JPWO2013111243A1

JPWO2013111243A1 - 無線電力伝送システムおよび送電装置

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Publication number: JPWO2013111243A1
Application number: JP2013525056A
Authority: JP
Inventors: 山本　浩司; 浩司山本
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2012-01-25
Filing date: 2012-12-26
Publication date: 2015-05-11
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Abstract

無線電力伝送システムは、直流エネルギ源（２１０）から入力された直流エネルギを周波数ｆ０の交流エネルギに変換する送電部（１１０）と、送電アンテナと、受電アンテナとを備える。送電部（１１０）は、直流エネルギ源（２１０）に対して並列に接続されたスイッチング素子（ＳＷ）およびキャパシタ（Ｃ１）を有し、直流エネルギを交流エネルギに変換するＥ級発振回路（１１１）と、スイッチング素子の導通状態を制御する制御信号をスイッチング素子（ＳＷ）に入力するスイッチング制御部（１１２）とを有している。スイッチング制御部（１１２）は、制御信号により、スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、周波数ｆ０の値によって決定される予め設定された時間が経過したとき、または、スイッチング素子の両端の電位差が極小値をとるとき、スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替える。

Description

本発明は、共振磁界結合を利用して無線で電力を伝送する無線電力伝送システムおよび送電装置に関する。

近年、共振磁界結合方式と呼ばれる新たな方式を用いて無線（非接触）で電力を伝送する技術が提案されている。例えば、特許文献１に開示された無線電力伝送システムは、共振器（アンテナ）の周辺の空間に生じる振動エネルギのしみ出し（エバネッセント・テール）を介して２つの共振器を磁気的に結合することにより、振動エネルギを無線で伝送する。このような共振磁界結合方式の無線電力伝送は、従来の電磁誘導を利用した方式と比較して、伝送距離の飛躍的な増大を可能とする。共振器間の結合係数ｋが各共振器の減衰定数Γ１、Γ２の積の平方根と比較して大きい場合、良好なエネルギ伝送が可能であるとされている。

米国特許出願公開第２００８／０２７８２６４号明細書

共振磁界結合方式の無線電力伝送では、高い伝送効率を維持するため、伝送経路上の各回路ブロックの入出力インピーダンスを整合させることが必要である。そのため、送電側回路ブロックおよび受電側回路ブロックの回路定数（インダクタンスおよびキャパシタンス）は、予め設定された２つの共振器の入出力インピーダンスに整合するように、システム設計時に決定される。

しかし、そのように回路定数が予め設定されたシステムでは、電力伝送中にアンテナ周辺の環境が変化し、２つの共振器のインピーダンスが変化してしまった場合に伝送効率が低下するという問題が生じる。例えば、送電側共振器（送電アンテナ）と受電側共振器（受電アンテナ）との間隔（ギャップ）が変化した場合や、アンテナ間に金属や磁性体などの物体が侵入した場合、送電アンテナの入力インピーダンスおよび受電アンテナの出力インピーダンスが変化する場合がある。その場合、伝送経路上でインピーダンスの不整合が生じるため、伝送効率が低下する。

また、一般的な機器に交流電力を供給する送電装置においても、当該機器（負荷）のインピーダンスの変動に起因して伝送効率が低下する場合がある。

本発明の実施形態は、このような問題を解決するものであり、アンテナ周辺の環境が変化した場合でも伝送効率の低下を抑制できる無線電力伝送技術、およびインピーダンスが変動し得る負荷に安定的に交流電力を供給する送電技術を提供する。

本発明の実施形態による無線電力伝送システムは、直流エネルギ源から入力される直流エネルギを周波数ｆ０の交流エネルギに変換する送電部と、前記送電部によって変換された前記交流エネルギを送出する送電アンテナと、前記送電アンテナによって送出された前記交流エネルギの少なくとも一部を受け取って出力する受電アンテナとを備える。前記送電部は、前記直流エネルギ源に対して並列に接続されるスイッチング素子およびキャパシタを有し、前記直流エネルギを前記交流エネルギに変換するように構成されたＥ級発振回路と、前記スイッチング素子の導通状態を制御する制御信号を前記スイッチング素子に入力するスイッチング制御部とを有する。前記スイッチング制御部は、前記制御信号により、前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、前記周波数ｆ０の値によって決定される予め設定された時間が経過したとき、または、前記スイッチング素子の両端の電位差が極小値をとるとき、前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替えるように構成されている。

本発明の実施形態による送電装置は、直流エネルギ源から入力される直流エネルギを周波数ｆ０の交流エネルギに変換する。前記送電装置は、前記直流エネルギ源に対して並列に接続されるスイッチング素子およびキャパシタを有し、前記直流エネルギを前記交流エネルギに変換するように構成されたＥ級発振回路と、前記スイッチング素子の導通状態を制御する制御信号を前記スイッチング素子に入力するスイッチング制御部であって、前記制御信号により、前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、前記周波数ｆ０の値によって決定される予め設定された時間が経過したとき、または、前記スイッチング素子の両端の電位差が極小値をとるとき、前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替えるように構成されている。

