介して電力合成器１００７の入力に接続されている。電力再生器１００５の出力は、端子１０１３を介して電力合成器１００７の入力に接続されている。電力合成器１００７の出力は、電力増幅器１００２の電力供給用の端子１０１４に接続されている。
信号発生器１００１は、２以上の周波数帯の入力信号を生成し、出力する。具体的には、信号発生器１００１は、キャリア周波数ｆｃ（上述の第１の周波数に相当）のデータ送信用ＲＦ信号（上述の第１の周波数の信号に相当）１１２４及びキャリア周波数ｆｒ（上述の第２の周波数に相当）の電力再生用ＲＦ信号（上述の第２の周波数の信号に相当）１１２３を同時に電力増幅器１００２に入力する。
電力増幅器１００２は、信号発生器が生成する入力信号を増幅し、その増幅信号を出力する。具体的には、電力増幅器１００２は、入力されたデータ送信用ＲＦ信号１１２４、及び電力再生用ＲＦ信号１１２３を増幅して、それぞれデータ送信用ＲＦ信号１０２２、及び電力再生用ＲＦ信号１０２１として端子１００９に同時に出力する。
分波器１００３は、増幅信号から周波数毎の分波信号を出力する。具体的には、分波器１００３は入力されたＲＦ信号をキャリア周波数毎に異なる出力端子に出力する。分波器１００３は、キャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１０２２を端子１０１１経由で送信用アンテナ１００６に出力し、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を端子１０１０経由で電力再生器１００５に出力する。
電力再生器１００５は、分波信号のうち、キャリア周波数ｆｒの信号を再生電力に変換する。そして、電力再生器１００５は、再生電力を出力する。具体的には、電力再生器１００５は、入力された電力再生用ＲＦ信号１０２１を低周波の電力（上述の再生電力に相当）に変換して、端子１０１３を経由して電力合成器１００７へ出力する。
直流電圧源１００４は、一定の電圧ＶＤＣを端子１０１２に印加しつつ、端子１０１２経由で電力を電力合成器１００７へ出力する。
電力合成器１００７は、再生電力と、直流電圧源の出力する電力と、を合成電力として合成する。そして、電力合成器１００７は、合成電力を電力増幅器１００２に入力する。つまり、電力合成器１００７は、電力再生器１００５及び直流電圧源１００４から入力された電力を合成して得られる合成電力を、電力増幅器１００２の電力供給用の端子１０１４へ出力する。
電力増幅器の電力効率は、出力電力が上がるほど向上する。そこで、図２の送信装置で示した本実施形態では、データ送信用ＲＦ信号１０２２と同時に電力再生用ＲＦ信号１０２１を電力増幅器１００２から出力する事で、データ送信用ＲＦ信号１０２２を出力する動作よりも、電力増幅器１００２の出力電力及び電力効率を高める。さらに、電力増幅器１００２から出力される電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力を、電力再生器１００５を介して電力増幅器１００２への供給電力として再利用する事で、データ送信用ＲＦ信号１０２２を出力する動作よりも電力増幅器１００２の消費電力が低減される。
本実施形態において、データ送信用ＲＦ信号１１２４のキャリア周波数ｆｃは使用する通信規格によって定められる。一方、電力再生用ＲＦ信号１１２３のキャリア周波数ｆｒは任意に定めてもよい。
図３は、信号発生器１００１の内部構成の例を示すブロック構成図である。信号発生器１００１は、電力再生制御データ発生器１１０１と、送信データ発生器１１０２と、ミキサ１１０３及び１１０４と、局部発振（ＬＯ）信号発生器１１０５及び１１０６と、ＲＦ信号合成器１１０７とを少なくとも含んで構成される。
信号発生器１００１において、電力再生制御データ発生器１１０１は、電力再生制御用ベースバンド信号１１２１をミキサ１１０３へ出力する。ＬＯ信号発生器１１０５は、電力再生用のキャリア周波数ｆｒのＬＯ信号をミキサ１１０３へ出力する。ミキサ１１０３において、電力再生制御用ベースバンド信号１１２１と電力再生用のキャリア周波数ｆｒのＬＯ信号がミキシングされ、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１１２３がＲＦ信号合成器１１０７へと出力される。また、送信データ発生器１１０２は、データ送信用ベースバンド信号１１２２をミキサ１１０４へ出力する。また、ＬＯ信号発生器１１０６は、データ送信用のキャリア周波数ｆｃのＬＯ信号をミキサ１１０４へ出力する。ミキサ１１０４において、データ送信用ベースバンド信号１１２２とデータ送信用のキャリア周波数ｆｃのＬＯ信号がミキシングされ、キャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１１２４がＲＦ信号合成器１１０７へと出力される。ＲＦ信号合成器１１０７は、入力された電力再生用ＲＦ信号１１２３とデータ送信用ＲＦ信号１１２４を合成して、端子１００８へと出力する。
図４は、電力増幅器１００２の内部構成の例を示すブロック構成図である。電力増幅器１００２は、トランジスタ１０３１と、整合回路１０３２及び１０３３と、入力バイアス回路１０３４と、出力バイアス回路１０３５と、入力バイアス回路１０３４のバイアス端子１０３６とを少なくとも備えている。
電力増幅器１００２において、トランジスタ１０３１の種類は任意で良く、電界効果トランジスタとバイポーラトランジスタのいずれを用いてもよい。出力バイアス回路１０３５は、トランジスタ１０３１から出力されたＲＦ信号が電力供給用の端子１０１４へ出力される事を防ぐ機能を持ち、チョークインダクタやλ/４線で実装する事が望ましい。入力バイアス回路１０３４は、バイアス端子１０３６に印加された電圧を、所望の電圧に変換して、トランジスタ１０３１の入力端子に出力するレギュレータのバイアス端子１０３６には、図２内の直流電圧源１００４の出力電圧ＶＤＣを印加する事が望ましい。
電力増幅器１００２において、整合回路１０３２は、トランジスタ１０３１の入力と信号発生器１００１の出力との間でインピーダンス整合を取る回路である。また、整合回路１０３３は、トランジスタ１０３１の出力と分波器１００３の入力との間でインピーダンス整合を取る回路である。端子１００８に入力されたＲＦ信号１１２３及び１１２４は、整合回路１０３２を経由してトランジスタ１０３１に入力される。ＲＦ信号１１２３及び１１２４は、トランジスタ１０３１において増幅され、整合回路１０３３を経由してＲＦ信号１０２１及び１０２２として端子１００９に出力される。
図２ないし図４に示す第一の実施形態において、電力増幅器１００２は、電力再生用のキャリア周波数ｆｒ及びデータ送信用のキャリア周波数ｆｃの２つのＲＦ信号を増幅する必要がある。そのため、整合回路１０３２及び１０３３は、少なくとも２つのキャリア周波数ｆｒ及びｆｃを含む周波数範囲に対応した設計を行う事が望ましいとなる。このような広帯域に対応した整合回路の構成として、例えば、非特許文献２に開示されているトランス素子を用いた構成、または非特許文献３に開示されている伝送線路を用いた構成、等を採用しても良い。なお、整合回路の構成は、各種あるが、その詳細は問わない。
図５は、分波器１００３の内部構成の例を示すブロック構成図である。分波器１００３は、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を通過させキャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１０２２を除去するフィルタ１０９１と、キャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１０２２を通過させキャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を除去するフィルタ１０９２とを少なくとも備えている。
フィルタ１０９１は、分波器１００３の入力端子１０１２と、電力再生器１００５の入力に接続される端子１０１０との間に設置される。フィルタ１０９２は、分波器１００３の入力端子１０１２と、送信用アンテナ１００５の入力に接続される端子１０１１との間に設置される。上記の構成により、キャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１０２２は送信用アンテナ１００６に出力され、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１は電力再生器１００５に出力される。
図６は、電力再生器１００５の内部構成を示すブロック構成図である。電力再生器１００５は、整合回路１０４１と、整流回路１０４２とを少なくとも備えている。
電力再生器１００２において、整合回路１０４１は、電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒにおいて、整流回路１０４２の入力と分波器１００３の出力との間でインピーダンス整合を取る回路である。分波器１００３の出力から端子１０１０に入力された電力再生用ＲＦ信号１０２１は、整合回路１０４１および端子１０４３を経由して整流回路１０４２に入力される。電力再生用ＲＦ信号１０２１は、整流回路１０４２において低周波の電力に変換され、端子１０１３へと出力される。
図７および図８は、整合回路１０４１の内部構成の例を示す回路図である。電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒにおいて整合が取れればよい。そのため、整合回路１０４１は、図７で示すようなインダクタ素子１０６１と容量素子１０６２とで構成された低域通過フィルタ型の回路や、図８で示すようなインダクタ素子１０６３と容量素子１０６４とで構成された高域通過フィルタ型の回路により実装できる。
