JPWO2013018282A1 - スイッチング装置、それを用いた太陽光発電システムおよび車両駆動システム - Google Patents
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Abstract
直並列スイッチ回路10は、電流が入力される第1スイッチM1と電流を出力する第2スイッチM2が直列に接続された、複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて構成される。複数の直列スイッチ回路の各中点は結合される。直並列スイッチ回路10がオンされるとき、直並列スイッチ回路10を構成する複数の第2スイッチM2がオンされた後、直並列スイッチ回路10を構成する複数の第1スイッチM1がオンされる。
Description
本発明は、大電流を扱うスイッチング装置、それを用いた太陽光発電システムおよび車両駆動システムに関する。
近年、蓄電システムやEV(Electric Vehicle)が普及してきており、大電流を扱うスイッチのニーズが増えている。ここで、EVには、電気自動車、ハイブリッドカー、プラグインハイブリッドカー、電動自転車、電動バイクなどが含まれる。
大電流を扱うスイッチの電力損失の低減および低コスト化が求められている。
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図る技術を提供することにある。
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図る技術を提供することにある。
本発明のある態様のスイッチング装置は、電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備える。複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、直並列スイッチ回路がオンされるとき、直並列スイッチ回路を構成する第2スイッチがオンされた後、直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされる。
本発明によれば、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図ることができる。
現在、広く使用されているスイッチとしてMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)が挙げられる。大電流対応のMOSFETはオン抵抗が高くなるため、MOSFETを並列接続してオン抵抗を低下させる手法が用いられている。
並列接続されたMOSFETを用いて大電流をスイッチングする場合、いずれかのMOSFETに電力が集中してしまわないよう、並列接続されたMOSFETを実質的に同時にオンさせることが望ましい。ただし、それにはMOSFETを駆動するドライバを高精度化する必要があり、回路規模の大型化、高コスト化につながる。また、駆動するドライバを高精度化しない場合、いずれかのMOSFETが先にオンしても電流集中による破壊なく動作させるためには、最大定格電流が高いMOSFETを使用せざるを得ず、高コスト化につながる。
本発明者はこうした状況に鑑み、大電流用のスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図る技術を開発するに至った。その開発するに至った本発明のある態様のスイッチング装置は以下の通りである。
(1)電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされることを特徴とするスイッチング装置。
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされることを特徴とするスイッチング装置。
この態様によれば、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。また、個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチを使用できる。また、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチをオンした後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチをオンすることにより、複数の第2スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第2スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
(2)電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオフされることを特徴とするスイッチング装置。
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオフされることを特徴とするスイッチング装置。
この態様によれば、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。また、個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチを使用できる。また、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチをオフした後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチをオフすることにより、複数の第1スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第1スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