本発明の実施形態によれば、伝送経路上のインピーダンスの不整合に起因する電力伝送効率の低下を抑制することができる。

実施形態１における無線電力伝送システムの概略構成の例を示す図である。実施形態１における無線電力伝送システムの概略構成の他の例を示す図である。実施形態１における送電部１１０を示すブロック図である。実施形態１における送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の等価回路図である。送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の構成例を示す斜視図である。実施形態１における送電部１１０の他の構成例を示すブロック図である。Ｅ級発振回路における最適動作を示す図である。Ｅ級発振回路における最適動作時の出力エネルギの波形を示す図である。アンテナ間隔が変動した時のインピーダンスの変動を模式的に示す図である。アンテナ間隔が変動した時のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形の変化を示す図である。変化パターン１におけるスイッチング制御を説明するための図である。変化パターン２におけるスイッチング制御を説明するための図である。実施形態２における送電部１１０と、それに接続される構成要素とを示すブロック図である。本発明の実施例における伝送効率の改善効果を示す図である。

以下、添付の図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。以下の説明において、同一または対応する要素には同一の参照符号を付している。

（実施形態１）
図１Ａは、本発明の第１の実施形態による無線電力伝送システム１００の基本構成を示すブロック図である。無線電力伝送システム１００は、入力された直流（ＤＣ）エネルギを交流（ＡＣ）エネルギに変換して出力する送電部１１０と、送電部１１０から出力された交流エネルギを無線で伝送する無線伝送部１２０とを備えている。無線伝送部１２０は、送電アンテナ１２１と受電アンテナ１２２とを有し、共振磁界結合によって送電部１１０から出力された交流エネルギを無線で伝送する。伝送された交流エネルギは、不図示の負荷などに供給される。

なお、図１Ｂに示すように、受電アンテナ１２２の後段に、伝送された交流エネルギを直流エネルギまたはより低い周波数の交流エネルギに変換してから負荷などに出力する出力変換部１３０が設けられていてもよい。その場合、出力変換部１３０は、例えば公知の整流回路、ＡＣ／ＤＣコンバータ、マトリクスコンバータを含み得る。

図１Ａ、図１Ｂでは、送電アンテナ１２１が受電アンテナ１２２よりも大きいサイズを有するように描かれているが、本発明はこのような例に限られない。送電アンテナ１２１の方が受電アンテナ１２２よりも小型であってもよいし、両者が同一のサイズを有していてもよい。また、無線伝送部１２０には、送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の一方または両方が複数含まれていてもよい。さらに、本実施形態では、送電部１１０に入力される直流エネルギは、外部の直流エネルギ源から供給されるが、無線電力伝送システム１００が直流エネルギ源を備えていてもよい。

＜送電部＞
図２は、送電部１１０の構成例を示すブロック図である。送電部１１０は、直流エネルギ源２１０から入力された電圧Ｖｄｃの直流エネルギを、Ｅ級発振方式によって周波数ｆ０の交流エネルギに変換する発振回路１１１を備えている。発振回路１１１は、ＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタから構成されるスイッチング素子ＳＷと、インダクタＬ１、Ｌ２と、キャパシタＣ１、Ｃ２とを有している。インダクタＬ２およびキャパシタＣ２は、共振周波数ｆ０の直列共振回路を構成する。スイッチング素子ＳＷ、キャパシタＣ１、直列共振回路（Ｌ２およびＣ２）は、直流エネルギ源２１０に対して並列に接続されている。このような発振回路１１１は、Ｅ級発振回路と呼ばれ、スイッチング素子ＳＷのゲート（Ｇ）に周波数ｆ０の制御信号（所定電圧のパルス列）を印加することにより、直流エネルギを周波数ｆ０の交流エネルギに変換することができる。

周波数ｆ０は、例えば、５０Ｈｚ〜３００ＧＨｚ、より好ましくは１００ｋＨｚ〜１０ＧＨｚ、さらに好ましくは５００ｋＨｚ〜２０ＭＨｚに設定され得る。なお、用途によっては、１０ｋＨｚ〜１ＧＨｚ、あるいは２０ｋＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲に設定され得る。

本実施形態では、送電部１１０は、さらに、スイッチング素子ＳＷのドレイン（Ｄ）・ソース（Ｓ）間の電圧（電位差）を計測する電圧計測部１１３と、当該電圧の微分値を計測する微分電圧計測部１１４と、スイッチング素子ＳＷのオン／オフを制御するスイッチング制御部１１２とを備えている。スイッチング制御部１１２は、例えばＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）などのプロセッサと、公知のゲートドライバとの組み合わせから好適に実現され得る。電圧計測部１１３は、例えば公知の電圧計であり、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを計測し、スイッチング制御部１１２に計測結果を送出する。微分電圧計測部１１４は、例えばオペアンプなどの微分回路を含み、ドレイン・ソース間電圧の微分値ｄＶｄｓ／ｄｔを計測し、スイッチング制御部１１２に計測結果を送出する。