図９および図１０は、整流回路１０４２の内部構成の例を示す回路図である。整流回路１０４２は、図９で示すようにシャント接続のダイオード素子１０５１で構成してもよく、もしくは図１０で示すようにシャント接続のダイオード素子１０５２と直列接続のダイオード素子１０５３とで構成してもよい。図９および図１０のいずれの回路においても、端子１０４３に入力された電力再生用ＲＦ信号１０２１が、ダイオード素子１０５１ないし１０５３の２次非線形性でミキシングされた結果、低周波の電力に周波数変換されて端子１０１３へと出力される。
電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒが低いほど、より高耐圧のダイオード素子１０５１ないし１０５３を用いる事ができるため、図６ないし図１０で示した電力再生器１００５は、より大きな電力を扱う事ができる。従って、電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒは、データ送信用ＲＦ信号１０２２のキャリア周波数ｆｃより低く設定する事が望ましい。
図１１は、電力合成器１００７の内部構成の例を示す回路図である。電力合成器１００７は、図１１で示すように、端子１０１２ないし１０１４の３つの端子を直結する構成であってもよい。図１１の構成では、入力端子に相当する１０１２及び１０１３が並列合成され、端子１０１２及び１０１３に入力された電力の合計が端子１０１４に出力される。図１１の構成において、端子１０１２ないし１０１４の３つの端子の間で高周波ノイズが伝播する事を防ぐため、容量素子１０７１ないし１０７３で図示されるように、端子１０１２ないし１０１４の少なくとも一つに容量素子をシャント接続する事が望ましい。
図１２は、電力合成器１００７の内部構成の他の例を示す回路図である。電力合成器１００７は、図１２で示すように、トランス素子１０８１の１次側の一端を端子１０１２に接続し、トランス素子１０８２の１次側の一端を端子１０１３に接続し、トランス素子１０８１及び１０８２の１次側の他の一端を接地し、トランス素子１０８１の２次側の一端を端子１０１４に接続し、トランス素子１０８１の２次側の他の一端とトランス素子１０８２の一端を接続し、トランス素子１０８２の他の一端を接地する構成であってもよい。図１２の構成では、入力端子に相当する１０１２及び１０１３が直列合成され、端子１０１２及び１０１３に入力された電力の合計が端子１０１４に出力される。図１２の構成において、端子１０１２ないし１０１４の３つの端子の間で高周波ノイズが伝播する事を防ぐため、容量素子１０８３ないし１０８５で図示されるように、端子１０１２ないし１０１４の少なくとも一つに容量素子をシャント接続する事が望ましい。
図２で示した本実施形態における省電力化の定量的な効果について、以下の議論を通じて開示する。
図１３は、図２内の電力増幅器１００２の一例であるデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号を示す特性図である。すなわち、図２内の電力増幅器１００２の一例であるデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、電力再生用のキャリア周波数ｆｒのＲＦ信号１１２３とデータ送信用のキャリア周波数ｆｃのＲＦ信号１１２４とを同時に入力した場合の、飽和時における電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒと、データ送信用ＲＦ信号１０２２の出力電力Ｐｏｕｔとをプロットしたグラフである。なお、図１３の特性図においては、電力増幅器１００２に入力される電力再生用ＲＦ信号１１２３の電力Ｐｉｎｒとデータ送信用ＲＦ信号１１２４の電力Ｐｉｎｃとの電力差分ΔＰｉｎ＝Ｐｉｎｒ−Ｐｉｎｃ（ｄＢ）を変えて、電力増幅器１００２の飽和時の出力電力をプロットしている。
電力増幅器１００２に入力される各キャリア周波数の電力比ΔＰｉｎを変えた場合、該比率の変化に応じて、電力増幅器１００２から出力される電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒと、データ送信用ＲＦ信号１０２２の電力Ｐｏｕｔも変化する。ここで、この事例における電力増幅器１００２は、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１１２３を入力した場合と、キャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１１２４を入力した場合との双方において、電力増幅器１００２の飽和動作時における出力電力がほぼ同一値の飽和出力電力Ｐｓａｔを取るように設計されている。
かくのごとく、単一のＲＦ信号入力時の飽和出力電力がキャリア周波数の如何によらず同一値Ｐｓａｔを取る電力増幅器の場合は、図１３に示すように、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１１２３およびキャリア周波数ｆｃのデータ送信用ＲＦ信号１１２４の双方を同時入力し、その入力電力の比率ΔＰｉｎを変えた場合においても、飽和時のＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐｏｕｔ＋Ｐｒ）は飽和出力電力Ｐｓａｔになって、単一ＲＦ信号入力時からは変動しない、という結果が得られる。この結果は、ＲＦ信号の出力電力の合計値が電力増幅器（ＰＡ）の飽和条件を定めるということ、すなわち、ＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐｏｕｔ＋Ｐｒ）が飽和出力電力Ｐｓａｔに達した時点で電力増幅器が飽和すること、を示している。
図１４は、図２の電力増幅器１００２の一例であるデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の電力効率を示す特性図である。すなわち、図２の電力増幅器１００２の一例であるデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、電力再生用のキャリア周波数ｆｒのＲＦ信号１１２３とデータ送信用のキャリア周波数ｆｃのＲＦ信号１１２４とを同時に入力した場合の、電力増幅器１００２の電力効率ηＰＡをプロットしたグラフである。この場合の電力効率ηＰＡは、電力増幅器１００２から出力された電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒおよびデータ送信用ＲＦ信号１０２２の電力Ｐｏｕｔの合計値（Ｐｏｕｔ＋Ｐｒ）と、電力合成器１００７から供給され電力増幅器１００２が消費する電力ＰＰＡとの比によって定義されている。なお、図１４に示す電力効率ηＰＡは、電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒと、データ送信用ＲＦ信号１０２２の電力Ｐｏｕｔとの双方を変化させてプロットしている。
図１４の特性図から、出力電力Ｐｒと出力電力Ｐｏｕｔとの取り方の如何によらず、電力効率ηＰＡは、各キャリア周波数のＲＦ信号１０２１ないし１０２２の合計出力電力（Ｐｏｕｔ＋Ｐｒ）の一価関数になることが分かる。一つのキャリア周波数のＲＦ信号を入力した場合のＢ級動作の電力増幅器の電力効率ηＰＡは、出力電力の１／２乗に比例することが知られている。図９には、合計出力電力（Ｐｏｕｔ＋Ｐｒ）の１／２乗に比例する曲線を理論特性として破線によって示しているが、該理論特性が図２の電力増幅器１００２の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）における実際の電力効率ηＰＡに関する実特性（実線によって示す）に良く合っていることを示している。つまり、複数のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に電力増幅器に入力する場合においても、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の比率によらず、電力増幅器の電力効率ηＰＡは、ＲＦ信号の出力電力の合計値によって決まる。上記の結果から、キャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の電力増幅器１００２の電力効率ηＰＡは、以下の式（１）で表す事ができる。
Figure 2014054786
ここで、ηｓａｔは電力増幅器が飽和状態になった時に得られる電力効率である。飽和時の出力電力Ｐｓａｔ及び効率ηｓａｔは、電力増幅器毎に決まる固有の定数である。電力効率ηＰＡの出力電力Ｐｏｕｔ＋Ｐｒに対する依存性を考えた場合、式（１）から、電力増幅器が飽和状態（Ｐｏｕｔ＋Ｐｒ＝Ｐｓａｔ）になった時に電力効率ηＰＡは最大になり、飽和時効率ηｓａｔとなる。
データ送信用ＲＦ信号１０２２の電力Ｐｏｕｔ（ｔ）の時間変動は、送信するデータによって決定される。そこで、本実施形態では、以下の式（２）を満たすように、電力増幅器１００２から出力される電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）を設定する。
Figure 2014054786
