JPWO2010140217A1 - 電源システム - Google Patents

Abstract

直流電源（１１）と、共振型コンバータ（１２）において直流電源（１１）からの主電流に、当該主電流とは逆方向に流れる共振電流が合流する接続点（１２０）との間に、直流電源（１１）に向かう共振電流を阻止する電流阻止回路（１２ｃ）を設ける。これにより、共振型コンバータ（１２）におけるソフトスイッチングを実現する共振電流によって直流電源（１１）が逆充電されることを防止できる。

Description

本発明は、電源システムに関し、より詳しくは、共振型コンバータを備えた電源システムに関する。

電圧変換器として、直流（ＤＣ）電圧を昇圧及び／又は降圧するＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、パーソナルコンピュータや、ＡＶ機器、携帯電話機、電源システム等の、電気回路を含む電気機器に幅広く用いられている。近年では、燃料電池自動車、電気自動車、ハイブリッド自動車等の車両の電源システムにＤＣ−ＤＣコンバータが用いられる例もある。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、トランジスタ等のスイッチング素子、コイル（リアクトル）、コンデンサ、及びダイオード等を組み合わせて構成することができる。ＤＣ−ＤＣコンバータには、スイッチング素子のソフトスイッチングを実現する共振型コンバータと呼ばれるものがある。ソフトスイッチングは、電流共振現象等を利用して電圧及び／又は電流をゼロとした状態でのスイッチング動作を可能にすることで、スイッチング時の電力損失の低減を図る。

特開２００６−３４０４７６号公報

共振型コンバータにおいては、ソフトスイッチングを実現する共振電流が入力側へ回生（逆流）する場合がある。共振電流の回生先が燃料電池等の直流電源である場合、当該共振電流によって直流電源が逆充電されて性能劣化が生じるおそれがある。

そこで、本発明の目的の一つは、共振型コンバータにおいてソフトスイッチングを実現する共振電流によって直流電源が逆充電されることを防止し、ひいては、電源性能の劣化を防止できるようにすることにある。

なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。

本発明の電源システムの一態様は、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を電流共振現象に基づくソフトスイッチングにより所定の出力電圧に変換する共振型コンバータを備えた電源システムであって、前記共振型コンバータは、前記直流電源からの主電流に、前記共振現象によって発生した共振電流であって前記主電流とは逆方向に流れる共振電流が合流する接続点を有し、前記直流電源と前記接続点との間に、前記直流電源に向かう前記共振電流を阻止する電流阻止回路が設けられる。

ここで、前記電流阻止回路は、前記直流電源側の電気経路にアノードが接続されるとともに前記接続点側の電気経路にカソードが接続されたダイオードでもよいし、リアクトルでもよい。

また、前記電源システムは、前記電流阻止回路をバイパスする電気経路上に設けられたバイパススイッチをさらに備え、前記バイパススイッチは、前記主電流の電流量が所定値以上の場合にＯＮ制御される、こととしてもよい。

さらに、複数の前記共振コンバータが並列接続されている場合に、前記共振型コンバータの駆動数が前記出力電圧に応じて増減制御される際に単一駆動される期間が生じる所定の共振型コンバータについて、前記電流阻止回路を設けることとしてもよい。

さらに、前記各共振コンバータにおける前記共振電流の位相は、異なる共振コンバータ間で互いに異なるように制御される、こととしてもよい。

本発明によれば、共振型コンバータにおいてソフトスイッチングを実現する共振電流によって直流電源が逆充電されることを防止できる。したがって、直流電源の性能劣化を防止できる。