以上の構成により、スイッチング制御部１１２は、電圧計測部１１３および微分電圧計測部１１４の計測結果に基づいて、スイッチング素子ＳＷのオン／オフを制御する。ここで、「オン」とは、ソース・ドレイン間を導通状態にすることを意味する。また、「オフ」とは、ソース・ドレイン間を非導通状態にすることを意味する。以下の説明において、ゲートをオンにするとは、ゲートに入力する制御信号によってソース・ドレイン間を導通状態にすることを意味する。また、ゲートをオフにするとは、上記の制御信号によってソース・ドレイン間を非導通状態にすることを意味する。スイッチング制御部１１２は、ゲートをオフにした後、周波数ｆ０の値によって定まる一定時間が経過したとき、または、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０（ゼロ）または極小値をとるとき、ゲートをオンにする。このような制御により、無線伝送部１２０周辺の環境条件が変動した場合であっても、伝送効率の低下を抑えることができる。スイッチング制御部１１２による制御の詳細については、後述する。ここで、「伝送効率」とは、本システムの出力となる無線伝送部１２０の出力電力または、出力変換部１３０の出力電力に対する、本システムに入力された直流エネルギ源２１０からの入力電力の割合として定義する。

＜無線伝送部＞
次に、無線伝送部１２０の構成を説明する。無線伝送部１２０は、送電部１１０の発振回路１１１から出力された周波数ｆ０の交流エネルギを送出する送電アンテナ１２１と、送出された交流エネルギの少なくとも一部を受け取る受電アンテナ１２２とを有している。受電アンテナ１２２から出力された交流エネルギは、例えば不図示の負荷や系統に供給され得る。なお、図１Ｂを参照して説明したように、受電アンテナ１２２の後段に、入力された交流エネルギを直流またはｆ０よりも低周波数の交流エネルギに変換する出力変換部１３０が接続されていてもよい。送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２は、互いに対向しているが、接触しておらず、例えば数ｍｍ〜数ｍ程度は離間している。

送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２は、電磁波の送信または受信を行うための通常のアンテナではなく、共振器間の磁界の近接成分（エバネッセント・テール）を利用した結合によって２つの物体間でエネルギ（電力）伝送を行うための要素である。共振磁界（近接場）を利用した無線電力伝送によれば、電磁波を遠方に伝播させるときに生じるエネルギ損失が生じないため、高い効率で電力を伝送することが可能である。このような共振磁界の結合を利用したエネルギ伝送では、ファラデーの電磁誘導の法則を利用した従来の非接触電力伝送に比べて損失が少ないだけでなく、長距離の伝送が可能である。例えば、数メートルも離れた２つのアンテナ間で高効率にエネルギを伝送することが可能である。

このような原理に基づく無線電力伝送を行うには、２つの共振器間で結合を生じさせる必要がある。送電アンテナ１２１の共振周波数ｆＴおよび受電アンテナ１２２の共振周波数ｆＲは、いずれも、発振回路１１１の発振周波数ｆ０に近い値に設定されるが、完全に一致する必要はない。共振器間の結合に基づき高効率なエネルギ伝送を実現するためには、以下の式１が満足され得る。
｜ｆＴ−ｆＲ｜≦ｆＴ／ＱＴ＋ｆＲ／ＱＲ（式１）

ここで、ＱＴは送電アンテナの共振器としてのＱ値、ＱＲは受電アンテナ１２２の共振器としてのＱ値である。一般に、共振周波数をＸ、共振器のＱ値をＱｘとした場合、この共振器の共振が生じる帯域はＸ／Ｑｘに相当する。上記の式１の関係が設立すれば、２つの共振器間で共振磁界結合による高い効率のエネルギ伝送が実現する。

図３Ａは、送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の等価回路の例を示す図である。図３Ａに示すように、送電アンテナ１２１は、インダクタ１２１ａおよびキャパシタ１２１ｂが直列に接続された直列共振回路である。一方、受電アンテナ１２２は、インダクタ１２２ａおよびキャパシタ１２２ｂが並列に接続された並列共振回路である。送電アンテナ１２１は寄生抵抗１２１ｃを有し、受電アンテナ１２２は寄生抵抗１２２ｃを有している。図３Ａに示す例では、送電アンテナ１２１は直列共振回路であり、受電アンテナ１２２は並列共振回路であるが、本発明はこのような組み合わせに限られない。送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２は、いずれも、直列共振回路および並列共振回路のいずれであってもよい。

本実施形態における無線電力伝送の効率は、送電アンテナ１２１と受電アンテナ１２２との間隔（アンテナ間隔）や、送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２を構成する回路素子の損失の大きさに依存する。なお、「アンテナ間隔」とは、実質的に２つのインダクタ１２１ａ、１２２ａの間隔である。アンテナ間隔は、アンテナの配置エリアの大きさを基準に評価することができる。