電力増幅器１００２に入力される電力再生用ＲＦ信号１１２３の電力の時間変化の設定により、式（２）を満たすように電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）が設定される。式（２）の条件を満たす設定において、電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）と、データ送信用ＲＦ信号１０２２の電力Ｐｏｕｔ（ｔ）の状態は、図１５のように図示される。式（２）の条件を満たす設定により、電力増幅器１００２は常に飽和状態（Ｐｏｕｔ（ｔ）＋Ｐｒ（ｔ）＝Ｐｓａｔ）で動作し、常に最大の効率（ηｓａｔ）を維持できる。
式（２）の条件を満たす設定において、電力合成器１００７から供給され電力増幅器１００２が消費する電力ＰＰＡ（ｔ）は、式（１）から以下の式（３）のように計算される。
Figure 2014054786
図２の送信装置において、電力再生器１００５の電力効率をηｒ（０＜ηｒ＜１）とした場合、電力再生器１００５に入力される電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）に対し、電力再生器１００５からはηｒＰｒ（ｔ）の電力が電力合成器１００７に出力される。
図２の送信装置で消費される電力、すなわち直流電圧源１００４から電力合成器１００７へ入力される電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）は、電力合成器１００７から電力増幅器１００２へ出力される電力ＰＰＡ（＝Ｐｓａｔ/ηｓａｔ）と、電力再生器１００５から電力合成器１００７へ入力される電力ηｒＰｒ（ｔ）の差分によって与えられる。
従って、式（２）の条件を満たす設定において、図２の送信装置で消費される電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）は、以下の式（４）のように計算される。
Figure 2014054786
比較対象として、図２の送信装置において、電力増幅器１００２から出力される電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）を０にした場合について議論する。電力Ｐｒ（ｔ）を０にした状態は、図１６において図示されているとおり、電力再生用のキャリア周波数ｆｒのＲＦ信号１１２３を信号発生器１００１から出力しないオフ状態にする事で容易に実現される。
図１６で示した送信装置の状態において、分波器１００３を経由して電力再生器１００５に入力されるＲＦ信号１０２１がオフにされ、また電力再生器１００５から電力合成器１００７に向けて出力される電力もオフになる。そのため、図１６で示した送信装置の状態は、分波器１００３と、電力再生器１００５と、電力合成器１００７とを省いた、図１７で図示された電力増幅器と等価である。
図１６および図１７の送信装置において、直流電圧源１００４から出力される電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）と、電力増幅器１００２へ供給される電力ＰＰＡ（ｔ）は同じになる。従って、直流電圧源１００４の出力電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）ないし電力増幅器１００２への供給電力ＰＰＡ（ｔ）は、式（１）を用い、以下の式（５）のように計算される。
Figure 2014054786
図２で示した本実施形態の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）と、図１６および図１７で示した送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）とを比較するため、両者の比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）を計算する。比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）は、式（４）と式（５）を用いて、以下の式（６）のように計算される。
Figure 2014054786
 ここで、ｒｐ（ｔ）は、図２の送信装置における電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）と飽和出力Ｐｓａｔの比（＝Ｐｒ（ｔ）/Ｐｓａｔ）である。比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）が１以下であれば、本実施形態の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）が消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）よりも小さく、本実施形態の送信装置の省電力化が示された事になる。
図１８は、本実施形態の送信装置において電力再生器を用いる場合と用いない場合における消費電力の比較を示す特性図である。図１８では、縦軸に電力再生用ＲＦ信号１０２１と電力増幅器１００２の飽和出力の電力比ｒｐ（ｔ）、横軸に電力再生器１００５の電力効率と電力増幅器１００２の最大効率の積ηｓａｔηｒを取り、式（６）で計算される電力比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）を等高線状にプロットしたものである。図１８の結果から、横軸に電力再生器１００５の電力効率と電力増幅器１００２の最大効率の積ηｓａｔηｒが大きく（特に５０％以上）、電力再生用ＲＦ信号１０２１と電力増幅器１００２の飽和出力の電力比ｒｐ（ｔ）が小さい場合に、比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）が１以下となり、本実施形態で送信装置の省電力化を実現できる事が示される。
現状の技術では、電力増幅器１００２の最大効率ηｓａｔと電力再生器１００５の電力効率ηｒは、ともに８０％は実現可能であり、両者の積ηｓａｔηｒにおいて６４％を実現できる。例として、両者の積ηｓａｔηｒが６４％である時、電力比ｒｐ（ｔ）が０．８以下の時に、本実施形態の電力再生用ＲＦ信号１０２１の使用による省電力化が可能となる。
［第二の実施形態］
続いて、第二の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
図１９は、第二の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図１９に示す第二の実施形態に係る送信装置は、データ送信用ＲＦ信号のバンド数が一つから複数になった事を除いて、図２に示す第一の実施形態に係る送信装置と同一の機能と構成を持つ。
第２の実施形態に係る送信装置において、信号発生器１２０１は、電力増幅器１００２の電力増幅度に基づいて、増幅電力の総和を増幅総和電力として推定する。そして、信号発生器１２０１は、増幅総和電力に応じて、信号発生器１２０１の出力を制御する。
図１９に示す第二の実施形態に係る送信装置は、複数のキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１１２４１、・・・、１１２４（ｎ−１）、１１２４ｎ、およびキャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１１２３を同時に信号発生器１２０１から電力増幅器１００２に向けて出力する。電力増幅器１００２は入力されたＲＦ信号を増幅してキャリア周波数ｆｃｉのデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎおよびキャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１として分波器１２０２に出力する。分波器１２０２は、キャリア周波数ｆｃ１〜ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎを端子１０１１経由で送信用アンテナ１００６に出力し、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を端子１０１０経由で電力再生器１００５に出力する。第二の実施形態においても、第一の実施形態と同じく、電力再生用ＲＦ信号１０２１が電力再生器１００５において低周波の電力に変換され、電力増幅器１００２への供給電力として再利用される。
本実施形態において、データ送信用ＲＦ信号１１２４１、・・・、１１２４（ｎ−１）、１１２４ｎのキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎは使用する通信規格によって定められる。一方、キャリア周波数ｆｒは任意に定めてもよい。
第一の実施形態と同じく、第二の実施形態においても、電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒが低いほど、電力再生器１００５は、より大きな電力を扱う事ができる。従って、電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒは、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎのキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎより低く設定する事が望ましい。