(3)前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオフされることを特徴とする(1)に記載のスイッチング装置。
この態様によれば、複数の第1スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第1スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
(4)前記複数の第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチのオンオフを制御する制御部をさらに備え、
前記複数の第1スイッチのうち少なくとも一つの第1スイッチの最大定格電流は、残りの第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチの最大定格電流より高く設定され、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第2スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオンし、その後、前記残りの第1スイッチをオンし、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第1スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオフし、その後、前記複数の第2スイッチをオフすることを特徴とする(3)に記載のスイッチング装置。
前記複数の第1スイッチのうち少なくとも一つの第1スイッチの最大定格電流は、残りの第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチの最大定格電流より高く設定され、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第2スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオンし、その後、前記残りの第1スイッチをオンし、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第1スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオフし、その後、前記複数の第2スイッチをオフすることを特徴とする(3)に記載のスイッチング装置。
この態様によれば、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第2スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオンし、その後、前記残りの第1スイッチをオンする。また、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第1スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオフし、その後、前記複数の第2スイッチをオフする。前記最大定格電流が高い第1スイッチは大電流を流すことができるため、残りの第1スイッチに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。また、これら第1スイッチが同時にオンする必要がないため、そのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
(5)前記最大定格電流が高い第1スイッチは、トレンチ構造のトランジスタで構成され、前記残りの第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチは、プレーナ構造のトランジスタで構成され、
前記直並列スイッチ回路は、一体的にモジュール化されていることを特徴とする(4)に記載のスイッチング装置。
前記直並列スイッチ回路は、一体的にモジュール化されていることを特徴とする(4)に記載のスイッチング装置。
この態様によれば、前記最大定格電流が高い第1スイッチをトレンチ構造のトランジスタで構成することにより、高精度なスイッチングを実現できる。また、前記残りの第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチを、プレーナ構造のトランジスタで構成することにより、低コスト化を図ることができる。
(6)前記複数の第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチは、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)で構成され、
前記第1スイッチおよび前記第2スイッチは、前記MOSFETに形成されるボディダイオードの向きが互いに異なるよう、直列に接続されることを特徴とする(1)から(5)のいずれかに記載のスイッチング装置。
前記第1スイッチおよび前記第2スイッチは、前記MOSFETに形成されるボディダイオードの向きが互いに異なるよう、直列に接続されることを特徴とする(1)から(5)のいずれかに記載のスイッチング装置。
この態様によれば、寄生ダイオードを経由した電流を遮断でき、前記第1スイッチおよび前記第2スイッチの直列スイッチ回路を双方向スイッチとして使用できる。
(7)電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされ、第1スイッチの少なくとも1つのスイッチがオンすることで電流不通状態が解除されることを特徴とするスイッチング装置。
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされ、第1スイッチの少なくとも1つのスイッチがオンすることで電流不通状態が解除されることを特徴とするスイッチング装置。