図３Ｂは、本実施形態における送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の一例を模式的に示す斜視図である。本実施形態において、インダクタ１２１ａ、１２２ａは、図３Ｂに示すように、いずれも平面状に広がって形成され得る。各インダクタの外形形状は任意に選択し得る。すなわち、各インダクタの形状は、図３Ｂに示す円形だけでなく、正方形、長方形、楕円形状などであってもよい。ここで、アンテナの配置エリアの大きさとは、サイズが相対的に小さいアンテナの配置エリアの大きさを意味し、アンテナを構成するインダクタの外形が円形の場合はインダクタの直径、正方形の場合はインダクタの一辺の長さ、長方形の場合はインダクタの短辺の長さとする。

本実施形態におけるインダクタ１２１ａ、インダクタ１２２ａは、それぞれ、巻数Ｎ１、Ｎ２のスパイラル構造を有している（Ｎ１＞１、Ｎ２＞１）が、巻数が１のループ構造を有していてもよい。これらのインダクタ１２１ａ、１２２ａは、一層の導電体パターンから構成されている必要は無く、積層された複数の導電体パターンを直列に接続した構成を有していてもよい。

インダクタ１２１ａ、１２２ａは、良好な導電率を有する銅や銀などの導電体から好適に形成され得る。交流エネルギの高周波電流は、導電体の表面を集中して流れるため、発電効率を高めるため、導電体の表面を高導電率材料で被覆してもよい。導電体の断面中央に空洞を有する構成からインダクタ１２１ａ、１２２ａを形成すると、軽量化を実現することができる。更に、リッツ線などの並列配線構造を採用してインダクタ１２１ａ、１２２ａを形成すれば、単位長さ辺りの導体損失を低減できるため、直列共振回路、および並列共振回路のＱ値を向上させることができ、より高い効率で電力伝送が可能になる。

製造コストを抑制するために、インク印刷技術を用いて、配線を一括して形成することも可能である。インダクタ１２１ａ、１２２ａの少なくとも一方の周辺に磁性体を配置してもよい。インダクタ１２１ａ、１２２ａの間の結合係数を適度な値に設定できる空芯スパイラル構造を有するインダクタを用いることもできる。

各インダクタは、一般的には上記のようなコイル形状を有している。しかし、そのような形状に限定されない。高周波では、ある程度の線長をもつ導体は、インダクタンスをもつため、そのような導体もインダクタとして機能する。また、他の例として、ビーズ状のフェライトに導線を通しただけのものでもインダクタとして機能する。

伝送効率の観点から、送電アンテナ１２１におけるインダクタ１２１ａと受電アンテナ１２２におけるインダクタ１２２ａとは、対向するように配置され得る。ただし、両インダクタの配置は、対向配置に限定されず、両者が直交しないように配置されていればよい。

キャパシタ１２１ｂ、１２２ｂには、例えばチップ形状、リード形状を有する、あらゆるタイプのキャパシタを利用できる。空気を介した２配線間の容量をキャパシタ１２１ｂ、１２２ｂとして機能させることも可能である。キャパシタ１２１ｂ、１２２ｂをＭＩＭキャパシタから構成する場合は、公知の半導体プロセスまたは多層基板プロセスを用いて低損失の容量回路を形成できる。

送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の各々を構成する共振器のＱ値は、システムが要求するアンテナ間電力伝送の伝送効率、及び結合係数ｋの値にも依存するが、好ましくは１００以上、更に好ましくは２００以上、更に好ましくは５００以上、更に好ましくは１０００以上に設定される。高いＱ値を実現するには、上述したようにリッツ線の採用が効果的である。

なお、送電アンテナ１２１を直列共振回路で構成する場合、図２に示す発振回路１１１における直列共振回路（Ｌ２およびＣ２）を送電アンテナ１２１に代用させることができる。図３Ｃはそのような構成例を示している。この構成例では、発振回路１１１は、直列共振回路（Ｌ２およびＣ２）を備えていない。代わりに、送電アンテナ１２１におけるインダクタ１２１ａおよびキャパシタ１２１ｂが、それぞれ図２におけるインダクタＬ２およびキャパシタＣ２として機能する。このような構成を採用し、発振回路１１１と送電アンテナ１２１との間でインピーダンスが整合するように回路全体を設計してもよい。

このように、発振回路１１１は、必ずしも直列共振回路を有している必要はない。本明細書では、上記のような、直列共振回路を有しない発振回路も「Ｅ級発振回路」に含まれるものとする。

＜スイッチング制御＞
次に、本実施形態におけるスイッチング制御部１１２による発振回路１１１に対するスイッチング制御を説明する。

図４Ａは、Ｅ級発振回路が最適動作を行うときのドレイン・ソース（ＤＳ）間電圧の時間変化と、ゲート電圧Ｖｇの駆動タイミングとを示す図である。一般に、Ｅ級発振回路では、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが、Ｖｄｓ＝０、かつ、ｄＶｄｓ／ｄｔ＝０を満たす時にゲートをオンにするように構成される。この条件を満足する場合に、伝送効率が最も高くなる。このため、本実施形態のスイッチング制御部１１２も、基本的には図４Ａに示す制御を行う。この動作を行っているとき、ゲート電圧Ｖｇのデューティ比（１周期に対してゲートがオンに設定される時間の割合）は５０％である。