図１９に示す第二の実施形態に係る送信装置において、信号発生器１２０１は複数のデータ送信用ＲＦ信号１１２４１、・・・、１１２４（ｎ−１）、１１２４ｎを出力する。上記機能を実現するため、信号発生器１２０１は、例として図２０のブロック構成図において開示される内部構成を持つ。図２０に示した信号発生器１２０１では、データ送信に用いるバンドと同数の送信データ発生器１１０２１、・・・、１１０２（ｎ−１）、１１０２ｎとミキサ１１０４１、・・・、１１０４（ｎ−１）、１１０４ｎとＬＯ信号発生器１１０６１、・・・、１１０６（ｎ−１）、１１０６ｎを備えている。
信号発生器１２０１において、送信データ発生器１１０２１、・・・、１１０２（ｎ−１）、１１０２ｎは、データ送信用ベースバンド信号１１２２１、・・・、１１２２（ｎ−１）、１１２２ｎをミキサ１１０４１、・・・、１１０４（ｎ−１）、１１０４ｎへそれぞれ出力する。
また、ＬＯ信号発生器１１０６１、・・・、１１０６（ｎ−１）、１１０６ｎは、データ送信用のキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのＬＯ信号をミキサ１１０４１、・・・、１１０４（ｎ−１）、１１０４ｎへそれぞれ出力する。ミキサ１１０４１、・・・、１１０４（ｎ−１）、１１０４ｎにおいて、データ送信用ベースバンド信号１１２２１、・・・、１１２２（ｎ−１）、１１２２ｎとデータ送信用のキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのＬＯ信号がそれぞれミキシングされる。そして、キャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１１２４１、・・・、１１２４（ｎ−１）、１１２４ｎが、ＲＦ信号合成器１１０７へと出力される。
ＲＦ信号合成器１１０７は、入力された電力再生用ＲＦ信号１１２３とデータ送信用ＲＦ信号１１２４１、・・・、１１２４（ｎ−１）、１１２４ｎを合成して、端子１００８へと出力する。
図１９に示す第二の実施形態に係る送信装置において、分波器１２０２は、例として図２１のブロック構成図において開示される内部構成を持つ。図２１に示した分波器１２０２は、端子１００９と端子１０１０の間にキャリア周波数ｆｒのＲＦ信号を通過させキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのＲＦ信号を遮断するフィルタ１２１１が設置され、端子１００９と端子１０１１の間にキャリア周波数ｆｒのＲＦ信号を遮断しキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのＲＦ信号を通過させるフィルタ１２１２が設置された構成を持つ。上記の構成により、端子１００９を経由して入力されたＲＦ信号に対し、キャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎを端子１０１１に出力し、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を端子１０１０に出力する機能が分波器１２０２において実現される。
また、信号発生器１２０１は、上述の増幅総和電力と、所定の基準電力との比較結果に応じて、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号を出力するか否かを決定してもよい。
図２２は、電力増幅器１００２から出力されたデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）と、電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）の時間変動の例を示す図である。データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）の時間変動は、送信するデータによって決定される。そこで、本実施形態では、以下の式（７）を満たすように、電力増幅器１００２から出力される電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）を設定する。
Figure 2014054786
電力増幅器１００２に入力される電力再生用ＲＦ信号１１２３の電力の時間変化の設定により、式（７）を満たすように電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）が設定される。式（７）の条件を満たす設定により、電力増幅器１００２は常に飽和状態（ＰＯＵＴ１（ｔ）＋・・・＋ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）＋ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）＋Ｐｒ（ｔ）＝Ｐｓａｔ）で動作し、常に最大の効率（ηｓａｔ）を維持できる。
図１９で示した第二の実施形態の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）と、図１６および図１７で示した送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）とを比較するため、両者の比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）を計算する。第二の実施形態における消費電力比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）は、第一の実施形態と同じく、式（６）で与えられる。従って、電力再生用ＲＦ信号１０２１と電力増幅器１００２の飽和出力の電力比ｒｐ（ｔ）と、電力再生器１００５の電力効率と電力増幅器１００２の最大効率の積ηｓａｔηｒと、消費電力比率ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）/ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）の関係は、第二の実施形態と第一の実施形態ともに図１８によって図示される。上記の議論から、第二の実施形態においても、第一の実施形態と同じく、送信装置の省電力化が実現可能である。
また、信号発生器１２０１は、上述の増幅総和電力が所定の基準電力である信号を出力してもよい。
具体的には、電力増幅器１００２から出力されたデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）と、電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）の時間変動の例として、図２３のように設定してもよい。図２３では、飽和出力電力Ｐｓａｔからバックオフ量を取った基準出力電力Ｐｒｅｆが設定される。そして、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力合計値ＰＯＵＴ１（ｔ）＋・・・＋ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）＋ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）が基準出力電力Ｐｒｅｆより小さい場合、電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）は以下の式(８)のように設定する。
Figure 2014054786
また、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力合計値ＰＯＵＴ１（ｔ）＋・・・＋ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）＋ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）が基準出力電力Ｐｒｅｆ以上の場合、電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）は０に設定する。図２３の設定において、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎのバンド数ｎは一つでも良く、もしくは複数でもよい。
式（８）の設定の場合、電力増幅器１００２から出力されるＲＦ信号の電力合計値はＰｒｅｆとなり、飽和出力Ｐｓａｔよりも低い電力に設定される。電力増幅器１００２の出力電力合計値を飽和出力Ｐｓａｔより低い電力に設定する事で、電力増幅器１００２が強い非線形特性を示す飽和出力近傍の動作を避ける事ができ、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎに発生する信号歪を低減できる。
［第三の実施形態］
続いて、第三の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
図２４は、第三の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図２４に示す第三の実施形態に係る送信装置は、図１９に示す第二の実施形態に係る送信装置に、電力検出器１３０１と電流プローブ１３０４が追加されている。
電流プローブ１３０４は、直流電圧源１００４が端子１０１２に出力する電流量を測定する。電流プローブ１３０４は、ホール素子を備えホール効果で該電流量を測定する方式のプローブでも良く、直流電圧源１００４と端子１０１２との間に抵抗素子を直列に挿入しその抵抗素子間の電圧と抵抗値の比から該電流量を測定する方式のプローブでも良い。電流プローブ１３０４が測定した直流電圧源１００４が出力する電流量の情報は端子１３０２を経由して電力検出器１３０１に送られる。