一実施形態に係る電源システム及び当該電源システムを搭載した車両１の構成例を模式的に示す図である。 図１に例示するＦＣ昇圧コンバータの一例を示す回路図である。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータの動作（モード１）を説明する図である。 モード１のＦＣ昇圧コンバータにおける素子の電流又は電圧の時間変化例を示すグラフである。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータの動作（モード２）を説明する図である。 モード２のＦＣ昇圧コンバータにおける素子の電流又は電圧の時間変化例を示すグラフである。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータにおいて共振電流が電源側に回生する様子を例示する図である。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータの部分的な等価回路図である。 （Ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ図８における低負荷時のＡ点、コンデンサＣ１及びＢ点にそれぞれ流れる電流の時間変化の一例を示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）はそれぞれ図８における高負荷時のＡ点、コンデンサＣ１及びＢ点にそれぞれ流れる電流の時間変化の一例を示す図である。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータのバイパス回路のＯＮ／ＯＦＦ制御を説明するフローチャートである。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータの変形例としての多相コンバータの一例を示す回路図である。 図２に例示するＦＣ昇圧コンバータの変形例としての多相コンバータの一例を示す回路図である。 図１２及び図１３に例示する多相コンバータの駆動相の順序制御例を説明する図である。 図１２及び図１３に例示する多相コンバータの相間タイミング制御例を説明する図であり、（Ａ）は共振電流の時間変化の一例、（Ｂ）は電源出力電流の時間変化の一例をそれぞれ示す。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。即ち、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形（各実施例を組み合わせる等）して実施することができる。また、以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付して表している。図面は模式的なものであり、必ずしも実際の寸法や比率等とは一致しない。図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることがある。

〔１〕一実施形態の説明
図１は、一実施形態に係る電源システム１０及び当該電源システム１０を搭載した車両１の構成例を模式的に示す図である。

電源システム１０は、例示的に、燃料電池（ＦＣ）１１を有する燃料電池システムであり、車両１は、燃料電池システム１０を駆動電力の供給源とする電気機器の一例としての燃料電池自動車である。ただし、車両１は、電気自動車やハイブリッド自動車であってもよい。

車両１は、駆動輪２を駆動するモータ１６や、電子制御ユニット（ＥＣＵ）２０、アクセルペダルの開度を検出するアクセルペダルセンサ２１等を備える。アクセルペダルセンサ２１は、電子制御ユニット２０に電気的に接続されており、例えば、検出したアクセスペダルの開度に応じてモータ１６（駆動輪２）の回転速度がＥＣＵ２０によって制御される。

燃料電池システム１０は、前記燃料電池（ＦＣ）１１のほか、非限定的な一例として、ＦＣ昇圧コンバータ１２、バッテリ１３、バッテリ昇圧コンバータ１４、インバータ１５等を備える。

ＦＣ１１は、電気化学反応を利用して発電する装置である。ＦＣ１１には、固体高分子型、燐酸型、溶融炭酸塩型、固体酸化物型、アルカリ電解質型等の種々のタイプの燃料電池が適用可能である。ＦＣ１１が発電した電力は、車両１の駆動輪２を駆動するモータ１６の駆動電力や、バッテリ１３の充電に用いられる。

バッテリ１３は、充放電可能な二次電池であり、リチウムイオン、ニッケル水素、ニッケルカドミウム等の種々のタイプの二次電池を適用可能である。バッテリ１３は、車両１やＦＣ１１の運転時に使用される種々の電気機器に電力を供給することができる。ここでいう電気機器には、例えば、車両１の照明機器、空調機器、油圧ポンプ、ＦＣ１１の燃料ガスや改質原料を供給するポンプ、改質器の温度を調整するヒータ等が含まれる。

これらのＦＣ１１及びバッテリ１３は、図１に例示するように、インバータ１５に対して電気的に並列に接続されている。ＦＣ１１からインバータ１５に至る電気経路には、ＦＣ昇圧コンバータ１２が設けられている。ＦＣ昇圧コンバータ１２は、入力ＤＣ電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＦＣ１１で発生したＤＣ電圧を変換可能な範囲で所定のＤＣ電圧に変換（例えば昇圧）して、インバータ１５に印加することができる。このような昇圧動作により、ＦＣ１１の出力電力が低くても、モータ１６の駆動に要する駆動電力を確保することが可能となる。

一方、バッテリ１３からインバータ１５に至る電気経路には、バッテリ昇圧コンバータ１４が、ＦＣ昇圧コンバータ１２とインバータ１５との間の電気経路に対して並列に接続されている。当該コンバータ１４も、ＤＣ−ＤＣコンバータであり、バッテリ１３又はインバータ１５から印加されたＤＣ電圧を変換可能な範囲で所定のＤＣ電圧に変換することができる。