図４Ｂは、上記の最適動作中に発振回路１１１から出力される電圧の波形を示す図である。図２に示す直列共振回路（インダクタＬ２およびキャパシタＣ２）の帯域通過作用により、ＤＳ間電圧Ｖｄｓの波形から基本波が抽出され、周波数ｆ０の正弦波が出力される。

このような動作により、ＤＣエネルギからＡＣエネルギへの変換が行われるが、送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の周辺環境が変動すると、上記の制御では高効率の電力伝送を維持することができない場合がある。以下、その理由を説明する。

図５は、送電アンテナ１２１および受電アンテナ１２２の周辺環境が変動する場合の一例として、アンテナ間隔が変化したときのインピーダンスの変動を示す図である。図５では、アンテナ間隔がｄ１のときの送電アンテナ１２１の入力インピーダンスをＺ_ACin、受電アンテナ１２２の出力インピーダンスをＺ_ACoutで表している。送電部１１０内の各回路定数（インダクタンスおよびキャパシタンス）は、送電部１１０の出力インピーダンスＺ_Txoutが送電アンテナ１２１の入力インピーダンスＺ_ACinに整合するように、予め設定されている。

ここで、アンテナ間隔がｄ１からｄ２に変化すると、アンテナ間の結合係数が変化する。送受電アンテナ対の入出力インピーダンス比は、結合係数に比例するため、アンテナ間隔が変化すると、各アンテナの入出力インピーダンスが変化することになる。アンテナ間隔がｄ２に変化したとき、送電アンテナ１２１の入力インピーダンスがＺ_ACin´に変化し、受電アンテナ１２２の出力インピーダンスがＺ_ACout´に変化した場合を考える。このとき、送電部１１０の出力インピーダンスがＺ_Txoutのままであると、送電部１１０と送電アンテナ１２１との間でインピーダンスの不整合が生じるため、伝送効率が低下する。この問題は、図５に示す例のようにアンテナ間隔が大きくなった場合に限らず、アンテナ間隔が小さくなった場合も同様である。また、アンテナ間隔が不変でも、アンテナ間に金属や磁性体などの物体が侵入した場合も同様の問題が生じ得る。このような現象は、例えば、受電アンテナ１２２を搭載した電気自動車の積載重量が変化したときにも生じ、これによりアンテナ間隔が数十％程度変化することもある。

上記のインピーダンスの不整合は、発振回路１１１内のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの時間変化（波形）に基づいて検出することができる。システムへの入力電圧が一定の時に送電アンテナ１２１の入力インピーダンスが変化すると、発振回路１１１のスイッチング素子ＳＷをオンにした際に流れるドレイン電流値が変化する。その結果、インダクタＬ１に蓄えられる電力量（エネルギー）が変化するため、スイッチング素子ＳＷをオフにした際に発生するドレイン・ソース間電圧の波形が変化することになる。このようにして、インピーダンスの不整合が生じた場合、Ｖｄｓの波形に変化が生じるため、その変化に応じてゲートの駆動タイミングを調整すれば、伝送効率の低下を抑えることができる。

図６は、アンテナ間隔の変動に起因するドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形の変化の例を示す図である。図６（ａ）は、最適動作中のＶｄｓの時間変化を示すグラフであり、ゲート電圧Ｖｇの時間変化も併せて示されている。図６（ｂ）は、図６（ａ）に示す状態よりもアンテナ間隔が小さくなった場合におけるＶｄｓの時間変化を示すグラフである。図６（ｃ）は、図６（ａ）に示す状態よりもアンテナ間隔が大きくなった場合におけるＶｄｓの時間変化を示すグラフである。図６（ｂ）および図６（ｃ）に示すように、アンテナ間隔が変化すると、Ｖｄｓの波形に変化が生じる。その結果、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの値および微分値が０になるタイミングとゲートをオンにするタイミングとが整合しないため、Ｖｄｓに基本波以外の成分が増加する。また、Ｖｄｓ＝０のタイミングでスイッチングされないため、スイッチング素子ＳＷにおけるスイッチング損失が増加する。結果として、伝送効率が低下する。以下、図６（ｃ）に示すＶｄｓの波形の変化パターンを「変化パターン１」と称し、図６（ｂ）に示すＶｄｓの波形の変化パターンを「変化パターン２」と称する。

本実施形態におけるスイッチング制御部１１２は、以上の伝送効率低下の問題を解決するため、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに基づいて、ゲートをオンにするタイミングを動的に制御する。すなわち、スイッチング制御部１１２は、図６（ｂ）、（ｃ）に例示されるＶｄｓの波形の変化パターンに応じたスイッチング制御を行う。