電力検出器１３０１はマイコン(microcontroller)で実装されており、該電流量と直流電圧源１００４が出力する直流電圧ＶＤＣとの積から電力量ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）を算出する機能と、電力量ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）の情報に基づいて、端子１３０３を経由して信号発生器１２０１の制御を行う。
電力検出器１３０１が行う信号発生器１２０１の制御の一つの例として、キャリア周波数ｆｒの設定がある。第一ないし第二の実施形態と同じく、第三の実施形態でもキャリア周波数ｆｒは通信規格で定められる事は無く、任意に設定してよい。そこで第三の実施形態では、電流プローブ１３０４および電力検出器１３０１で、電力再生用ＲＦ信号１１２３のキャリア周波数ｆｒを変化させた場合の直流電圧源１００４の出力電力量ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）を測定する。そして、信号発生器１２０１は、電力検出器１３０１の検出結果に基づいて、キャリア周波数ｆｒを決定する。
具体的には、信号発生器１２０１が出力する電力再生用ＲＦ信号１１２３のキャリア周波数ｆｒは、直流電圧源１００４の出力電力量ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）が最小になる周波数に設定する。電力再生用ＲＦ信号１１２３のキャリア周波数ｆｒの変更は、図２０内のＬＯ信号発生器１１０５の発振周波数の変更で行う。ＬＯ信号発生器１１０５の発振周波数の変更および制御は、ＬＯ信号発生器１１０５を例えばシンセサイザで実装する事で可能となる。従って、電力検出器１３０１による信号発生器１２０１の制御により、送信装置の省電力化が実現される。
電力検出器１３０１が行う信号発生器１２０１の制御の他の例として、電力再生用ＲＦ信号１１２３のｏｎ/ｏｆｆ制御がある。つまり、信号発生器１２０１は、電力検出器１３０１の検出結果に基づいて、キャリア周波数ｆｒを出力するか否かを決定する。
図１８の特性図で示したとおり、電力再生用ＲＦ信号１０２１を用いた場合の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）と、電力再生用ＲＦ信号１０２１を用いない場合の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）の大小関係は、条件によって変化する。
そこで、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）と電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）とを任意の値に設定した状態で、電力再生用ＲＦ信号１１２３を信号発生器１２０１から出力した場合の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）と、電力再生用ＲＦ信号１１２３を信号発生器１２０１から出力しない場合の送信装置の消費電力ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）とを、電流プローブ１３０４および電力検出器１３０１で測定する。
上記の測定結果に基づき、ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）＜ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）となる電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）およびＰｒ（ｔ）の状態においては、電力再生用ＲＦ信号１１２３を信号発生器１２０１から出力し、電力再生用ＲＦ信号１０２１を電力再生に用いる。また、ＰＤ（ｒ＿ｏｎ）（ｔ）＞ＰＤ（ｒ＿ｏｆｆ）（ｔ）となる電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）およびＰｒ（ｔ）の状態においては、電力再生用ＲＦ信号１１２３を信号発生器１２０１から出力せず電力再生用ＲＦ信号１０２１を電力再生に用いないようにする。従って、電力検出器１３０１による信号発生器１２０１の制御、すなわち電力再生用ＲＦ信号１１２３のｏｎ/ｏｆｆ制御により、送信装置の省電力化が実現される。
［第四の実施形態］
続いて、第四の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
図２５は、第四の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図２５に示す第四の実施形態に係る送信装置は、図１９に示す第二の実施形態に係る送信装置に、信号歪検出器１３１１とカプラ１３１４が追加されている。カプラ１３１４は、端子１０１１におけるＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎを取り出し、端子１３１２を経由して信号歪検出器１３１１に出力する。
端子１０１１におけるＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力の大部分が送信用アンテナ１００６に出力される。ここで、信号歪検出器１３１１に入力される電力量は、送信用アンテナ１００６に入力される電力量に比べて、十分に小さくなる結合度のカプラを用いる事が望ましい。
信号歪検出器１３１１は、ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの信号歪量を検出する。そして、信号歪検出器１３１１は、ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの信号歪量の情報に基づいて、端子１３０３を経由して信号発生器１２０１の制御を行う。具体的には、信号発生器１２０１は、信号歪検出器１３１１の検出結果に基づいて、キャリア周波数ｆｒを出力するか否かを決定する。
ここで、信号歪量としては、隣接チャネル漏洩電力（Adjacent Channel Leakage Power Ratio, ACPR）、変調精度（Error Vector Magnitude, EVM）、相互変調歪(Inter-Modulation Distortion, IMD)、変調誤差比(Modulation Error Ratio, MER)を用いてもよい。また、信号歪検出器１３１１は、スペクトラムアナライザーやベクトルシグナルアナライザーで実装してもよい。
信号歪検出器１３１１が行う信号発生器１２０１の制御の一つの例として、電力再生用ＲＦ信号１０２１のキャリア周波数ｆｒの設定がある。つまり、信号発生器１２０１は、信号歪検出器１３１１の検出結果に基づいて、キャリア周波数ｆｒを決定する。
具体的には、カプラ１３１４および信号歪検出器１３１１を用いて、電力再生用ＲＦ信号１１２３のキャリア周波数ｆｒを変化させた場合のＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの信号歪量を測定する。そして、信号発生器１２０１が出力する電力再生用ＲＦ信号１１２３のキャリア周波数ｆｒは、ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの信号歪量が最小になる周波数に設定する。従って、信号歪検出器１３１１による信号発生器１２０１の制御により、送信装置から出力される送信信号の精度が改善される。
信号歪検出器１３１１が行う信号発生器１２０１の制御の他の例として、電力再生用ＲＦ信号１１２３のｏｎ/ｏｆｆ制御がある。データ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）と電力再生用ＲＦ信号１０２１の電力Ｐｒ（ｔ）とを任意の値に設定した状態で、電力再生用ＲＦ信号１１２３を信号発生器１２０１から出力した場合と、電力再生用ＲＦ信号１１２３を信号発生器１２０１から出力しない場合との、ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの信号歪量を、カプラ１３１４および信号歪検出器１３１１を用いて測定する。
電力ＰＯＵＴ１（ｔ）、・・・、ＰＯＵＴ（ｎ−１）（ｔ）、ＰＯＵＴ（ｎ）（ｔ）およびＰｒ（ｔ）の各状態において、ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎの信号歪量が改善するように、信号発生器１２０１からの電力再生用ＲＦ信号１１２３の出力の有無を選択する。従って、信号歪検出器１３１１による信号発生器１２０１の制御、すなわち電力再生用ＲＦ信号１１２３のｏｎ/ｏｆｆ制御により、送信装置の送信信号の精度が改善される。
［第五の実施形態］
続いて、第五の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。
図２６は、第五の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図２６に示す第五の実施形態に係る送信装置は、図１９に示す第二の実施形態に対して、複数の送信用アンテナ１００６１、・・・、１００６（ｎ−１）、１００６ｎと、分波器１２０３の複数のデータ送信用ＲＦ信号の出力端子１０１１１、・・・、１０１１（ｎ−１）、１０１１ｎが追加されている。送信用アンテナ１００６１、・・・、１００６（ｎ−１）、１００６ｎと、分波器１２０３の複数のデータ送信用ＲＦ信号の出力端子１０１１１、・・・、１０１１（ｎ−１）、１０１１ｎ以外の要素は、図１９に示す第二の実施形態と図２６に示す第五の実施形態に係る送信装置とで、同一の機能と構成を持つ。