この態様によれば、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。また、個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチを使用できる。また、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチをオンした後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチをオンし、第1スイッチの少なくとも1つのスイッチがオンすることで電流不通状態を解除する。これにより、複数の第2スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第2スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。また、複数の第1スイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、第1スイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
(8)蓄電池と、
太陽光モジュールと、
前記太陽光モジュールの出力電力および前記蓄電池の放電電力をDC−DC変換するDC−DCコンバータと、
前記DC−DCコンバータの出力電力をDC−AC変換するパワーコンディショナと、
前記蓄電池と前記DC−DCコンバータとの間に接続された請求項(1)から(7)のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする太陽光発電システム。
太陽光モジュールと、
前記太陽光モジュールの出力電力および前記蓄電池の放電電力をDC−DC変換するDC−DCコンバータと、
前記DC−DCコンバータの出力電力をDC−AC変換するパワーコンディショナと、
前記蓄電池と前記DC−DCコンバータとの間に接続された請求項(1)から(7)のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする太陽光発電システム。
この態様によれば、太陽光発電システムに使用されるスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図ることができる。
(9)蓄電池と、
商用系統からの交流電力をAC−DC変換するAC−DCコンバータと、
前記蓄電池の放電電力および前記AC−DCコンバータの出力電力をDC−DC変換するDC−DCコンバータと、
前記DC−DCコンバータの出力電力を受けて、モータを駆動するインバータと、
前記蓄電池と前記DC−DCコンバータとの間に接続された請求項1から7のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする車両駆動システム。
商用系統からの交流電力をAC−DC変換するAC−DCコンバータと、
前記蓄電池の放電電力および前記AC−DCコンバータの出力電力をDC−DC変換するDC−DCコンバータと、
前記DC−DCコンバータの出力電力を受けて、モータを駆動するインバータと、
前記蓄電池と前記DC−DCコンバータとの間に接続された請求項1から7のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする車両駆動システム。
この態様によれば、車載駆動システムに使用されるスイッチング装置の電力損失の増大を抑制しながら低コスト化を図ることができる。
本発明の実施の形態に係るスイッチング装置の全体構成を説明する前に、当該スイッチング装置を構成する個々のスイッチについて説明する。以下、本実施の形態では当該スイッチとしてパワーMOSFETを使用する例を説明する。
図1は、パワーMOSFETを説明するための図である。図1(a)は、単体のパワーMOSFETを示す図である。パワーMOSFETではソース−ドレイン間に寄生ダイオードが形成される。以下、本明細書ではこの寄生ダイオードを適宜、ボディダイオードD0と表記する。
以下、パワーMOSFETをスイッチM0として使用する場合について考える。まず、電池と負荷との間の電流をスイッチングするためのスイッチとして使用する場合について考える。この場合、ドレイン端子に電池を接続し、ソース端子に負荷を接続する。ゲート端子はスイッチM0のオンオフを制御するための端子である。この接続形態において負荷が短絡すると、スイッチM0がオフの状態でもボディダイオードD0を通じて電池から負荷に無駄な電流が流れてしまう。
つぎに、ドレイン端子に蓄電池を接続し、ソース端子に太陽光モジュールを接続した場合について考える。この場合も、太陽光モジュールが短絡すると、蓄電池から太陽光モジュールに無駄な電流が流れてしまう。
また、作業者が誤って電池と負荷を逆に接続してしまうと、スイッチM0がオフの状態でもソース端子に接続された電池からボディダイオードD0を通じてドレイン端子に接続された負荷に電流が流れ、スイッチM0としての機能を果たさなくなる。
図1(b)は、二つのパワーMOSFETを直列接続した回路を示す図である。図1(b)では、二つのパワーMOSFETのソース端子同士を接続している。これにより、二つのパワーMOSFETの寄生ダイオードのアノード同士が向き合うことになり、図1(a)の説明で列挙した問題を回避できる。また、二つのパワーMOSFETのソース端子同士を直列に接続して直列回路を構成すると、当該直列回路は双方向スイッチとして機能する。以下、当該直列回路を直列スイッチ回路という。また、本明細書では図面に描かれた直列スイッチ回路の右側のスイッチを第1スイッチM1、左側のスイッチを第2スイッチM2と定義する。
