JP2000349575A

JP2000349575A - 電力増幅装置

Info

Publication number: JP2000349575A
Application number: JP11159016A
Authority: JP
Inventors: Masazumi Yamazaki; 正純山崎; Ritsu Miura; 律三浦
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-06-07
Filing date: 1999-06-07
Publication date: 2000-12-15

Abstract

(57)【要約】【課題】四端子電力合成回路を用いた電力増幅装
置において、電力合成器の損失を低減させ、高効率で線
形性の高い電力増幅装置を提供すること。【解決手段】電力合成器１８のアイソレーション端子
５には、第１のフィルタ１９，整流回路２０，第２のフ
ィルタ２１を介して直流出力端子２２に接続する。電力
増幅器１６および１７の出力の振幅および位相偏差によ
り、二系統の入力信号の振幅，位相が電力合成器１８の
合成条件からずれた場合、アイソレーション端子５に発
生した高周波電力は、整流回路２０により直流電力とし
て回収することができる。よって、高効率で線形性の高
い電力増幅器が実現される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動通
信等に使用される電力増幅装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力増幅装置に用いられる電力合成器の
構成例として、90゜ブランチラインハイブリッドを用い
た電力合成器を図８に示す。

【０００３】図示されるように、ハイブリッド電力合成
器１は、90゜ブランチラインハイブリッド６と、そのア
イソレーション端子５に接続される疑似負荷（ダミーロ
ード）１０とを有する。90゜ブランチラインハイブリッ
ド６の２つの入力端子２，３には、高周波信号源７，８
から発生する高周波信号が入力される。また、90゜ブラ
ンチラインハイブリッド６の出力端子４からは、合成さ
れた高周波信号が出力され、負荷９により消費される。

【０００４】90゜ブランチラインハイブリッド６におい
て、入力端子２と出力端子４、および入力端子３とアイ
ソレーション端子５は、特性インピーダンスZo／√2、
角周波数ωにおいて電気長90゜の伝送線路で接続されて
いる。また、入力端子２と入力端子３、および出力端子
４とアイソレーション端子５は、特性インピーダンスZ
o、角周波数ωにおいて電気長90゜の伝送線路で接続され
る。なお、高周波信号源７，８，負荷９および疑似負荷
１０のインピーダンスは、共にZoである。

【０００５】各伝送線路の損失は十分小さいとして、入
力端子２に高周波電圧(√2)Va×sinωtを印加すると、
入力端子３、出力端子４、アイソレーション端子５に誘
起される高周波電圧V3a、V4a、V5aはそれぞれ、以下の
式（１）〜式（３）のようになる。

【０００６】 V3a＝0−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−式(1) V4a＝Va×sin(ωt−90゜)＝−Va×cosωt−−−−−−−−−−−式(2) V5a＝Va×sin(ωt−180゜)＝−Va×sinωt −−−−−−−−−−式(3) また、入力端子３に高周波電圧(√2)Vb×cosωtを印加
すると、入力端子２、出力端子４、アイソレーション端
子５に誘起される高周波電圧V2b、V4b、V5bはそれぞ
れ、以下の式（４）〜（６）のように表される。

【０００７】 V2b＝0−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−式(4) V4b＝Vb×cos(ωt−180゜)＝−Vb×cosωt −−−−−−−−−−式(5) V5b＝Vb×cos(ωt−90゜)＝Vb×sinωt−−−−−−−−−−−−式(6) したがって、Va＝Vb＝Vとすれば、入力端子２に(√2)Va
×sinωt、入力端子３に(√2)Vb×cosωtの高周波電力
を印加した場合、出力端子４およびアイソレーション端
子に誘起される高周波電圧V4およびV5は、式(2)(3)(5)
(6)より V4＝V4a＋V4b＝−2V×cosωt−−−−−−−−−−−−−−−−式(7) V5＝V5a＋V5b＝0 −−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−式(8) となる。また、入力端子２、３に印加する高周波電圧間
に振幅または位相誤差が発生しても、それにより発生す
る高周波電力は疑似負荷（ダミーロード）１０で消費さ
れ、入力端子２、３間のアイソレーションは保たれる。