図２６に示す第五の実施形態において、分波器１２０３は、端子１００９を経由して入力されたＲＦ信号の内、キャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎをそれぞれ端子１０１１１、・・・、１０１１（ｎ−１）、１０１１ｎ経由で送信用アンテナ１００６１、・・・、１００６（ｎ−１）、１００６ｎに出力し、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を端子１０１０経由で電力再生器１００５に出力する。第五の実施形態においても、第一の実施形態と同じく、電力再生用ＲＦ信号１０２１が電力再生器１００５において低周波の電力に変換され、電力増幅器１００２への供給電力として再利用される。
図２６に示す第五の実施形態に係る送信装置において、分波器１２０３は、例として図２７のブロック構成図において開示される内部構成を持つ。図２７に示した分波器１２０３は、端子１００９と端子１０１０の間にキャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１を通過させ他の帯域のＲＦ信号を遮断するフィルタ１２２１が設置され、端子１００９と端子１０１１１、・・・、１０１１（ｎ−１）、１０１１ｎの間にキャリア周波数ｆｃ１、・・・、ｆｃ（ｎ−１）、ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１０２２ｉを通過させ他の帯域のＲＦ信号を遮断するフィルタ１０２２１、・・・、１０２２（ｎ−１）、１０２２ｎが設置された構成を持つ。上記の構成により、ＲＦ信号がキャリア周波数毎に異なる端子に出力される機能が実現される。
第五の実施形態においても、第一および第二の実施形態と同一の原理に基づいて図１８の特性図で示した特性を持ち、送信装置の省電力化が実現可能である。
［第六の実施形態］
続いて、第六の実施形態について図面を用いて詳細に説明する。本実施形態に係る送信装置は、所定の第３の周波数の電力総和と、所定の基準電力との比較結果に基づいて、キャリア周波数ｆｃとキャリア周波数ｆｒと、を決定するキャリア選択部１４０２を備える。
図２８は、第六の実施形態に係る送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図２８に示す第六の実施形態に係る送信装置は、分波器１２０３の出力端子１０１１１、１０１１２、・・・、１０１１ｎと送信用アンテナ１００６１、１００６２、・・・、１００６ｎとの間にスイッチ１４０１１、１４０１２、・・・、１４０１ｎが挿入されている。また、スイッチ１４０１１、１４０１２、・・・、１４０１ｎの出力端子１０１０１、１０１０２、・・・、１０１０nと電力合成器１００７の間に、電力再生器１００５１、１００５２、・・・、１００５ｎが設置されている。また、キャリア選択部１４０２が設置されている。
図２８に示す第六の実施形態に係る送信装置において、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１は使用せず、キャリア周波数ｆｃ１、ｆｃ２、・・・、ｆｃｎのデータ送信用ＲＦ信号１０２２１、１０２２２、・・・、１０２２ｎを用いる。そのため、第六の実施形態において、図２０で示した信号発生器１２０１の内部構成の内、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１に関与する部分すなわち電力再生制御データ発生器１１０１と、ミキサ１１０３と、ＬＯ信号発生器１１０５は設置しなくてもよい。同様に、第六の実施形態において、図２７で示した分波器１２０３の内部構成の内、キャリア周波数ｆｒの電力再生用ＲＦ信号１０２１に関与する部分すなわちフィルタ１２２１と端子１０１０は設置しなくてもよい。
図２８に示す第六の実施形態に係る送信装置において、キャリア選択部１４０２は、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、１０２２２、・・・、１０２２ｎの内、通信に用いるＲＦ信号を選択する。通信に用いるＲＦ信号やその数は任意に選択してもよく、また通信に用いるＲＦ信号を時間に応じて変更してもよい。一つの例として、ＲＦ信号１０２２１を通信に用いず、それ以外のＲＦ信号１０２２２、・・・、１０２２ｎを通信に用いる場合が図２８において図示されている。通信に用いる電力増幅器１００２からの出力ＲＦ信号（図２８では１０２２２、・・・、１０２２ｎ）の電力の時間変動は、送信するデータによって決定される。本実施形態では、通信に用いない電力増幅器１００２からの出力ＲＦ信号（図２８では１０２２１）の合計電力を、以下の式（９）のように定める。
Figure 2014054786
 Ｐ_ｎｏｔ_ｕｓｅ：通信に用いない電力増幅器１００２の出力ＲＦ信号の合計電力
Ｐ_ｂａｓｅ：基準電力
Ｐ_ｕｓｅ：通信に用いる電力増幅器１００２の出力ＲＦ信号の合計電力
ここで、基準電力は電力増幅器１００２の飽和出力としてもよく、もしくは電力増幅器１００２の飽和出力からバックオフ量を取った電力としてもよい。キャリア選択部１４０２は、端子１４０４を介して、式（９）の関係が満たされるように、信号発生器１２０１から出力されるＲＦ信号の電力を制御する。
キャリア選択部１４０２は、通信に用いるＲＦ信号（図２８では１０２２２、・・・、１０２２ｎ）を送信用アンテナ（図２８では１００６２、・・・、１００６ｎ）に出力するよう、スイッチ（図２８では１４０１２、・・・、１４０１ｎ）を切り替える。また、キャリア選択部１４０２は、通信に用いないＲＦ信号（図２８では１０２２１）を電力再生器（図２８では１００５１）に出力するよう、スイッチ（図２８では１４０１１）を切り替える。電力再生器１００５１、１００５２、・・・、１００５ｎに入力されたＲＦ信号は低周波の電力に変換され、電力合成器１００７へと出力される。
電力合成器１００７は、電力再生器１００５１、１００５２、・・・、１００５ｎおよび直流電圧源１００４から入力された電力を合成して得られる合成電力を、電力増幅器１００２の電力供給用の端子１０１４へ出力する。ここでの電力合成器１００７は、図１１の構成を元にして、電力合成器１００７の入力端子と出力端子を直結した並列合成型の構成でもよい。もしくは、電力合成器１００７は、図１２の構成を元にして、電力合成器１００７の入力端子をトランス素子の１次側に接続し、電力合成器１００７の出力端子をトランス素子の２次側に接続した直列合成型の構成でもよい。上記のとおり第六の実施形態に係る送信装置では、通信に用いないＲＦ信号（図２８では１０２２１）が電力再生器（図２８では１００５１）において低周波の電力に変換され、電力増幅器１００２への供給電力として再利用される。
図２８に示す第六の実施形態に係る送信装置では、通信の使用状況に応じて、通信に使用しないキャリア周波数のＲＦ信号を電力再生に用いる事で、第一ないし第五の実施形態と同一の原理により、送信装置の省電力化が可能である。
［第六の実施形態の変形例］
続いて、第六の実施形態の変形例について図面を用いて詳細に説明する。
図２９は、第六の実施形態の変形例における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図２９に示す第六の実施形態の変形例における送信装置は、図２８に示す第六の実施形態に対して、複数の電力再生器１００５１、１００５２、・・・、１００５ｎの代わりに、一つの電力再生器１００５が用いられる。そして、電力再生器１００５とスイッチ１４０１との間に、ＲＦ信号合成器１４１１が新たに設置される。
図２９に示す第六の実施形態の変形例における送信装置では、図２８に示す第六の実施形態に係る送信装置と同じく、データ送信用ＲＦ信号１０２２１、１０２２２、・・・、１０２２ｎの内、通信に用いるＲＦ信号を選択する。通信に用いない電力増幅器１００２からの出力ＲＦ信号（図２９では１０２２１）の合計電力は、式（９）により設定される。
図２９に示す第六の実施形態の変形例における送信装置では、キャリア選択部１４０２は、通信に用いるＲＦ信号（図２９では１０２２２、・・・、１０２２ｎ）を送信用アンテナ（図２９では１００６２、・・・、１００６ｎ）に出力するよう、スイッチ（図２９では１４０１２、・・・、１４０１ｎ）を切り替える。また、キャリア選択部１４０２は、通信に用いないＲＦ信号（図２９では１０２２１）をＲＦ信号合成器１４１１に出力するよう、スイッチ（図２９では１４０１１）を切り替える。
ＲＦ信号合成器１４１１は、スイッチ１４０１から入力されたＲＦ信号を合成して、電力再生器１００５へ出力する。電力再生器１００５に入力されたＲＦ信号は低周波の電力に変換され、電力合成器１００７へと出力される。
電力合成器１００７は、電力再生器１００５及び直流電圧源１００４から入力された電力を合成して得られる合成電力を、電力増幅器１００２の電力供給用の端子１０１４へ出力する。上記のとおり第六の実施形態の変形例では、通信に用いないＲＦ信号（図２９では１０２２１）が電力再生器１００５において低周波の電力に変換され、電力増幅器１００２への供給電力として再利用される。
図２９に示す第六の実施形態の変形例における送信装置では、通信の使用状況に応じて、通信に使用しないキャリア周波数のＲＦ信号を電力再生に用いる事で、第六の実施形態と同一の原理により、送信装置の省電力化が可能である。
本願開示の送信装置は、特許文献１ないし特許文献１０において開示されている送信装置に比べて、以下の効果がある。