図1(b)の直列スイッチ回路にて、第1スイッチM1のドレイン端子から電流が供給されても、第2スイッチM2のドレイン端子から電流が供給されても、第1ボディダイオードD1および第2ボディダイオードD2が互いに逆向きであるため、寄生ダイオードを経由した電流は遮断される。したがって、当該直列スイッチ回路は双方向スイッチとして使用できる。なお、二つのパワーMOSFETのドレイン端子同士を直列に接続して直列スイッチ回路を構成してもよい。この場合も寄生ダイオードを経由した電流は遮断され、双方向スイッチとして使用できる。
図1(b)にて、第2スイッチM2のゲートをオンすれば、第1スイッチM1のゲートをオンしなくても、第2スイッチM2のドレイン端子から第1スイッチM1のドレイン端子に電流を流すことができる。ただし、電流が第1ボディダイオードD1を通ることになるため、第1ボディダイオードD1での電圧降下分、電力損失が発生する。また、電池電圧の使用可能範囲の上限が第1ボディダイオードD1での電圧降下分、下がるため、電池を最大電圧で使用できなくなる。したがって、第2スイッチM2のドレイン端子から第1スイッチM1のドレイン端子に電流を流す場合、第2スイッチM2と第1スイッチM1の両方のゲートをオンすることが好ましい。第1スイッチM1のドレイン端子から第2スイッチM2のドレイン端子に電流を流す場合も、同様の議論があてはまる。
図2は、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置100の構成を示す図である。当該スイッチング装置100は、直並列スイッチ回路10および制御部50を備える。直並列スイッチ回路10は、上述した直列スイッチ回路を複数(図2では二つ)含む。その複数の直列スイッチ回路は並列に接続され、複数の直列スイッチ回路の各中点が結合される。また、本実施の形態では、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1bのドレイン端子を結合して電流入力端子とし、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bのドレイン端子を結合して電流出力端子とする。
以下、直並列スイッチ回路10の基本動作について説明する。直並列スイッチ回路10がオンされるとき、上記電流出力端子にそれぞれ接続された第2スイッチM2(図2では、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2b)がオンされた後、上記電流入力端子にそれぞれ接続された複数の第1スイッチM1(図2では、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1b)がオンされる。
一方、直並列スイッチ回路10がオフされるとき、上記電流入力端子にそれぞれ接続された複数の第1スイッチM1(図2では、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1b)がオフされた後、上記電流出力端子にそれぞれ接続された複数の第2スイッチM2(図2では、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2b)がオフされる。
複数の第1スイッチM1のうち少なくとも一つの第1スイッチM1の最大定格電流は、残りの第1スイッチM1および複数の第2スイッチM2の最大定格電流より高く設定される。図2では、第1スイッチM1aに最大定格電流(すなわち、電流許容量)が最も高い高スペックなスイッチを採用する。第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bに低コストなスイッチを採用する。したがって、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bは、第1スイッチM1aより低スペックなものとなる。
ここで、高スペックな第1スイッチM1aにMOSFETの代わりに、ボディダイオード付きIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、ボディダイオード付きGaNトランジスタ、ボディダイオード付きSiCトランジスタなどの整流特性を備えたスイッチを使用してもよい。なお、低コスト化の趣旨に反しない範囲で、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bにMOSFETの代わりに、当該整流特性を備えたスイッチを使用してもよい。
制御部50は、複数の第1スイッチM1および複数の第2スイッチM2のオンオフを制御する。図2では、第1スイッチM1aのゲートG1a、第1スイッチM1bのゲートG1b、第2スイッチM2aのゲートG2aおよび第2スイッチM2bのゲートG2bのオンオフを制御する。なお、図2ではゲートドライバの詳細な回路構成は図示しないが、制御部50の機能ブロックの一部と考えて、以下の説明を続ける。
図3は、図2の直並列スイッチ回路10のスイッチオンシーケンスを説明するための図である。図3(a)は直並列スイッチ回路10のスイッチオンシーケンスの第1ステータス(初期ステータス)を示す図である。第1ステータスでは直並列スイッチ回路10はオフ状態であるため、第1スイッチM1a、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bはすべてオフの状態にある。
図3(b)は直並列スイッチ回路10のスイッチオンシーケンスの第2ステータスを示す図である。制御部50は、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bをオンする。その結果、第2ステータスでは、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bがオン、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1bがオフの状態となる。
