JP4487604B2

JP4487604B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP4487604B2
Application number: JP2004069058A
Authority: JP
Inventors: 壮章田畑
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-03-11
Filing date: 2004-03-11
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2024-03-11
Also published as: JP2005261076A

Description

この発明は、ブリッジ構成の１アーム当たり複数個直列接続された逆阻止型ＩＧＢＴを持つ電力変換装置に関する。

図６（ａ）に、電力変換装置の一般的な例を示す。
図６（ａ）において素子定格電圧に対して直流電圧Ｅｄが大きく高電圧になる場合には、例えば図６（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴＱ１１〜２３をそれぞれ複数個直列接続して用いるのが一般的である。このように、ＩＧＢＴを複数個直列接続した場合には、同時にオン，オフさせるために、例えば特許文献１のようにする。
図７はその概要を説明するもので、その動作図としての図８に示すように、ターンオフ時に急峻に立ち上がるサージ電圧を揃え、ターンオフ後の漏れ電流のアンバランスによる電圧アンバランスを、図７に示すような可変抵抗回路からなる外部回路Ｒｖａｒ１，Ｒｖａｒ２を用いて均等にバランスさせるようにしている。

一方、ＩＧＢＴは一般に逆方向に対する耐圧がない等の理由により、ＩＧＢＴに逆方向に電圧が印加されて素子破壊するのを防止するため、通常は逆方向にダイオードを接続して使用する。
ところで、近年、図９（ａ）のようにコレクタ−エミッタ間に印加される順方向の電圧はゲートに順電圧または逆電圧を与えることで制御し、コレクタ−エミッタ間に印加される逆方向の電圧は阻止する機能を有し、図９（ｂ）に示すような特性を有する逆阻止型ＩＧＢＴが開発されていることから（非特許文献１参照）、図１０（ａ）に示すように逆阻止型ＩＧＢＴＱｆ，Ｑｒを互いに逆並列に接続して、図１１のようなマトリックスコンバータ（またはサイクロコンバータ：非特許文献２参照）を構成することで、大容量の電解コンデンサを不要とし、電力変換装置の小型，長寿命化を図るものも出現している。

このようなマトリックスコンバータにおいても、装置を高電圧化するには例えば図１０（ｂ）に示すように複数個直列接続する手法をとる。このとき、逆阻止型ＩＧＢＴのターンオフは一般的なＩＧＢＴと同じ特性になるため、先の図７に示すように、可変抵抗からなる外部回路Ｒｖａｒ１，Ｒｖａｒ２を各素子に並列に接続することで、電圧アンバランスを抑制することができる。

特開２００３−１８９５９０号公報（第４−５頁、図１−２）「新しいパワーデバイスマトリックスコンバータに適用される逆阻止ＩＧＢＴ」ＯＨＭ，ｐ．５４〜５６，２００３年４月号「電圧型ＰＷＭサイクロコンバータの定常特性」電学論Ｄ，１１３巻9号，ｐ．１０８６〜１０９３，平成５年

ところで、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列に接続した双方向スイッチを直列接続した図１２（ａ）のような回路は、図１２（ｂ）のような配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ１２，Ｌｓ２や、図１２（ｃ）の漏れ抵抗成分Ｒ（Ｑ１ｆ），Ｒ（Ｑ２ｆ），（Ｑ１ｒ），Ｒ（Ｑ２ｒ）および容量成分Ｃ（Ｑ１ｆ），Ｃ（Ｑ２ｆ），Ｃ（Ｑ１ｒ），Ｃ（Ｑ２ｒ）の回路に置き換えることができる。ここで、各ＩＧＢＴの特性の違いにより容量成分がアンバランスであると、ターンオフなどの過渡時に、順方向Ｑ１ｆ，Ｑ２ｆ、逆方向Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒ間で各配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ１２，Ｌｓ２の影響により、振動電流Ｉｒｆ（図１２（ｂ），（ｃ）参照）が発生する可能性があり、この振動電流Ｉｒｆにより各素子間で充放電が繰り返されて損失が増加したり、ノイズの発生により周辺機器に悪影響を及ぼす可能性がある。