特許文献１ないし特許文献２に記載の送信装置の場合、送信に使用できる周波数は実質的に１バンドに限定され、複数のバンドを同時に送信に利用するＣＡ技術に対応できない。また、特許文献１及び特許文献２に記載の技術では、１バンドの送信にＰＡを２つ用いている。しかし、電力増幅器の数の増加に伴い、回路サイズとコストが増大する。
同様に、特許文献６ないし特許文献１０に記載の技術の場合、送信装置のマルチバンド化にあたり使用バンド数と同数の電力増幅器を設置する必要があり、電力増幅器の数の増加に伴い、回路サイズとコストが増大する。また、特許文献６ないし特許文献１０に記載の技術の場合、バンド切替スイッチで使用する電力増幅器を切り替える方式のため、送信機が対応している全てのバンドのＲＦ信号を同時に出力できない。このため、特許文献６ないし特許文献１０に記載の技術の場合、複数のバンドを同時に用いて通信するＣＡ技術に適さない。
これに対して、本実施形態の送信装置の場合は、一個の電力増幅器でｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に増幅できる。すなわち、本実施形態の送信装置は、ＰＡの数を減らして回路サイズとコストを低減しながら、複数のバンドを同時に送信に利用するＣＡ技術に対応できる。
特許文献３に記載の技術の場合、再利用する電力の周波数が広帯域に分布しているため、回路が対応する周波数範囲から外れた電力は再利用できずに電力損失が発生する。
これに対して、本実施形態の送信装置の場合は、再利用する電力の周波数は単一バンドに設定する事が可能であるため、再利用する電力の周波数を回路の対応周波数に収める事は容易である。すなわち、再利用する電力の周波数が広帯域に分布している事に起因する電力損失を回避できる。
特許文献４に記載の技術の場合、電力再利用による省電力化が可能になる条件が、アンテナにおける整合ずれで反射電力が発生する場合に限定される。
これに対して、本実施形態の送信装置の場合は、整合ずれで発生する反射電力ではなく、電力増幅器の出力電力を再利用する。そのため、整合ずれの有無によらず、電力増幅器から電力を出力する事で、電力再利用による送信装置の省電力化を実現できる。さらに、電力増幅器からの電力の出力は容易にｏｎ/ｏｆｆ制御できるので、条件に応じて電力再利用の適用有無を容易に制御できる。
特許文献５に記載の技術の場合、再利用できる電力は、送信用アンテナから空中に放出されたＲＦ信号電力の一部に過ぎない。また、送信用アンテナから空中に放出されるＲＦ信号の周波数と電力は電波法によって制約される。そのため、電力回収アンテナで回収できるＲＦ信号の周波数と電力もまた電波法によって制約される。
これに対して、本実施形態の送信装置の場合は、電力再生用ＲＦ信号を空中に放出せずに回路内で閉じたまま電力再利用に用いるため、高い効率でＲＦ信号を電力再利用できる。また、電力再生用ＲＦ信号を空中に放出しないため、電力再生用ＲＦ信号の周波数と電力は電波法によって制約されない。
特許文献２および特許文献６ないし特許文献１０に記載の技術では、バックオフ時に高い電力効率を維持するため、ＲＦ信号の変調に応じて電源からＰＡへの供給電力を制御するポーラ変調技術を適用している。ポーラ変調技術では、ＰＡのＲＦ出力信号の誤差を抑制するために、電源回路はＰＡのＲＦ出力信号に正確に応じた電力波形を出力する必要がある。しかしながら、高速変動する電力を電源回路から高精度に出力させる事は困難であり、ＰＡのＲＦ信号精度と変調速度を両立できない。
これに対して、本実施形態の送信装置の場合、電力再生器からＰＡへ、平滑化された電力を供給するだけでよく、ポーラ変調技術のようにＰＡのＲＦ出力信号に正確に応じた電力波形を出力する必要が無い。すなわち、本実施形態の送信装置の場合、ポーラ変調器で見られたＰＡのＲＦ信号精度と変調速度の両立の問題を回避できる。
上記の実施形態の一部又は全部は、以下のようにも記載され得るが、以下には限られない。
（形態１）上記第１の視点に係る送信装置の通りである。
（形態２）前記分波信号のうち、所定の周波数の信号の電力総和と、所定の第１の基準電力との比較結果に基づいて、前記前記第１の周波数、及び前記第２の周波数を決定するキャリア選択部を備える形態１に記載の送信装置。
（形態３）前記電源電力を検出する電力検出器を備え、
前記信号発生器は、前記電力検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する形態１又は２に記載の送信装置。
（形態４）前記信号発生器は、前記電力検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数を決定する形態３に記載の送信装置。
（形態５）前記入力信号の信号歪量を検出する信号歪検出器を備え、
前記信号発生器は、前記信号歪検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する形態１乃至４のいずれか一に記載の送信装置。
（形態６）前記信号発生器は、前記信号歪検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数を決定する形態５に記載の送信装置。
（形態７）前記信号発生器は、前記電力増幅器の電力増幅度に基づいて、前記入力信号の増幅電力の総和を、増幅総和電力として推定し、前記増幅総和電力に応じて、前記入力信号の電力を制御する形態１乃至６のいずれか一に記載の送信装置。
（形態８）前記信号発生器は、前記増幅総和電力と、所定の基準電力との比較結果に応じて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する形態７に記載の送信装置。
（形態９）前記信号発生器は、前記増幅総和電力が所定の基準電力に一致するように前記入力信号を生成する形態７又は８に記載の送信装置。
（形態１０）前記信号発生器は、前記電力増幅器の飽和電力を、前記基準電力として決定する形態９に記載の送信装置。
（形態１１）前記電力再生器は、整合回路と、整流回路と、を少なくとも備え、前記整合回路は、前記第２の周波数において、前記整流回路の入力と、前記分波器の出力と間でインピーダンス整合を取り、前記整流回路は、ダイオードで構成される形態１乃至１０のいずれか一に記載の送信装置。
（形態１２）前記第２の周波数は、前記第１の周波数より低い形態１乃至１１のいずれか一に記載の送信装置。
（形態１３）上記第２の視点に係る送信方法の通りである。
（形態１４）前記分波信号のうち、所定の周波数の信号の電力総和と、所定の基準電力との比較結果に基づいて、前記第１の周波数、及び前記第２の周波数を決定する工程を備える形態１３に記載の送信方法。
（形態１５）前記電源電力を検出する電力検出工程を含み、前記信号発生工程において、前記電力検出工程における検出結果に基づいて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する形態１３又は１４に記載の送信方法。
（形態１６）前記入力信号の信号歪量を検出する信号歪検出工程を含み、前記信号発生工程において、前記信号歪検出工程における検出結果に基づいて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する形態１３乃至１５のいずれか一に記載の送信方法。
（形態１７）前記信号発生工程において、前記電力増幅器の電力増幅度に基づいて、前記入力信号の増幅電力の総和を、増幅総和電力として推定し、前記増幅総和電力に応じて、前記入力信号の出力を制御する形態１３乃至１６のいずれか一に記載の送信方法。
（形態１８）前記信号発生工程において、前記増幅総和電力と、所定の基準電力とを比較し、比較結果に応じて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する形態１７に記載の送信方法。
なお、引用した上記の特許文献等の各開示は、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施形態ないし実施形態の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし、選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想に従って当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。特に、本書に記載した数値範囲については、当該範囲内に含まれる任意の数値ないし小範囲が、別段の記載のない場合でも具体的に記載されているものと解釈されるべきである。
１００１、１２０１、２００１ 信号発生器
１００２、２００２ 電力増幅器
１００３、１２０２、１２０３、２００３ 分波器
１００４ 直流電圧源
１００５、２００５ 電力再生器
１００６ 送信用アンテナ
１００７、２００７ 電力合成器
１００８〜１０１４、１０４３、１３０２、１３０３、１３１２、１３１３、１４０３、１４０４ 端子
１０２１、１１２３ 電力再生用ＲＦ信号
１０２２、１１２４ データ送信用ＲＦ信号
１０３１ トランジスタ
１０３２、１０３３、１０４１ 整合回路
１０３４ 入力バイアス回路
１０３５ 出力バイアス回路
１０３６ バイアス端子
１０４２ 整流回路
１０５１、１０５２、１０５３ ダイオード素子
１０６１、１０６３ インダクタ素子
１０６２、１０６４、１０７１〜１０７３、１０８３〜１０８５ 容量素子
１０８１、１０８２ トランス素子
１０９１、１０９２、１２１１、１２１２、１２２１、１２２２ フィルタ
１１０１ 電力再生制御データ発生器