【０００８】次に、電力合成器を用いて線形変調波を高
効率に増幅するLINC（Linear amplification with Nonl
inear Components）方式の電力増幅装置の概要について
説明する。

【０００９】LINC方式は、二系統の定振幅信号を増幅後
に合成するもので、高効率、非線形な増幅器を用いて、
定振幅信号を線形に増幅することができる。例えば、昭
和６３年電子情報通信学会秋季全国大会B-448には、LIN
C方式を適用したロールオフQPSK高電力効率送信系が示
されている。図９に、LINC方式を適用したQPSK変調波の
増幅装置の構成例を示す。なお、図８に対応する部分に
は同一符号を付してある。

【００１０】図９において、送信信号入力端子１１には
ベースバンドのシリアルデータが入力される。直列並列
変換器１２は、送信信号入力端子１１に入力した直列デ
ータ信号をそのデータの保持時間が２倍である二系統の
４相位相変調シンボルデータ信号に変換する。ローパス
フィルタ１３、１４はそれぞれ、直列並列変換器１２に
より変換された二系統の４相位相変調シンボルデータ信
号をそれぞれ帯域制限して二系統の４相位相変調シンボ
ルデータ信号を得る。この４相位相変調シンボルデータ
信号は、以下の式（９）および式（１０）のように表さ
れる。

【００１１】 I(t)＝(√2)A×cosθ(t)×cosφ(t)−−−−−−−−−−−−−−−式(9) Q(t)＝(√2)A×cosθ(t)×sinφ(t)−−−−−−−−−−−−−−−式(10) 演算回路１５は、ローパスフィルタ１３、１４により得
られた二系統の４相位相変調信号I(t)、Q(t)に対して、
下記の式（１１），式（１２）に示されるような演算を
施して２系統の定振幅位相変調信号を得る。

【００１２】 V1＝(√2)A×sin{ωt−θ(t)−φ(t)}−−−−−−−−−−−−−−式(11) V2＝(√2)A×cos{ωt＋θ(t)−φ(t)}−−−−−−−−−−−−−−式(12) 電力増幅器（パワーアンプ）１６、１７はそれぞれ、演
算回路１５の出力信号V1、V2を増幅するものであり、電
力増幅器の各出力は入力端子２、３を介して電力合成器
１に接続されている。また、電力合成器１の出力端子４
は負荷９に接続されている。

【００１３】電力合成器１の入力端子２、３に印加され
る高周波電圧S1、S2は、電力増幅器１６、１７の利得を
Gとすると、それぞれ S1＝G×V1＝G×(√2)A×sin{ωt−θ(t)−φ(t)}−−−−−−−−−式(13) S2＝G×V2＝G×(√2)A×cos{ωt＋θ(t)−φ(t)}−−−−−−−−−式(14) となる。S1、S2は定振幅であるので、電力増幅器１６、
１７の出力電力P1、P2はそれぞれ、以下の式（１５）お
よび式（１６）に示すように、一定値をもつ。

【００１４】 P2＝(S1^2)／Zo＝{(G×V1)^2}／Zo＝{(G×A)^2}／Zo−−−−−−−式(15) P3＝(S2^2)／Zo＝{(G×V2)^2}／Zo＝{(G×A)^2}／Zo−−−−−−−式(16) なお、式（１５），式（１６）において、「＾」の記号
はべき乗を表している（以下の明細書でも同様であ
る）。

【００１５】電力増幅器１６、１７に線形性は要求され
ず、C級、F級などの非線形、高効率の電力増幅器を使用
することができる。電力増幅器１６、１７の出力は電力
合成器１により合成される。

【００１６】電力増幅器１６の出力S1を入力端子２に入
力すると、出力端子４およびアイソレーション端子５に
誘起する高周波電圧V41、V51はそれぞれ、以下の式（１
７）および式（１８）のようになる。 V41＝G×A×sin{ωt−θ(t)−φ(t)−90゜}＝−G×A×cos{ωt−θ(t)−φ(t)} …………式(17) V51＝G×A×sin{ωt−θ(t)−φ(t)−180゜}＝−G×A×sin{ωt−θ(t)−φ(t)} ………………式(18) となる。