なお、制御部50は、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bを必ずしも同時にオンする必要はない。同時にオンする場合と時間差を設けてオンする場合とで、ゲートドライバのコストが低いほうを選択すればよい。第2ステータスでは、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1bがオフであるため、直並列スイッチ回路10全体でもオフの状態であり、依然として直並列スイッチ回路10は電流を遮断している。
図3(c)は直並列スイッチ回路10のスイッチオンシーケンスの第3ステータスを示す図である。制御部50は、直並列スイッチ回路10の中で最大定格電流が最も高い第1スイッチM1aをオンする。その結果、第3ステータスでは、第1スイッチM1a、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bがオン、第1スイッチM1bがオフの状態となる。
第3ステータスでは、キルヒホッフの電流則により、第1スイッチM1aに流れる電流は、第2スイッチM2aに流れる電流と第2スイッチM2bに流れる電流の和となる。図2に示すように各直列スイッチ回路の中点が結合されているため、第2スイッチM2aの最大定格電流が低い場合でも、第1スイッチM1aに比較的大電流を流すことができる。
図3(d)は直並列スイッチ回路10のスイッチオンシーケンスの第4ステータス(最終ステータス)を示す図である。制御部50は、直並列スイッチ回路10の中で最大定格電流が最も高い第1スイッチM1aと並列接続されている第1スイッチM1bをオンする。その結果、第1スイッチM1a、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bがすべてオンの状態となる。第4ステータスは、第2ステータスと比較し、第1スイッチM1aと並列接続されている第1スイッチM1bにも電流が流れるため、直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗が低下する。
図4は、図2の直並列スイッチ回路10のスイッチオフシーケンスを説明するための図である。図4(a)は直並列スイッチ回路10のスイッチオフシーケンスの第1ステータス(初期ステータス)を示す図である。第1ステータスでは直並列スイッチ回路10はオン状態であるため、第1スイッチM1a、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bはすべてオンの状態にある。
図4(b)は直並列スイッチ回路10のスイッチオフシーケンスの第2ステータスを示す図である。制御部50は、直並列スイッチ回路10の中で最大定格電流が最も高い第1スイッチM1aと並列接続されている第1スイッチM1bをオフする。その結果、第2ステータスでは、第1スイッチM1a、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bがオン、第1スイッチM1bがオフの状態となる。第2ステータスでは、キルヒホッフの電流則により、第1スイッチM1aに流れる電流は、第2スイッチM2aに流れる電流と第2スイッチM2bに流れる電流の和となる。上述したように、第2スイッチM2aの最大定格電流が低い場合でも、第1スイッチM1aに比較的大電流を流すことができるが、直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗は上昇する。
図4(c)は直並列スイッチ回路10のスイッチオフシーケンスの第3ステータスを示す図である。制御部50は、直並列スイッチ回路10の中で最大定格電流が最も高い第1スイッチM1aをオンする。その結果、第3ステータスでは、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bがオン、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1bがオフの状態となる。第3ステータスでは、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1bがオフであるため、直並列スイッチ回路10全体でもオフの状態になり、直並列スイッチ回路10は電流を遮断する。
図4(d)は直並列スイッチ回路10のスイッチオフシーケンスの第4ステータス(最終ステータス)を示す図である。制御部50は、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bをオンする。その結果、第1スイッチM1a、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bがすべてオフの状態となる。
図5は、図2の直並列スイッチ回路10の変形例1を示す図である。図6は、図2の直並列スイッチ回路10の変形例2を示す図である。図2の直並列スイッチ回路10は、二つの直列スイッチ回路を並列接続する構成であったが、並列接続される直列スイッチ回路の数は二つに限らない。図5の変形例1では三つの直列スイッチ回路を並列接続する構成を示す。図6の変形例2では、n(nは4以上)個の直列スイッチ回路を並列接続する構成を示す。いずれの直並列スイッチ回路10においても、並列接続される複数の直列スイッチ回路の各中点は結合される。
図2の直並列スイッチ回路10では、複数の第1スイッチM1のうち高スペックなスイッチを一つ設ける例を説明したが、変形例1、2では高スペックなスイッチを複数設けてもよい。
以下、直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗について説明する。図2の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Ront2は、下記式1により算出される。なお、すべてのスイッチのオン抵抗は等しいことを前提とする。