また、各ＩＧＢＴＱ１ｆ，Ｑ２ｆ，Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒに、図１０（ｃ）のように電圧バランス回路Ｒｖａｒ１〜Ｒｖａｒｎ，Ｒｖａｒ１’〜Ｒｖａｒｎ’を接続すると、各ＩＧＢＴに対して電圧バランスのための制御動作が行なわれる可能性があり、結果として、制御の協調が必要になったり、協調がとれないと上記振動電流Ｉｒｆが増幅され悪影響を及ぼすなどの問題が発生する。
したがって、この発明で解決しようとする課題は、振動電流を抑制し各素子個別に電圧バランスを図れるようにすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、コレクタ−エミッタ間に印加される順方向の電圧はゲートに順電圧または逆電圧を与えることで制御し、コレクタ−エミッタ間に印加される逆方向の電圧は阻止する機能を有する逆阻止型半導体素子を、互いに逆並列に接続した双方向スイッチをアームに接続して構成される電力変換装置において、
前記アームを、前記逆阻止型半導体素子を複数個直列接続した第１の直列接続回路と、この第１の直列接続回路に対し逆阻止型半導体素子を逆並列に複数個直列接続した第２の直列接続回路とから構成するとともに、前記第１，第２の直列接続回路の各逆阻止型半導体素子接続点間を抵抗を介してそれぞれ接続することを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記各逆阻止型半導体素子毎に電圧バランス制御回路を接続し、順方向および逆方向のそれぞれの逆阻止型半導体素子に対し、ターンオフ時のスイッチングタイミングを調整して、順方向および逆方向の逆阻止型半導体素子同士の電圧バランス調整を行なうことができる（請求項２の発明）。
また、請求項３の発明では、コレクタ−エミッタ間に印加される順方向の電圧はゲートに順電圧または逆電圧を与えることで制御し、コレクタ−エミッタ間に印加される逆方向の電圧は阻止する機能を有する逆阻止型半導体素子を、互いに逆並列に接続した双方向スイッチをアームに接続して構成される電力変換装置において、
前記逆阻止型半導体素子を複数個直列接続した第１の直列接続回路と、この第１の直列接続回路に対し逆阻止型半導体素子を逆並列に複数個直列接続した第２の直列接続回路の、各逆阻止型半導体素子接続点間を接続して双方向スイッチユニットを形成するとともに、各双方向スイッチユニット間の前記第１の直列接続回路と第２の直列接続回路における各逆阻止型半導体素子接続点間をそれぞれ抵抗を介して接続することを特徴とする。

この発明によれば、逆阻止ＩＧＢＴの静特性を利用し、逆方向に電圧が印加されている素子のゲート電圧を調整することで、電圧をバランスさせることができる。また、外部回路の電圧検出手段として抵抗の分圧比を利用するようにしたが、ＩＧＢＴの直列接続時には、各ＩＧＢＴに分圧抵抗を接続するのが一般的であるため、これらを利用することができる。さらに、ゲート電源の調整，駆動については電子回路化できるので、装置を小型にすることが可能となる。加えて、この発明は双方向スイッチについても適用できるため、マトリックスコンバータはもちろん一般的な電力変換装置に適用することができ、その効果は大きい。

図１はこの発明の第１の実施の形態を示す概要図である。
図示のように、逆方向に耐圧をもつ逆阻止型ＩＧＢＴＱ１ｆ，Ｑ２ｆ，…Ｑｎｆが直列に接続され、これらと逆並列に逆阻止型ＩＧＢＴＱ１ｒ，Ｑ２ｒ，…Ｑｎｒが直列に接続されて構成される。また、Ｑ１ｆとＱ２ｆの接続点とＱ１ｒとＱ２ｒの接続点は、抵抗Ｒ１２を介して接続され、同様にしてＲ２３，…Ｒ（ｎ−１）ｎが接続される。説明を簡単にするため、図２のようなｎ＝２の場合について説明する。図３はその場合の原理説明図である。