１１０２ 送信データ発生器
１１０３、１１０４ ミキサ
１１０５、１１０６ 局部発振（ＬＯ）信号発生器
１１０７、１４１１ ＲＦ信号合成器
１１２１ 電力再生制御用ベースバンド信号
１１２２ データ送信用ベースバンド信号
１３０１ 電力検出器
１３０４ 電流プローブ
１３１１ 信号歪検出器
１３１４ カプラ
１４０１ スイッチ
１４０２ キャリア選択部
２００４ データ送信器
２００６ 電圧源

Claims (10)

  1. ２以上の周波数帯の入力信号を生成し、出力する信号発生器と、
    前記入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器と、
    前記増幅信号から、前記周波数毎の分波信号を出力する分波器と、
    前記分波信号のうち、第１の周波数の信号に基づいて、データを送信するデータ送信器と、
    前記分波信号のうち、第２の周波数の信号を再生電力に変換し、前記再生電力を出力する電力再生器と、
    前記再生電力と、電圧源の出力する電源電力と、を合成電力として合成し、前記合成電力を、前記電力増幅器に入力する電力合成器と、
    を備える送信装置。
  2. 前記分波信号のうち、所定の周波数の信号の電力総和と、所定の基準電力との比較結果に基づいて、前記第１の周波数、及び前記第２の周波数を決定するキャリア選択部を備える請求項１に記載の送信装置。
  3. 前記電源電力を検出する電力検出器を備え、
    前記信号発生器は、前記電力検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する請求項１又は２に記載の送信装置。
  4. 前記信号発生器は、前記電力検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数を決定する請求項３に記載の送信装置。
  5. 前記入力信号の信号歪量を検出する信号歪検出器を備え、
    前記信号発生器は、前記信号歪検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数の信号を出力するか否かを決定する請求項１乃至４のいずれか一に記載の送信装置。
  6. 前記信号発生器は、前記信号歪検出器の検出結果に基づいて、前記第２の周波数を決定する請求項５に記載の送信装置。
  7. 前記信号発生器は、前記電力増幅器の電力増幅度に基づいて、前記入力信号の増幅電力の総和を、増幅総和電力として推定し、前記増幅総和電力に応じて、前記入力信号の電力を制御する請求項１乃至６のいずれか一に記載の送信装置。
  8. 前記信号発生器は、前記増幅総和電力が所定の基準電力に一致するように前記入力信号を生成する請求項７に記載の送信装置。
  9. 前記第２の周波数は、前記第１の周波数より低い請求項１乃至８のいずれか一に記載の送信装置。
  10. 入力信号を増幅し、増幅信号を出力する電力増幅器を備える送信装置を介して、信号を送信する送信方法であって、
    ２以上の周波数帯の前記入力信号を生成し、出力する信号発生工程と、
    前記増幅信号から、前記周波数毎の分波信号を出力する分波工程と、
    前記分波信号のうち、第１の周波数の信号に基づいて、データを送信する工程と、
    前記分波信号のうち、第２の周波数の信号を再生電力に変換し、前記再生電力を出力する工程と、
    前記再生電力と、電圧源の出力する電源電力と、を合成電力として合成し、前記合成電力を、前記電力増幅器に入力する工程と、
    を含む送信方法。
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8749319B2 (en) * 2006-11-18 2014-06-10 Rfmicron, Inc. Method and apparatus for detecting RF field strength
US9432946B2 (en) * 2012-03-12 2016-08-30 Nec Corporation Transmission apparatus and transmission method
US9596120B2 (en) * 2013-09-26 2017-03-14 Nec Corporation Signal transmission apparatus, distortion compensation apparatus, and signal transmission method
US9722550B2 (en) * 2014-04-22 2017-08-01 Hoon Ahn Power amplifying radiator (PAR)
JP6124355B2 (ja) * 2014-06-27 2017-05-10 日本電信電話株式会社 無線送信装置および無線送信システム
JP6454567B2 (ja) * 2015-02-24 2019-01-16 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
EP3697004A3 (en) * 2019-02-15 2020-12-02 Tata Consultancy Services Limited System, method and machine-readable storage medium for disrupting unauthorized communications in low frequency radio communication devices
US11626907B2 (en) * 2019-06-19 2023-04-11 Analogic Corporation Radio frequency generators, and related systems, methods, and devices
US11587767B2 (en) 2019-06-19 2023-02-21 Analogic Corporation Radio frequency generators, and related systems, methods, and devices
US11711120B1 (en) * 2022-04-29 2023-07-25 Qualcomm Incorporated Power adjustment to align transmit chain power ratios

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008278096A (ja) * 2007-04-27 2008-11-13 Ntt Docomo Inc 無線通信装置、無線通信装置の給電方法
JP2011097320A (ja) * 2009-10-29 2011-05-12 Nec Corp 送信機およびその検波回路共用方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000349575A (ja) 1999-06-07 2000-12-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力増幅装置
JP3961498B2 (ja) 2004-02-27 2007-08-22 松下電器産業株式会社 高周波回路装置
JP2005287017A (ja) 2004-03-05 2005-10-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信回路、通信機器、オーディオ機器、映像機器、及び送信方法
JP2006270923A (ja) 2005-02-25 2006-10-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力増幅器およびポーラー変調システム
CN101167326B (zh) 2005-04-27 2010-09-29 松下电器产业株式会社 极化调制传输电路和通信设备
JP4589803B2 (ja) 2005-05-18 2010-12-01 パナソニック株式会社 無線通信機
JP2008205821A (ja) 2007-02-20 2008-09-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅装置及びそれを用いた送信装置
US8718582B2 (en) 2008-02-08 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Multi-mode power amplifiers
JP5569087B2 (ja) 2010-03-25 2014-08-13 ソニー株式会社 無線通信装置、及び電子機器
US8466745B2 (en) * 2010-08-25 2013-06-18 Yaohui Guo Hybrid reconfigurable multi-bands multi-modes power amplifier module

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008278096A (ja) * 2007-04-27 2008-11-13 Ntt Docomo Inc 無線通信装置、無線通信装置の給電方法
JP2011097320A (ja) * 2009-10-29 2011-05-12 Nec Corp 送信機およびその検波回路共用方法

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