【００１７】また、電力増幅器１７の出力S2を入力端子
３に印加すると、出力端子４およびアイソレーション端
子５に誘起される高周波電圧V42、V52はそれぞれ、以下
の式（１９）および式（２０）のようになる。 V42＝G×A×cos{ωt＋θ(t)−φ(t)−180゜}＝−G×A×cos{ωt＋θ(t)−φ(t)} ……………式(19) V52＝G×A×cos{ωt＋θ(t)−φ(t)−90゜}＝G×A×sin{ωt＋θ(t)−φ(t)} ……………式(20) これより、出力端子４を介して負荷９に印加される高周
波電圧Ｖ４は、以下の式（２１）のようになる。

【００１８】 V4＝V41＋V42＝−G×A×[cos{ωt−θ(t)−φ(t)}＋cos{ωt＋θ(t)−φ(t)}] ＝−2G×A×{cosθ(t)×cosφ(t)×cosωt＋cosθ(t)×sinφ(t)×sinωt} ＝−(√2)Ｇ×{I(t)×cosωt＋Q(t)×sinωt}−−−−−−−−−−式(21) また、負荷９に供給される出力電力P9は、以下の式（２
２）のようになる。

【００１９】 P9＝(V4^2)／Zo＝2[{G×A×cosθ(t)}^2]／Zo−−−−−−−−−−式(22) ここで、出力電力P9は、振幅成分{cosθ(t)}^2を持ち、
θ(t)＝90゜の時にピーク値をもつ。このピーク値P9peak
は、以下の式（２３）のように表される。

【００２０】 P9peak＝2{(G×A)^2}／Zo −−−−−−−−−−−−−−−−式(23) 以上のように、位相の異なる二系統の定振幅信号を増幅
後に合成することにより、高効率、非線形な増幅器を用
いて、振幅成分を持つ信号を線形に増幅することができ
る。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、ア
イソレーション端子５を介して疑似負荷（ダミーロー
ド）１０に印加される高周波電圧V5は、式(18)，式(20)
より、以下の式（２４）のように表される。

【００２２】 V5＝V51＋V52＝−G×A×[sin{ωt−θ(t)−φ(t)}−sin{ωt＋θ(t)−φ(t)}] ＝2G×A×sinθ(t)×cos{ωt−φ(t)}−−−−−−−−−−−−−−式(24) そして、疑似負荷（ダミーロード）１０で消費される電
力P10は、以下の式（２５）のようになる。

【００２３】 P10＝(V5^2)／Zo＝2[{G×A×sinθ(t)}^2]／Zo−−−−−−−−−−式(25) ここで、電力合成器１に供給される電力P2、P3の和は、
電力合成器１から出力される電力P9，P10の和と等し
く、その値はピーク電力P9peakに等しい。

【００２４】 P2＋P3＝P9＋P10＝P9peak −−−−−−−−−−−−−−−−−−−式(26) このとき、増幅する変調波信号の平均電力P9averageが
ピーク電力に対して小さい場合、疑似負荷１０で消費さ
れる電力すなわち電力合成器１で消費される電力が大き
くなる。したがって電力増幅装置全体で見たときの効率
が低下するという問題点がある。

【００２５】本発明は従来技術における上述のような問
題点を解決するものであり、電力合成時に発生する損失
を減少させることができ、その結果、高効率で線形性の
高い電力増幅装置を提供することを目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明の電力増幅装置で
は、電力合成器のアイソレーション端子に誘起される高
周波信号を整流し、直流電力として回収する。従来、ダ
ミーロードで全部が熱エネルギー等に変化されていたも
のが直流分として回収されるために損失が低減し、した
がって、電力増幅装置全体の効率を改善することができ
る。

【００２７】

【発明の実施の形態】本発明の第１の態様は、２系統の
信号の各々を増幅器により増幅した後、四端子電力合成
器で合成する電力増幅装置において、前記四端子電力合
成器のアイソレーション端子に、このアイソレーション
端子に発生する高周波信号の電力を直流の電力に変換し
て回収する直流電力回収回路を接続する。