図３（ａ）において、いま、ＩＧＢＴＱ１ｆ，Ｑ２ｆにオン信号を与えて、電流Ｉｃを通流しているとする。このとき、Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒは逆方向であるため、オンオフ信号とは無関係に電流は流れない。
次に図３（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴＱ１ｆ，Ｑ２ｆにオフ信号が入力されると、Ｑ１ｆ，Ｑ２ｆの電圧ＶＣＥ１，ＶＣＥ２がそれぞれ上昇し始める。また、Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒにはＱ１ｆ，Ｑ２ｆの電圧和（ＶＣＥ１＋ＶＣＥ２）が印加される。

図３（ｂ）は図１３（ｂ）と同じくＩＧＢＴＱ１ｆ，Ｑ２ｆ，Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒは、それぞれ漏れ抵抗成分Ｒ（Ｑ１ｆ），Ｒ（Ｑ２ｆ），Ｒ（Ｑ１ｒ），Ｒ（Ｑ２ｒ）および容量成分Ｃ（Ｑ１ｆ），Ｃ（Ｑ２ｆ），Ｃ（Ｑ１ｒ），Ｃ（Ｑ２ｒ）で表わすことができ、さらに各接続部分は配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と、各ＩＧＢＴの直列接続点に配線インダクタンスＬｓ１２と抵抗Ｒ１２が接続されているので、図３（ｃ）のようになる。

ここで、図３（ｄ）のように、Ｑ２ｆの電圧ＶＣＥ２がＱ１ｆの電圧ＶＣＥ１より高くなった場合を考える。いま、Ｑ１ｆとＱ２ｆの接続点の電圧をＶｆ、Ｑ１ｒとＱ２ｒの接続点の電圧をＶｒとすれば、Ｖｆ，ＶｒはそれぞれＱ１ｆ，Ｑ２ｆの容量比、Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒの容量比で電圧が上昇する。ここで、ＶｆとＶｒに電位差が生じＶｆ＞Ｖｒとなった場合、ＶｆからＶｒへ共振電流Ｉｒｆが流れるが、この共振電流Ｉｒｆは抵抗Ｒ１２により抑制されるため、これは図３（ｄ）に示すように抑制される。したがって、各素子の電圧振動は抑制されるため、振動による損失が低減されることになる。なお、抵抗Ｒ１２は主電流を流さないので、装置の損失には与らない。抵抗Ｒ１２はその値を大きくすれば、実質的に未接続状態となるのはいうまでもない。

図４（ａ）にこの発明の第２の実施の形態を示す。
これは、図１に電圧バランス回路を付加したもので、トランスＴｇｆ，Ｔｇｒを設けて、ターンオフ時の両スイッチのタイミングを一致させる電圧バランス制御回路と、電圧検出器からの検出値により、逆電圧印加時のゲート電圧を調製する電圧バランス制御回路を組み合わせたものである。電圧バランス制御回路は、他のタイプのものを用いても良い。

図３の例では、ターンオフ時に発生するスパイク電圧Ｖｓｐが、Ｑ１ｆとＱ２ｆとでアンバランスになっているが、図４のように電圧バランス制御回路を組み合わせることで、図４（ｂ）のようにターンオフ時のスパイク電圧を揃え、順方向に電圧が印加されるＱ１ｆ，Ｑ２ｆの電圧を揃えることができる。さらに、逆方向に電圧が印加されるＱ１ｒ，Ｑ２ｒでは、逆阻止型ＩＧＢＴのゲート電圧を調製して電圧バランスを図ることが、抵抗Ｒ１２を介して接続することにより、それぞれ個別に可能となる。この例は、ｎ＝２で説明したが、ｎ≧３の場合も同様に適用することができる。