図７Ａは、図６（ｃ）に示す変化パターン１に対して、スイッチング制御部１１２が行うスイッチング制御の例を示す図である。図示されるように、スイッチング制御部１１２は、ｄＶｄｓ／ｄｔ＝０となるタイミングに同期して、ゲートをオンにする。ここで、ゲートをオフにするタイミングは変更しない。その結果、ゲート電圧Ｖｇの周期は変化しないが、デューティ比は大きくなる。この制御により、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、その値が０でなくとも、極小値をとるタイミングで０になる。

図７Ｂは、図６（ｂ）に示す変化パターン２に対して、スイッチング制御部１１２が行うスイッチング制御の例を示す図である。スイッチング制御部１１２は、Ｖｄｓ＝０となるタイミングに同期して、ゲートをオンにする。この場合も、ゲートをオフにするタイミングは変更しない。この制御でも、ゲート駆動信号の周期は変化しないが、ディーティ比は大きくなる。この制御により、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、その微分値が０でなくとも、Ｖｄｓ＝０となるタイミングで０となる。なお、図７Ａおよび図７Ｂに示す例では、いずれもゲート電圧Ｖｇのデューティ比が大きくなるように制御されるが、デューティ比が小さくなるように制御される場合もある。例えば、通常のスイッチングタイミングではＶｄｓが極小値またはゼロになる前にゲートがオンにされるような場合には、デューティ比を小さくし、Ｖｄｓ波形が極小になるタイミングか、またはＶｄｓ値がゼロになるタイミングが発生するように制御される場合もある。

図７Ａおよび図７Ｂに示すスイッチング制御により、本実施形態の無線電力伝送システムは、アンテナ間隔などの環境条件が変動した場合に伝送効率が低下する問題を解決することができる。

伝送効率低下の問題を解決するためには、例えば、送電部１１０内に多数のインダクタおよびキャパシタを設け、それらの組み合わせを変えることによって送電部１１０の出力インピーダンスを可変にする構成も考えられる。しかし、そのような構成では、多数の回路素子を送電部１１０に導入する必要があるため、コストが増大する。また、回路素子の組み合わせを変更する際に伝送効率が低下し得るため、効果は限定的であると考えられる。

これに対して、本実施形態におけるスイッチング制御部１１２は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形に応じて、ゲートの駆動タイミングを好適に制御する。これにより、多数の回路素子を導入することなく、Ｖｄｓ波形が理想的な波形にならない場合でも伝送効率の低下を抑制することができる。

なお、本実施形態では、スイッチング制御部１１２は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０または極小値をとるタイミングに同期してゲートをオンにするが、Ｖｄｓが極小値をとるタイミングのみに同期してゲートをオンにしてもよい。後述する実施例の結果が示すように、図７Ｂに示す制御よりも、図７Ａに示す制御の方が伝送効率の改善効果が高いため、図７Ａに示す制御のみを行っても十分な改善効果を得ることができる。

また、本実施形態では、スイッチング制御部１１２は、電圧計測部１１３および微分電圧計測部１１４の計測結果に基づいて、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの極小値を検出するが、このような形態に限られない。スイッチング制御部１１２が、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが極小値をとるタイミングに同期してゲート電圧を印加することができれば、Ｖｄｓの極小値の検出方法は任意である。例えば、微分電圧計測部１１４を設けず、電圧計測部１１３によって計測されたＶｄｓの時間変化に基づいて、スイッチング制御部１１２がＶｄｓの微分値を求めることによって極小値を検出してもよい。また、電圧計測部１１３および微分電圧計測部１１４を設けることなく、スイッチング制御部１１２がＶｄｓの時間変化を直接計測してＶｄｓが極小値をとるタイミングを検出してもよい。

また、本実施形態では、スイッチング素子ＳＷは、ＭＯＳＦＥＴなどのトランジスタから構成されるが、スイッチング素子ＳＷは他の種類のスイッチング素子であってもよい。本発明において、スイッチング素子ＳＷは、制御信号の入力によって導通状態が制御される素子であればどのようなものでもよい。スイッチング制御部１１２は、制御信号により、スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、周波数ｆ０の値によって決定される予め設定された時間が経過したとき、または、スイッチング素子の両端の電位差が極小値をとるとき、スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替えるように構成されていればよい。

（実施形態２）
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態の無線電力伝送システムは、実施形態１の無線電力伝送システムの構成要素に加え、さらに入力電圧を制御する機構を備える点が実施形態１の無線電力伝送システムと異なっている。以下、実施形態１と異なる点を中心に説明し、重複する事項についての説明は省略する。