【００２８】従来、ダミーロードで熱として消費されて
いた電力の一部を直流分として回収することによって損
失が低減する。これにより、電力増幅装置の効率を改善
することができる。

【００２９】また、本発明の第２の態様では、第１の態
様において、前記直流電力回収回路は、前記アイソレー
ション端子に発生した電力を整流する整流器と、この整
流器が発生する高周波成分を除去する第１のフィルタ
と、前記整流器の出力から高周波成分を除去する第２の
フィルタと、を有している。

【００３０】第１のフィルタは、整流器で発生した高調
波が、増幅器や負荷に逆流するのを防ぎ、また、第２の
フィルタは、整流器の出力に重畳された高周波成分を除
去する。

【００３１】また、本発明の第３の態様では、第１また
は第２の態様において、前記増幅器の電源電圧を制御す
る電源電圧制御回路を、さらに設ける。

【００３２】これにより、２系統の信号を増幅するため
の増幅器の効率を劣化させることなく、電力増幅装置の
出力電力を制御することができる。

【００３３】また、本発明の第４の態様では、第１また
は第２の態様において、前記増幅器の利得を制御する利
得制御回路を、さらに設ける。

【００３４】これにより、２系統の信号を増幅するため
の増幅器の効率を劣化させることなく、電力増幅装置の
出力電力を制御することができる。

【００３５】また、本発明の第５の態様では、第１また
は第２の態様において、前記２系統の信号の各々の振幅
を制御する振幅制御回路を、さらに設ける。

【００３６】これにより、２系統の信号を増幅するため
の増幅器の効率を劣化させることなく、電力増幅装置の
出力電力を制御することができる。

【００３７】また、本発明の第６の態様では、上述の態
様において、前記増幅器を同一の半導体基板上に形成す
る。

【００３８】これにより、増幅器のばらつきを小さくす
ることができ、振幅および位相偏差による効率および線
形性の劣化を回避することができる。

【００３９】また、本発明の第７の態様では前記増幅器
は非線形増幅器とする。これにより、LINC(Linear Ampl
ification with Nonlinear Components)方式の電力増幅
の効率を高めることができる。

【００４０】また、本発明の第８の態様では、２系統の
定振幅高周波信号のそれぞれを非線形のアンプで増幅し
た後に四端子電力合成器で合成して線形の増幅信号を得
るLINC(Linear Amplification with Nonlinear Compone
nts)方式の電力増幅を行う場合に、前記四端子電力合成
器のアイソレーション端子に誘起される信号の高周波電
力を直流の電力に変換し、これによって前記四端子電力
合成器における電力損失を低減する。

【００４１】これにより、LINC方式の電力増幅の効率を
高めることができる。また、疑似負荷（ダミーロード）
で高周波成分をすべて吸収する場合に比べて、発生する
熱が少ないので熱対策の点でも有利となる。

【００４２】（実施の形態１）以下、本発明の第１の実
施の形態の電力増幅装置について、図１および図２を用
いて説明する。

【００４３】図１は、本発明の第１の実施の形態の電力
増幅装置の構成を説明する図であって、二系統の電力増
幅器の出力を合成して出力する電力増幅装置に本発明の
第１の実施の形態の電力増幅装置を適用したものであ
る。

【００４４】電力増幅器１６、１７の出力は、四端子電
力合成器１８の入力端子２、３に接続され、四端子電力
合成器１８の出力端子４は負荷９に接続される。四端子
電力合成器１８のアイソレーション端子５はフィルタ１
９、整流回路２０、フィルタ２１を介して、直流出力端
子２２に接続される。

【００４５】なお、ここでは、四端子電力合成器１８と
して、従来例で示した90゜ブランチラインハイブリッド
６を使用した場合について説明を行うが、3dBハイブリ
ッドやラットレースなどの四端子電力合成器を用いても
実現することができる。なお、ハイブリッド電力合成器
とは、２系統の信号を一つの信号に合成する機能をもつ
４個の端子（ポート）をもつ電力合成器である。