図５にこの発明の第３の実施の形態を示す。
これは、素子パッケージ構成が４個組の例で、ここではこの４個組を双方向スイッチユニットとして考える。つまり、同じパッケージＱｐ１に収められるＩＧＢＴＱ１ｆ，Ｑ２ｆ，Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒを双方向スイッチユニットとして、同一ロット（Ｌｏｔ）に収められるのが一般的であり、各ＩＧＢＴの特性のばらつきは小さい。しかし、異なるパッケージを用いて直列接続する場合には、素子のばらつきは十分に考えられる。そこで、図５のように、各パッケージＱｐ１，Ｑｐ２…Ｑｐｎまたは双方向スイッチユニットに対し、それぞれ抵抗Ｒ１ｐ，Ｒ２ｐ…Ｒｎｐを接続すれば、電圧バランス効果を得ることができ、振動電流も抑制することができる。

この発明の第１の実施の形態を示す回路構成図図１の一部を部分的に抽出した要部構成図図２の動作原理説明図この発明の第２の実施の形態を示す回路構成図この発明の第３の実施の形態を示す回路構成図電力変換装置の一般的な例を示す回路図図６における電圧バランス方法の説明図図７の動作説明図逆阻止型ＩＧＢＴとその特性説明図双方向スイッチの接続構成と電圧バランス方法の説明図交流−交流直接変換装置の一般的な例を示す回路図双方向スイッチの説明図図１２の動作説明図

Ｑ１ｆ，Ｑ２ｆ，…Ｑｎｆ，Ｑ１ｒ，Ｑ２ｒ，Ｑｎｒ…逆阻止型ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、Ｒ１２，Ｒ２３，Ｒ（ｎ−１）ｎ…抵抗、ＧＤＵ１ｆ，ＧＤＵ２ｆ，ＧＤＵ１ｒ，ＧＤＵ２ｒ…ゲート駆動回路、Ｔｇｆ，Ｔｇｒ…トランス。

Claims

コレクタ−エミッタ間に印加される順方向の電圧はゲートに順電圧または逆電圧を与えることで制御し、コレクタ−エミッタ間に印加される逆方向の電圧は阻止する機能を有する逆阻止型半導体素子を、互いに逆並列に接続した双方向スイッチをアームに接続して構成される電力変換装置において、
前記アームを、前記逆阻止型半導体素子を複数個直列接続した第１の直列接続回路と、この第１の直列接続回路に対し逆阻止型半導体素子を逆並列に複数個直列接続した第２の直列接続回路とから構成するとともに、前記第１，第２の直列接続回路の各逆阻止型半導体素子接続点間を抵抗を介してそれぞれ接続することを特徴とする電力変換装置。
前記各逆阻止型半導体素子毎に電圧バランス制御回路を接続し、順方向および逆方向のそれぞれの逆阻止型半導体素子に対し、ターンオフ時のスイッチングタイミングを調整して、順方向および逆方向の逆阻止型半導体素子同士の電圧バランス調整を行なうことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
コレクタ−エミッタ間に印加される順方向の電圧はゲートに順電圧または逆電圧を与えることで制御し、コレクタ−エミッタ間に印加される逆方向の電圧は阻止する機能を有する逆阻止型半導体素子を、互いに逆並列に接続した双方向スイッチをアームに接続して構成される電力変換装置において、
前記逆阻止型半導体素子を複数個直列接続した第１の直列接続回路と、この第１の直列接続回路に対し逆阻止型半導体素子を逆並列に複数個直列接続した第２の直列接続回路の、各逆阻止型半導体素子接続点間を接続して双方向スイッチユニットを形成するとともに、各双方向スイッチユニット間の前記第１の直列接続回路と第２の直列接続回路における各逆阻止型半導体素子接続点間をそれぞれ抵抗を介して接続することを特徴とする電力変換装置。