図８は、本実施形態における送電部１１０と、それに接続された構成要素を示すブロック図である。本実施形態の無線電力伝送システムは、送電部１１０の発振回路１１１から出力される交流エネルギの変動を検出する出力計測部４２０と、検出された交流エネルギの変動に応じて送電部１１０の発振回路１１１に入力される直流エネルギの大きさを制御する入力制御部４３０とを備えている。出力計測部４２０は、公知のパワーメーターなどであり、交流エネルギの変動が検出できれば、どのように構成されていてもよい。入力制御部４３０は、例えばＣＰＵなどのプロセッサを含み、出力計測部４２０の出力に基づいて、交流エネルギの変動が小さくなるように直流エネルギ源４１０から発振回路１１１に入力される直流エネルギＶｄｃの大きさを制御する。入力制御部４３０の具体的な構成としては、種々の形態が可能である。例えば、直流エネルギ源４１０がスイッチング素子を用いたＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＤＣコンバータを含む場合、変換の際の前記スイッチング素子へのゲート電圧のデューティ比を変化させることにより、Ｖｄｃを変化させることができる。

以上の構成により、スイッチング制御部１１２によるスイッチング制御に起因して、出力される交流エネルギが変動する場合であっても、一定の出力を維持することができる。スイッチング制御部１１２によるスイッチング制御は、ゲート電圧のディーティ比を変化させるため、発振回路１１１から出力される電力量が変化する。受電アンテナ１２２の後段に接続された負荷に一定の電力を供給する場合には、入力される直流電圧を調整する必要がある。そこで、本実施形態では、さらに上記の出力計測部４２０および入力制御部４３０を設けることによって、送電部１１０の出力電力を一定に近づけるように制御される。その結果、負荷に一定の電力を供給することができる。

なお、本実施形態では、出力計測部４２０が設けられているが、本発明はこのような形態に限られない。例えば、入力制御部４３０が出力計測部の機能を有していてもよい。入力制御部４３０は、送電部１１０から出力される交流エネルギの変動を小さくするように、発振回路１１１に入力される直流エネルギを制御できれば、どのように構成されていてもよい。また、入力制御部４３０および出力計測部４２０は、送電部１１０の内部に含まれていてもよい。

以上の各実施形態では、送電部１１０は無線電力伝送システムの構成要素であるが、送電部１１０は単独の装置として構成されていてもよい。その場合、送電装置単独で製造・流通され得る。そのような送電装置は、必ずしも無線電力伝送システムに利用される必要はない。送電装置は、例えばインピーダンスが変動し得る一般の電気機器（負荷）に交流電力を供給する用途に広く利用され得る。

以下、本発明の実施例を説明する。本実施例では、回路シミュレータを用いて、アンテナ間隔を変動させた場合のモデルを用いて伝送効率の変化を比較することにより、本発明の実施形態の効果を検証した。まず、送電アンテナ１２１の仕様として直径を２０ｃｍ、ターン数を３５、並列数を３、Ｑ値を６７８、共振コンデンサ容量を３６００ｐＦとし、受電アンテナ１２２の仕様として直径を１５ｃｍ、ターン数を２５、並列数を１、Ｑ値を３７８、共振コンデンサ容量を８１３０ｐＦとした。次に、送電部１１０への入力直流電圧Ｖｄｃを５０Ｖ、送電部１１０の共振回路の回路定数Ｌ１のインダクタンス値を１９μＨ、Ｑ値を１１０、Ｃ１の容量を５０００ｐＦ、Ｌ２のインダクタンス値を３．６μＨ、Ｑ値を９０、Ｃ２の容量を１２００００ｐＦ、そして発振周波数ｆ０を２５０ｋＨｚに設定した。各回路定数は、アンテナ間隔が２．４ｃｍ、スイッチング素子ＳＷのゲート電圧のデューティ比が５０％のときに最適になるように設定した。次に、アンテナ間隔の変動に伴う送電アンテナの入力インピーダンスＺ_ACinと受電アンテナの出力インピーダンスＺ_ACoutとの比を計測した。この時、アンテナ間隔が２．４ｃｍのときには、Ｚ_ACin／Ｚ_ACout＝３８Ω／１１０Ωであり、アンテナ間隔が４．２ｃｍのときには、Ｚ_ACin／Ｚ_ACout＝２８．５Ω／２０５Ωであった。本実施例では、アンテナ間隔を複数通りの値に設定し、それぞれのアンテナ間隔において、実施形態１の制御を行った場合と行わなかった場合のそれぞれについて、伝送効率を計測した。伝送効率の計測は、送電部１１０における伝送効率と、システム全体における伝送効率との両方について行った。

図９は、アンテナ間隔の変動に対する伝送効率の変動を示すグラフである。図９において、実施形態１の制御を行った場合の送電部１１０および全体における伝送効率を、それぞれ「Ｔｘ（制御あり）」、「ＡＬＬ（制御あり）」と表している。同様に、制御を行わなかった場合の送電部１１０および全体における伝送効率を、それぞれ「Ｔｘ（制御なし）、「ＡＬＬ（制御なし）」と表している。また、図９において、アンテナ間隔が２．４ｃｍのときを最適化点と表し、アンテナ間隔が最適化点よりも長い場合の変化パターンをＰＴ１、アンテナ間隔が最適化点よりも短い場合の変化パターンをＰＴ２と表している。アンテナ間隔が最適化点よりも長い場合は、図７Ａに示す制御が行われ、アンテナ間隔が最適化点よりも短い場合は、図７Ｂに示す制御が行われた。