【００４６】ここで、電力増幅器１６および１７の出力
間に振幅または位相偏差が発生し、電力合成器の合成条
件からずれた場合、アイソレーション端子５に高周波信
号が誘起される。この高周波信号の電力は、フィルタ１
９を介して整流回路２０で整流され、フィルタ２１で高
周波成分を除去された直流成分が直流出力端子２２に出
力される。また、高周波電力の整流時に発生した高調波
成分はフィルタ１９により除去され、負荷９および電力
増幅器１６、１７に影響を与えない。

【００４７】図２は、LINC方式の電力増幅装置に、図１
の電力増幅装置を適用した構成例を示すものである。な
お、図２において、図１と同じ部分には同じ符号を付し
てある。

【００４８】QPSK変調波信号のピーク電力−平均電力＝
10dB、電力増幅器１６、１７のドレインまたはコレクタ
効率を90%と仮定すると、電力増幅器１６および１７
は、式(15)，式(16)，式(23)より、出力電力＝ピーク電
力／2で動作しているので、電力増幅器１６、１７に注
入される直流電力の和は、ピーク電力／0．9となる。一
方、負荷９に供給される高周波電力はピーク電力×0．1
であるので、電力増幅部の効率は、(負荷９に供給され
る高周波電力)／(電力増幅器１６，１７に注入される直
流電力の和)×100＝(ピーク電力×0．1)／(ピーク電力
／0．9)×100＝９％となる。

【００４９】ここで、整流回路２０の高周波電力から直
流電力への変換効率を５０％と仮定すると、第３図に示
す従来の構成で疑似負荷１０に吸収されていた電力の５
０％が直流電力として回収される。

【００５０】よって、電力増幅装置全体の効率は、(ピ
ーク電力×0．1)／(ピーク電力／0．9−ピーク電力×
0．9×0．5)＝１５．１％まで改善される。

【００５１】このように、LINC方式電力増幅装置に本構
成を適用することにより、疑似負荷で消費されていた高
周波電力を直流電力に変換して回収することができ、電
力増幅装置全体の効率を改善することができる。また、
疑似負荷で高周波電力のすべてを吸収する場合に比べて
発生する熱が少ないので熱対策の点でも有利である。

【００５２】（実施の形態２）以下、本発明の第２の実
施の形態の電力増幅装置について、図３を用いて説明す
る。

【００５３】図３は、本発明の第２の実施の形態の電力
増幅装置の構成を説明する図であって、LINC方式電力増
幅装置に、本実施の形態の電力増幅装置を適用した構成
例を示すものである。

【００５４】図３において、参照符号２３は送信出力制
御信号が印加される出力制御信号入力端子であり、参照
符号２４は、出力制御信号入力端子２３に印加された送
信出力制御信号に基づき電力増幅器１６、１７の電源電
圧を制御する電源電圧制御回路である。

【００５５】本実施の形態では、出力制御信号入力端子
２３に印加される送信出力制御信号によって電力増幅器
１６、１７の電源電圧を制御することができ、その結
果、電力増幅器１６、１７の出力電力P2、P3を制御する
ことができる。

【００５６】これにより、電力合成器（９０°ブランチ
ラインハイブリッド）１８の出力電力P9のパワーダウン
制御を行う場合でも、これに対応させて、電力増幅器１
６，１７の出力パワーP2、P3を減少させることでアイソ
レーション端子５に誘起される電力の増大を防ぐことが
できる。

【００５７】このような構成を採ることによって、上述
の実施の形態１の効果に加え、電力制御時の効率劣化を
小さくすることができるという効果も得ることができ
る。

【００５８】（実施の形態３）以下、本発明の実施の形
態３の電力増幅装置について図４を用いて説明する。

【００５９】図４は、LINC方式電力増幅装置に、本実施
の形態の電力増幅装置を適用した構成例を示すものであ
る。

【００６０】図４において、利得制御回路２５は、出力
制御信号入力端子２３に印加された送信出力制御信号に
基づき利得可変増幅器（可変利得アンプ）２６、２７の
利得制御信号を生成する。なお、可変利得増幅器２６，
２７は可変アッテネータでも同等の機能を実現できる。

【００６１】出力制御信号入力端子２３に印加される送
信出力制御信号により、可変利得増幅器２６、２７の利
得は制御され、その結果として、電力増幅器１６、１７
の出力電力P2、P3を制御することができる。