Ront2=1/((1/M1aRon+1/M2abRon)+(1/M1bRon+1/M2bRon)) ・・・(式1)
ここで、M1aRonは第1スイッチM1aのオン抵抗を示す。他のスイッチについても同様である。
Ront2=1/((1/M1aRon+1/M2abRon)+(1/M1bRon+1/M2bRon)) ・・・(式1)
ここで、M1aRonは第1スイッチM1aのオン抵抗を示す。他のスイッチについても同様である。
図5の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Ront3は、下記式2により算出される。
Ront3=1/((1/M1aRon+1/M2aRon)+(1/M1bRon+1/M2bRon)+(1/M1cRon+1/M2cRon)) ・・・(式2)
Ront3=1/((1/M1aRon+1/M2aRon)+(1/M1bRon+1/M2bRon)+(1/M1cRon+1/M2cRon)) ・・・(式2)
図2の二並列の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Ront2と、図5の三並列の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Ront3との関係式は、下記式3となる。
Ront3=2/3・Ront2 ・・・(式3)
Ront3=2/3・Ront2 ・・・(式3)
また、二並列の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Ront2と、四並列の直並列スイッチ回路全体のオン抵抗Ront4との関係式は、下記式4となる。
Ront4=1/2・Ront2 ・・・(式4)
Ront4=1/2・Ront2 ・・・(式4)
二並列の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Ront2と、n(2以上の整数)並列の直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗Rontnとの関係を示す一般式は、下記式5となる。
Rontn=2/n・Ront2 ・・・(式5)
Rontn=2/n・Ront2 ・・・(式5)
このように、並列数が増加するにつれ直並列スイッチ回路10全体のオン抵抗は低下するが、回路規模が増大し、両者はトレードオフの関係にある。ただし、並列数が増加するにつれ個々のスイッチの最大定格電流を下げることができるため、低コストなスイッチの使用が可能となる。したがって、スイッチ数の増加によるコスト増大と、個々のスイッチの低スペック化によるコスト低下のバランスにより全体のコストが決定される。
本実施の形態に係る直並列スイッチ回路10は、一体的にモジュール化して形成できる。図7は、モジュール化された二並列の直並列スイッチ回路10を模式的に示す図である。図7のスイッチングモジュール10mは、図2の直並列スイッチ回路10をモジュール化した例を示している。図7のスイッチングモジュール10mでは、最大定格電流を高くすべき第1スイッチM1aは、高スペックを実現できるトレンチ構造のトランジスタ(たとえば、トレンチゲート型パワーMOSFET)で構成し、第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bは、比較的低コストで実現できるプレーナ構造のトランジスタ(たとえば、プレーナゲート型パワーMOSFET)で構成している。
図8は、図7の第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bを同一プロセスで形成する例を説明するための図である。図8では、図7の第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bにプレーナゲート型パワーMOSFETを用いる例を前提とする。
図8(a)は、ウェハー上に形成された複数のプレーナゲート型パワーMOSFETをダイシングする際、図7のスイッチングモジュール10m内の第1スイッチM1b、第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bの配置形状に合わせて、三つのプレーナゲート型パワーMOSFETを含む領域を一つのチップとしてダイシングする例を描いている。なお、一つのチップとしてダイシングするプレーナゲート型パワーMOSFETの数は三つに限るものではない。たとえば、図5の三並列の直並列スイッチ回路10の場合、五つのプレーナゲート型パワーMOSFETを含む領域を一つのチップとしてダイシングしてもよい。なお、図8(a)では同じスペックのスイッチの配置形状に合わせてダイシングするためにL字状にダイシングする例を示したが、一般的には、直線状にダイシングするのが基本である。たとえば図7において、第1スイッチM1aおよび第1スイッチM1bのグループと第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bのグループとの間を直線的にダイシングしてもよい。また、第2スイッチM2a、第2スイッチM2bおよび第1スイッチM1bを一列に並べて、その一列の三つのスイッチを一つのチップとしてダイシングしてもよい。
図8(b)は、一つのチップとしてダイシングされた第2スイッチM2aおよび第2スイッチM2bから形成された直列スイッチ回路を示す。この直列スイッチ回路は、図1(b)のソース同士を接続したタイプと異なり、ドレイン同士を接続したタイプであるが、これまで説明した直並列スイッチ回路10と基本的に同様である。