コンバータ１４には、昇圧及び降圧の双方が可能な昇降圧型のコンバータを適用でき、例えば、バッテリ１３からの入力ＤＣ電圧を制御（昇圧）してインバータ１５側に出力する一方、ＦＣ１１又はモータ１６からの入力ＤＣ電圧を制御（降圧）してバッテリ１３に出力することが可能である。これにより、バッテリ１３の充放電が可能となる。

また、コンバータ１４は、出力電圧が制御されることで、インバータ１５の端子電圧を制御することが可能である。当該制御は、インバータ１５に対して並列に接続された各電源（ＦＣ１１及びバッテリ１３）の相対的な出力電圧差を制御して、両者の電力を適切に使い分けることを可能にする。

インバータ１５は、ＦＣ１１からコンバータ１２を介して、また、バッテリ１３からコンバータ１４を介して、ＤＣ電圧の入力を受け、当該入力ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）電圧に変換し、これをモータ１６の駆動電圧として供給する。その際、ＥＣＵ２０は、要求動力に応じたＡＣ電圧がモータ１６に供給されるよう、インバータ１５の動作（スイッチング）を制御する。

ＥＣＵ２０は、既述の制御のほか、車両１及び燃料電池システム１０の動作（運転）を統括的に制御する。ＥＣＵ２０は、例示的に、演算処理装置の一例としてのＣＰＵ、記憶装置の一例としてのＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えたマイクロコンピュータとして実現できる。ＥＣＵ２０は、モータ１６や燃料電池システム１０の各要素、種々のセンサ群と電気的に接続され、各種センサ値の受信、演算処理、指令（制御信号）の送信等を適宜に実施する。センサ群には、アクセルペダルセンサ２１のほか、例示的に、バッテリ１３の充電状態（ＳＯＣ：State Of Charge）を検出するＳＯＣセンサ、車速（モータ１６の回転数）を検出する車速センサ等が含まれ得る。

〔２〕昇圧コンバータ１２
次に、昇圧コンバータ１２の電気回路図の一例を図２に示す。図２に示す昇圧コンバータ１２は、例示的に、主回路１２ａと、補助回路１２ｂと、回生電流阻止回路１２ｃと、バイパス回路１２ｄと、を備える。

回生電流阻止回路１２ｃは、一端がＦＣ１１の高電位側に接続されるとともに、他端が主回路１２ａの要素であるリアクトルＬ１に直列接続されており、ＦＣ１１の高電位側に向かって逆流（回生）する回生電流を阻止する回路である。回生電流阻止回路１２ｃには、例示的に、ダイオードＤ６又はリアクトルＬ３を用いることができる。ダイオードＤ６を用いる場合には、アノードをＦＣ１１の高電位側の電気経路に接続するとともに、カソードをリアクトルＬ１側の電気経路に接続する。

バイパス回路１２ｄは、例示的に、一端がＦＣ１１の高電位側に接続されるとともに、他端が回生電流阻止回路１２ｃとリアクトルＬ１との間の電気経路に接続された入力コンデンサＣ１の接続点に接続されている。当該バイパス回路１２ｄは、例えばＥＣＵ２０によってＯＮ／ＯＦＦ制御が可能であり、ＯＮ制御されることにより回生電流阻止回路１２ｃを経由する電気経路をバイパスすることができる。バイパス回路１２ｄには、例示的に、リレースイッチを用いることができる。

入力コンデンサＣ１の他端は、ＦＣ１１の低電位側〔例えばグランド（ＧＮＤ）〕に接続されている。入力コンデンサＣ１は、その両端の電圧（昇圧前電圧）を平滑化してリプルを低減する。バイパス回路１２ｄがＯＮの時、昇圧前電圧であるコンデンサＣ１の両端電圧は、ＦＣ１１の出力電圧と等価である。

主回路１２ａは、例えば、メインスイッチＳ１及び逆並列ダイオードＤ４を含むスイッチ回路と、リアクトル（コイル）Ｌ１と、出力ダイオードＤ５と、入力コンデンサＣ１と、出力コンデンサＣ３とを備える。主回路１２ａは、メインスイッチＳ１のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）が周期的に制御されることにより、リアクトルＬ１に流れる電流（主電流）量に応じたリアクトルＬ１の電気エネルギーの蓄積及び蓄積エネルギーの解放を周期的に繰り返す。解放された電気エネルギーは、ＦＣ１１の出力電圧に重畳されて、負荷の一例であるモータ１６側（インバータ１５側）にダイオードＤ５経由で出力される。これにより、入力電圧（ＦＣ１１の出力電圧）ＶＬが所定の出力電圧ＶＨに昇圧される。