【００６２】これにより、電力増幅器１８（９０°ブラ
ンチハイブリッド）の出力電力P９のパワーダウン制御
を行う場合に、可変利得アンプ２６，２７の利得を小さ
くして電力増幅器１６，１７の出力電力P2、P3を減少さ
せることで、アイソレーション端子５に誘起される電力
の増大を防ぐことができる。

【００６３】このような構成を採ることによって、実施
の形態１の電力増幅装置の効果に加え、電力制御時の効
率劣化を小さくすることができるという効果も得ること
ができる。

【００６４】（実施の形態４）以下、本発明の実施の形
態４にかかる電力増幅装置について図５を用いて説明す
る。図５はLINC方式の電力増幅装置に本実施の形態の電
力増幅装置を適用した構成例を示すものである。

【００６５】図５において、参照符号２８は、出力制御
信号入力端子２３に印加された送信出力信号により、上
述の式(11)および式(12)で、表される演算出力V1、V2の
振幅Ａを制御する機能を有する演算回路である。

【００６６】出力制御信号入力端子２３に印加される送
信出力制御信号により、演算回路２８の演算出力V1、V2
の振幅Ａは制御され、その結果として、電力増幅器１
６、１７の出力電力P2、P3を制御することができる。

【００６７】これにより、電力合成器（９０°ブランチ
ハイブリッド）１８の出力電力P９のパワーダウン制御
を行う場合でも、電力増幅器の出力電力P2、P3を減少さ
せることで、アイソレーション端子５に誘起される電力
P9の増大を防ぐことができる。したがって、このような
構成を採ることによって、上述の実施の形態１の効果に
加え、電力制御時の効率劣化を小さくすることができる
という効果も得ることができる。

【００６８】（実施の形態５）以下、本発明の実施の形
態５にかかる電力増幅装置について、図６を用いて説明
する。

【００６９】図６において、電力増幅器１６および１７
は同一の半導体基板２９上に構成されている。電力増幅
器１６および１７は同一の半導体基板２９上に構成され
ているため、両者の特性（例えば、雑音特性や温度特
性）が揃うことになる。よって、両者の振幅／位相特性
の偏差を小さくすることができ、電力合成器１８に入力
される二系統の高周波信号の振幅および位相偏差による
特性劣化を回避することができる。

【００７０】このような構成を採ることによって、の実
施の形態１の効果に加え、電力増幅器の特性偏差に起因
する効率および線形性の劣化を小さくすることができる
という効果も得ることができる。

【００７１】（実施の形態６）以下、本発明の実施の形
態６の電力増幅装置について図７を用いて説明する。

【００７２】図７において、電力増幅器１６，１７およ
び可変利得増幅器２６，２７は同一の半導体基板３０上
に構成されている。２つの電力増幅器と２つの可変利得
増幅器が同一の半導体基板３０上に構成されるため、２
系統の増幅器のそれぞれの特性がそろって両者の振幅／
位相特性の偏差を小さくすることができる。よって、電
力合成器１８に入力される二系統の高周波信号の振幅お
よび位相誤差による特性劣化を回避することができる。

【００７３】このような構成を採ることによって、前記
した第３の実施の形態の電力増幅装置の効果に加え、電
力増幅器の特性偏差に起因する効率および線形性の劣化
を小さくすることができるという効果を有する。

【００７４】本発明は移動体通信や多重無線通信の他、
衛星通信システムや放送機器といった各種の高い周波数
帯域の信号処理に広く利用することができる。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
周波信号を増幅する電力増幅装置において、電力合成器
の損失を低減させると共に、高効率で高い線形性を実現
することができる。さらに、出力電力制御時に効率の劣
化を回避することもでき、線形で高効率な信号の増幅が
可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１にかかる、９０°ブラン
チハイブリッドを用いた電力増幅装置の構成を示す図