以上説明したように本実施の形態によれば、複数の直列スイッチ回路を並列接続し、複数の直列スイッチ回路の各中点を結合したことにより、電力損失の増大を抑制しながら、個々のスイッチやドライバを低コスト化できる。すなわち、直列スイッチ回路を並列化することにより、直並列スイッチ回路全体のオン抵抗を低下させて、電力損失を低下させることができる。
また、直並列スイッチ回路を構成するスイッチのスイッチング速度にばらつきがあっても、一つのスイッチに電流が集中する可能性を低下させることができる。より具体的には、直並列スイッチ回路をオンする際、電流供給先側のスイッチを先にオンし、電流供給元側のスイッチを後にオンすることにより、電流供給先側のスイッチのスイッチング速度のばらつきが無視できるようになる。したがって、電流供給先側のスイッチおよびそのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
また、電流供給元側のスイッチにおいて、その少なくとも一つに高スペックなスイッチを使用し、このスイッチを残りのスイッチより先にオンする。その高スペックなスイッチは大電流を流すことができるため、残りのスイッチに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。また、これらのスイッチも同時にオンする必要がないため、そのドライバに低スペックなものを使用することができ、低コスト化を図ることができる。
つぎに、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置100の適用例について説明する。図9は、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置100を適用した太陽光発電システム200の構成を示す図である。図9では、家庭用の太陽光発電システム200を想定する。太陽光発電システム200は、蓄電池21、スイッチング装置100、DC−DCコンバータ22、太陽光モジュール23およびパワーコンディショナ24を備える。
蓄電池21は、主に、太陽光モジュール23により発電された電力を蓄電する。蓄電池21には鉛蓄電池やリチウムイオン蓄電池などを採用できる。太陽光モジュール23は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換してDC−DCコンバータ22に出力する。スイッチング装置100は、蓄電池21とDC−DCコンバータ22との間に接続される。
DC−DCコンバータ22は、太陽光モジュール23の出力電力をDC−DC変換または蓄電池21の放電電力をDC−DC変換する。より具体的には、DC−DCコンバータ22は、太陽光モジュール23の出力電力を供給先(蓄電池21またはパワーコンディショナ24)の定格電力に応じた電力に変換する。また、DC−DCコンバータ22は、蓄電池21の放電電力をパワーコンディショナ24の定格電力に応じた電力に変換する。
パワーコンディショナ24は、DC−DCコンバータ22の出力電力をDC−AC変換する。パワーコンディショナ24から出力される交流電力は、負荷(家電製品など)に供給されるか、商用系統(電力会社など)に供給される。なお、パワーコンディショナ24が双方向のDC−ACコンバータを搭載している場合、商用系統から供給される交流電力を直流電力に変換し、蓄電池21に蓄電することも可能である。
図10は、本発明の実施の形態に係るスイッチング装置100を適用した車両駆動システム300の構成を示す図である。車両駆動システム300は、電気エネルギーをメインエネルギーまたは補助エネルギーとして走行する車両(たとえば、自動車、バイク、自転車)の駆動システムである。車両駆動システム300は、蓄電池31、スイッチング装置100、DC−DCコンバータ32、AC−DCコンバータ33、ACプラグ34およびインバータ35を備える。
蓄電池31は、主に、商用系統から供給される電力を蓄電する。なお、回生ブレーキ機能が搭載されている場合、回生電力も蓄電する。ACプラグ34は、商用系統から交流電力を取得するためのプラグである。AC−DCコンバータ33は、ACプラグ34から取得される交流電力をAC−DC変換する。
DC−DCコンバータ32は、蓄電池31の放電電力およびAC−DCコンバータ33の出力電力をDC−DC変換する。より具体的には、DC−DCコンバータ32は、AC−DCコンバータ33の出力電力を蓄電池31の定格電力に応じた電力に変換する。また、DC−DCコンバータ32は、蓄電池31の放電電力をACプラグ34の定格電力に応じた電力に変換する。なお、DC−DCコンバータ32は、インバータ35から回生電力が供給される場合、その回生電力を蓄電池31の定格電力に応じた電力に変換する。
スイッチング装置100は、蓄電池31とDC−DCコンバータ32との間に接続される。インバータ35は、DC−DCコンバータ32からの駆動電力に応じてモータを駆動する。また、回生ブレーキが発動された場合、モータから回生電力を回収し、DC−DCコンバータ32に供給する。
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
たとえば、上述した直並列スイッチ回路10では、第1スイッチM1のドレイン端子を電流入力端子、第2スイッチM2のドレイン端子を電流出力端子とし、第1スイッチM1側から第2スイッチM2側へ電流が流れる例を説明した。この点、直並列スイッチ回路10は、双方向の直並列スイッチ回路として使用することも可能である。この場合、第1スイッチM1のドレイン端子は電流入力端子としての作用と電流出力端子としての作用を併せ持ち、第2スイッチM2のドレイン端子も電流入力端子としての作用と電流出力端子としての作用を併せ持つことになる。また、複数の第2スイッチM2のうち少なくとも一つの第2スイッチM2に高スペックなスイッチを採用することが好ましい。上述した説明を、逆方向の電流に対してもそのまま、あてはめることができる。