例示的に、リアクトルＬ１の一端は、回生電流阻止回路１２ｃを介してＦＣ１１の正極に電気的に接続され、リアクトルＬ１の他端は、ダイオードＤ５のアノードに直列接続されている。ダイオードＤ５のカソードには、出力コンデンサＣ３の一端が並列に接続されている。出力ダイオードＤ５のカソード電圧が、負荷の一例であるモータ１６側（インバータ１５側）へ供給される昇圧後電圧である。出力コンデンサＣ３は、当該昇圧後電圧を平滑化して変動を低減する。

メインスイッチＳ１には、非限定的な一例として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を適用可能であり、一方の極（例えばコレクタ）がリアクトルＬ１と出力ダイオードＤ５との間の電気経路に並列接続されるとともに、他方の極（例えばエミッタ）が、ＦＣ１１の負極側（ＧＮＤ）に接続されている。

メインスイッチＳ１の例えばゲートにパルス幅変調（ＰＷＭ）信号等のスイッチ制御信号が与えられることで、メインスイッチＳ１のＯＮ／ＯＦＦが制御される。また、スイッチ制御信号のデューティ比を制御することで、出力ダイオードＤ５へ向かう方向にリアクトルＬ１に流れる平均的な電流量を制御して、昇圧コンバータ１２の昇圧度を制御することができる。スイッチ制御信号は、例えばＥＣＵ２０において生成される。

メインスイッチＳ１の両極間には、逆並列ダイオードＤ４が接続されている。逆並列ダイオードＤ４は、メインスイッチＳ１がＯＮ時の電流通流方向とは逆方向の通流を許容する。

補助回路１２ｂは、例示的に、（回生）ダイオードＤ３と、リアクトル（コイル）Ｌ２と、（スナバ逆流防止）ダイオードＤ２と、補助スイッチＳ２及び逆並列ダイオードＤ１を含むスイッチ回路と、（共振）コンデンサＣ２とを備える。補助スイッチＳ２をＯＮにすることで、リアクトルＬ２及びコンデンサＣ２によるＬＣ共振現象が発生し、当該ＬＣ共振現象を利用して、メインスイッチＳ１及び補助スイッチＳ２のソフトスイッチングを実現することができる。

例示的に、ダイオードＤ３は、そのアノードがリアクトルＬ１と出力ダイオードＤ５との間の電気経路に接続されることにより、メインスイッチＳ１に対して並列に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ２の一端に接続され、コンデンサＣ２の他端は、ＦＣ１１の負極側（ＧＮＤ）に接続されている。また、ダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ２との接続点には、リアクトルＬ２の一端が並列に接続され、リアクトルＬ２の他端にはダイオードＤ２のアノードが接続されている。

さらに、ダイオードＤ２のカソードは補助スイッチＳ２の両極の一方（例えばコレクタ）に接続され、補助スイッチＳ２の両極の他方（例えばエミッタ）はリアクトルＬ１のＦＣ１１側の一端に接続されている。補助スイッチＳ２の両極間には、ダイオードＤ１が並列接続されている。なお、リアクトルＬ２、及び、補助スイッチＳ２とダイオードＤ１とを含むスイッチ回路の接続位置は、互いに入れ替えてもよい。

回生電流阻止回路１２ｃは、メインスイッチＳ１がＯＦＦで、かつ、補助スイッチＳ２がＯＮの場合に、リアクトルＬ２とコンデンサＣ２とによる共振電流（以下、「Ｌ２Ｃ２共振電流」とも表記する。）の一部が入力コンデンサＣ１で吸収し切れずにＦＣ１１側に回生することを阻止する。回生電流阻止回路１２ｃには、例えば、ダイオードＤ６又はリアクトルＬ３を用いることができる。

バイパス回路（バイパススイッチ）１２ｄは、例示的に、ＦＣ１１の高電位側と、入力コンデンサＣ１とリアクトルＬとの接続点との間の電気経路に設けられて、ＦＣ１１側にＬ２Ｃ２共振電流が回生しない（回生電流が無い）と判断できる条件（後述）において、ＦＣ１１の高電位側とリアクトルＬ１との間を導通して、回線電流阻止回路１２ｃをバイパスする。これにより、回生電流阻止回路１２ｃによる回路損失を低減することができる。バイパス回路１２ｄには、例えばリレースイッチを適用可能であり、そのＯＮ／ＯＦＦ制御は、例えばＥＣＵ２０によって行なうことができる。