【図２】本発明の実施の形態１にかかる、ＬＩＮＣ方式
の電力増幅装置の構成を示す回路図

【図３】本発明の実施の形態２にかかる電力増幅装置の
構成を示す回路図

【図４】本発明の実施の形態３の電力増幅装置の構成を
示す回路図

【図５】本発明の実施の形態４の電力増幅装置の構成を
示す回路図

【図６】本発明の実施の形態５の電力増幅装置の構成を
示す回路図

【図７】本発明の実施の形態６の電力増幅装置の構成を
示す回路図

【図８】９０°ブランチラインハイブリッド電力合成器
の構成を示す回路図

【図９】ＬＩＮＣ方式を適用した電力増幅装置の構成を
示す回路図

【符号の説明】

１電力合成器２，３入力端子４出力端子５アイソレーション端子６ 90゜ブランチラインハイブリッド７，８信号源９負荷１０疑似負荷１１送信信号入力端子１２直列並列変換器１３，１４ローパスフィルタ１５演算回路１６，１７電力増幅器１８四端子電力合成器１９フィルタ２０整流回路２１フィルタ２２直流出力端子２３出力制御信号入力端子２４電源電圧制御回路２５利得制御回路２６，２７可変利得増幅器２８演算回路２９，３０半導体基板

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０３Ｈ 11/02 Ｈ０３Ｈ 11/02 Ｚ５Ｊ１００Ｆターム(参考） 5J069 AA04 AA21 AA41 CA25 CA36 CA86 FA04 FA07 FA13 FA20 HA19 HA25 KA23 KA42 KA43 KA51 KA55 KA68 KC07 QA01 SA14 TA01 5J090 AA04 AA21 AA41 CA25 CA36 CA86 FA04 FA07 FA13 FA20 GN05 HA19 HA25 HN08 HN09 HN17 KA23 KA42 KA43 KA51 KA55 KA68 QA01 SA14 TA01 5J091 AA04 AA21 AA41 CA25 CA36 CA86 FA04 FA07 FA13 FA20 HA19 HA25 KA23 KA42 KA43 KA51 KA55 KA68 QA01 SA14 TA01 UW03 5J092 AA04 AA21 AA41 CA25 CA36 CA86 FA04 FA07 FA13 FA20 GR00 HA19 HA25 KA23 KA42 KA43 KA51 KA55 KA68 QA01 SA14 TA01 5J098 CB03 5J100 KA05 LA02 QA01 SA01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２系統の信号の各々を増幅器により増幅
した後、四端子電力合成器で合成する電力増幅装置であ
って、前記四端子電力合成器のアイソレーション端子
に、このアイソレーション端子に発生する高周波信号の
電力を直流の電力に変換して回収する直流電力回収回路
を接続したことを特徴とする電力増幅装置。
【請求項２】前記直流電力回収回路は、前記アイソレ
ーション端子に発生した電力を整流する整流器と、この
整流器が発生する高周波成分を除去する第１のフィルタ
と、前記整流器の出力から高周波成分を除去する第２の
フィルタと、を有することを特徴とする請求項１記載の
電力増幅装置。
【請求項３】前記増幅器の電源電圧を制御する電源電
圧制御回路を、さらに具備することを特徴とする請求項
１または請求項２記載の電力増幅装置。
【請求項４】前記増幅器の利得を制御する利得制御回
路を、さらに具備することを特徴とする請求項１または
請求項２記載の電力増幅装置
【請求項５】前記２系統の信号の各々の振幅を制御す
る振幅制御回路を、さらに具備することを特徴とする請
求項１または請求項２記載の電力増幅装置
【請求項６】前記増幅器は同一の半導体基板上に形成
されていることを特徴とする請求項１〜請求項５のいず
れかに記載の電力増幅装置。
【請求項７】前記増幅器は非線形増幅器であることを
特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載の電力
増幅器。
【請求項８】２系統の定振幅高周波信号のそれぞれを
非線形のアンプで増幅した後に四端子電力合成器で合成
して線形の増幅信号を得るLINC(Linear Amplification
with Nonlinear Components)方式の電力増幅を行う場合
に、前記四端子電力合成器のアイソレーション端子に誘
起される信号の高周波電力を直流の電力に変換し、これ
によって前記四端子電力合成器における電力損失を低減
することを特徴とする電力損失低減方法。