また、上述した直並列スイッチ回路10を構成するスイッチに半導体スイッチを使用する例を説明したが、低コスト化の趣旨に反しない範囲で、少なくとも一部のスイッチにメカリレーを使用してもよい。
また、上記図9に示した太陽光発電システム200においてパワーコンディショナ24をDC−DCコンバータ22と太陽光モジュール23との間に設置してもよい。また、上記図10に示した車両駆動システム300に太陽光モジュール23をさらに追加してもよい。その場合、太陽光モジュール23はDC−DCコンバータ32に接続される。
100 スイッチング装置、 M0 スイッチ、 M1,M1a,M1b,M1c 第1スイッチ、 M2,M2a,M2b,M2c 第2スイッチ、 D0 ボディダイオード、 D1,D1a,D1b,D1c 第1ボディダイオード、 D2,D2a,D2b,D2c 第2ボディダイオード、 10 直並列スイッチ回路、 10m スイッチングモジュール、 50 制御部、 200 太陽光発電システム、 21 蓄電池、 22 DC−DCコンバータ、 23 太陽光モジュール、 24 パワーコンディショナ、 300 車両駆動システム、 31 蓄電池、 32 DC−DCコンバータ、 33 AC−DCコンバータ、 34 ACプラグ、 35 インバータ、 36 負荷。
本発明は、大電流のスイッチングに利用可能である。
Claims (9)
- 電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされることを特徴とするスイッチング装置。 - 電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオフされることを特徴とするスイッチング装置。 - 前記直並列スイッチ回路がオフされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオフされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオフされることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング装置。
- 前記複数の第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチのオンオフを制御する制御部をさらに備え、
前記複数の第1スイッチのうち少なくとも一つの第1スイッチの最大定格電流は、残りの第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチの最大定格電流より高く設定され、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオンするとき、前記複数の第2スイッチをオンした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオンし、その後、前記残りの第1スイッチをオンし、
前記制御部は、前記直並列スイッチ回路をオフするとき、前記残りの第1スイッチをオフした後、前記最大定格電流が高い第1スイッチをオフし、その後、前記複数の第2スイッチをオフすることを特徴とする請求項3に記載のスイッチング装置。 - 前記最大定格電流が高い第1スイッチは、トレンチ構造のトランジスタで構成され、前記残りの第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチは、プレーナ構造のトランジスタで構成され、
前記直並列スイッチ回路は、一体的にモジュール化されていることを特徴とする請求項4に記載のスイッチング装置。 - 前記複数の第1スイッチおよび前記複数の第2スイッチは、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)で構成され、
前記第1スイッチおよび前記第2スイッチは、前記MOSFETに形成されるボディダイオードの向きが互いに異なるよう、直列に接続されることを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載のスイッチング装置。 - 電流が入力される第1スイッチと電流を出力する第2スイッチが直列に接続された直列スイッチ回路を複数備え、
前記複数の直列スイッチ回路が並列に接続されて直並列スイッチ回路が構成され、
前記複数の直列スイッチ回路の各中点は結合され、
前記直並列スイッチ回路がオンされるとき、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第2スイッチがオンされた後、前記直並列スイッチ回路を構成する複数の第1スイッチがオンされ、第1スイッチの少なくとも1つのスイッチがオンすることで電流不通状態が解除されることを特徴とするスイッチング装置。 - 蓄電池と、
太陽光モジュールと、
前記太陽光モジュールの出力電力および前記蓄電池の放電電力をDC−DC変換するDC−DCコンバータと、
前記DC−DCコンバータの出力電力をDC−AC変換するパワーコンディショナと、
前記蓄電池と前記DC−DCコンバータとの間に接続された請求項1から7のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする太陽光発電システム。 - 蓄電池と、
商用系統からの交流電力をAC−DC変換するAC−DCコンバータと、
前記蓄電池の放電電力および前記AC−DCコンバータの出力電力をDC−DC変換するDC−DCコンバータと、
前記DC−DCコンバータの出力電力を受けて、モータを駆動するインバータと、
前記蓄電池と前記DC−DCコンバータとの間に接続された請求項1から7のいずれかに記載のスイッチング装置と、
を備えることを特徴とする車両駆動システム。
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