本実施例では、送電部１１０単体の伝送効率は最大で約２１％向上した。また、システム全体の伝送効率は最大で約２０％向上した。図９に示すように、本発明の実施形態による効果は、変化パターン１（ＰＴ１）に対してより顕著であることがわかった。

本発明は、例えば太陽光発電システム等の発電システムや、電気自動車や電子機器への充給電システムに利用可能である。

１００無線電力伝送システム
１１０送電部
１１１Ｅ級発振回路
１１２スイッチング制御部
１１３電圧計測部
１１４微分電圧計測部
１２０無線伝送部
１２１送電アンテナ
１２１ａ送電アンテナのインダクタ
１２１ｂ送電アンテナのキャパシタ
１２１ｃ送電アンテナの寄生抵抗
１２２受電アンテナ
１２２ａ受電アンテナのインダクタ
１２２ｂ受電アンテナのキャパシタ
１２２ｃ受電アンテナの寄生抵抗
１３０出力変換部
２１０直流エネルギ源
４１０直流エネルギ源
４２０出力計測部
４３０入力制御部

Claims

直流エネルギ源から入力される直流エネルギを周波数ｆ０の交流エネルギに変換する送電部であって、
前記直流エネルギ源に対して並列に接続されるスイッチング素子およびキャパシタを有し、前記直流エネルギを前記交流エネルギに変換するように構成されたＥ級発振回路と、
前記スイッチング素子の導通状態を制御する制御信号を前記スイッチング素子に入力するスイッチング制御部と、
を有し、
前記スイッチング制御部は、前記制御信号により、前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、前記周波数ｆ０の値によって決定される予め設定された時間が経過したとき、または、前記スイッチング素子の両端の電位差が極小値をとるとき、前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替える、
送電部と、
前記送電部によって変換された前記交流エネルギを送出する送電アンテナと、
前記送電アンテナによって送出された前記交流エネルギの少なくとも一部を受け取って出力する受電アンテナと、
を備える無線電力伝送システム。
前記スイッチング制御部は、前記制御信号により、前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、前記スイッチング素子の両端の電位差が０になったとき、前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替える、請求項１に記載の無線電力伝送システム。
前記送電部から出力される前記交流エネルギの変動に応じて前記送電部に入力される前記直流エネルギの大きさを制御する入力制御部をさらに備える、請求項１または２に記載の無線電力伝送システム。
前記送電部は、前記スイッチング素子の両端の電圧の微分値を計測して前記スイッチング制御部に出力する微分電圧計測部をさらに有し、
前記スイッチング制御部は、前記微分電圧計測部の出力に基づいて、前記スイッチング素子の両端の電位差が極小になるタイミングを検出する、請求項１から３のいずれかに記載の無線電力伝送システム。
前記送電部は、前記スイッチング素子の両端の電圧の値を計測して前記スイッチング制御部に出力する電圧計測部をさらに有し、
前記スイッチング制御部は、前記電圧計測部の出力に基づいて、前記スイッチング素子の両端の電位差が極小になるタイミングを検出する、請求項１から３のいずれかに記載の無線電力伝送システム。
前記スイッチング素子は、電界効果トランジスタによって構成され、前記スイッチング制御部は、前記制御信号を、ゲートに入力することによって、前記スイッチング素子のソースおよびドレイン間の導通状態を制御する、請求項１から５のいずれかに記載の無線電力伝送システム。
前記受電アンテナから出力された前記交流エネルギを直流エネルギまたは前記交流エネルギよりも低い周波数の交流エネルギに変換して出力する出力変換部をさらに備えている、請求項１から６のいずれかに記載の無線電力伝送システム。
前記発振回路に前記直流エネルギを入力する直流エネルギ源をさらに備えている、請求項１から７のいずれかに記載の無線電力伝送システム。
直流エネルギ源から入力される直流エネルギを周波数ｆ０の交流エネルギに変換する送電装置であって、
前記直流エネルギ源に対して並列に接続されるスイッチング素子およびキャパシタを有し、前記直流エネルギを前記交流エネルギに変換するように構成されたＥ級発振回路と、
前記スイッチング素子の導通状態を制御する制御信号を前記スイッチング素子に入力するスイッチング制御部であって、前記制御信号により、前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、前記周波数ｆ０の値によって決定される予め設定された時間が経過したとき、または、前記スイッチング素子の両端の電位差が極小値をとるとき、前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替えるスイッチング制御部と、
を備える送電装置。
前記スイッチング制御部は、前記制御信号により、前記スイッチング素子を導通状態から非導通状態に切り替えた後、前記スイッチング素子の両端の電位差が０になったとき、前記スイッチング素子を非導通状態から導通状態に切り替える、請求項９に記載の送電装置。
前記発振回路から出力される前記交流エネルギの変動に応じて、入力された前記直流エネルギの大きさを制御する入力制御部をさらに備える、請求項９または１０に記載の送電装置。