〔３〕ソフトスイッチング動作（モード１〜６）
上述のごとく構成された昇圧コンバータ１２において、ソフトスイッチング動作に基づく昇圧動作の１サイクルは、例示的に、以下のような状態遷移（モード１〜６）で表わすことができる。なお、以下の説明で用いる図３及び図５において、回生電流阻止回路１２ｃ及びバイパス回路１２ｄの図示は省略している。

メインスイッチＳ１及び補助スイッチＳ２がともにＯＦＦの初期状態では、例えば図３中に点線で示す経路で電流が通流し、インバータ１５（モータ１６）側に電力が供給される。

（モード１）
初期状態から、メインスイッチＳ１はＯＦＦのままで補助スイッチＳ２がＯＮされると、出力ダイオードＤ５に蓄積していた電荷がダイオードＤ３、リアクトルＬ２及び補助スイッチＳ２を経由して入力コンデンサＣ１へ流れて消滅させられる（ソフトターンオフ）。一方、ＦＣ１１側からリアクトルＬ１及び出力ダイオードＤ５を経由して流れていた電流が、補助回路１２ｂ側（ダイオードＤ３）に徐々に移行してゆく。図３中の矢印１００は、その様子を表現している。したがって、補助回路１２ｂには、図２中に実線で２００示すように、リアクトルＬ１、ダイオードＤ３、リアクトルＬ２、ダイオードＤ２及び補助スイッチＳ２の経路で電流が還流する。したがって、図４に例示するように、モード１の期間（時刻Ｔ０〜Ｔ１の期間）において、リアクトルＬ２及び補助スイッチＳ２に流れる電流（Ｌ２電流）は、リアクトルＬ２の両端電圧（ＶＨ−ＶＬ）とリアクトルＬのインダクタンス値とに応じて増加する。

（モード２）
その後、例えば図５中に実線３００で示すように、コンデンサＣ２に蓄積されていた電荷がリアクトルＬ２側へ徐々に放電され、電流がリアクトルＬ２、補助スイッチＳ２及び入力コンデンサＣ１の経路で通流する。これにより、リアクトルＬ２及びコンデンサＣ２によるＬＣ共振現象が発生し、コンデンサＣ２の両端電圧が正弦波状に正から零へ徐々に減少する（図６の時刻Ｔ１〜Ｔ２参照）。補助スイッチＳ２がＯＮとなる瞬間（図６の時刻Ｔ１）では、補助スイッチＳ２は零電流なのでソフトスイッチングでターンオンすることになる。

（モード３）
コンデンサＣ２の電荷がすべて放電されてコンデンサＣ２の電圧が零となり（図６の時刻Ｔ２参照）、リアクトルＬ１及びリアクトルＬ２に流れる電流（Ｌ１電流及びＬ２電流）が互いに同じになったタイミング（図６の時刻Ｔ３参照）でメインスイッチＳ１をＯＮする。すると、補助回路１２ｂを還流していた電流がメインスイッチＳ１を通流し始め、メインスイッチＳ１に流れる電流（Ｓ１電流：図６参照）が徐々に増加してゆく。

（モード４）
この時、メインスイッチＳ１は、零電流及び零電圧からのターンオンとなる。メインスイッチＳ１がＯＮであることにより、メインスイッチＳ１、ＦＣ１１及びリアクトルＬ１の経路で電流が通流し、リアクトルＬ１に電気エネルギーが徐々に蓄積されてゆく。このとき、補助回路１２ｂには電流は流れないので、コンデンサＣ２に対する充電は行なわれず、コンデンサＣ２の電圧は零電圧のままである（図６参照）。

（モード５）
その後、メインスイッチＳ１及び補助スイッチＳ２をともにＯＦＦにする。両スイッチＳ１及びＳ２は、同時にＯＦＦにしてもよいし、補助スイッチＳ２を先にＯＦＦにしてもよい。この時、コンデンサＣ２の電圧が零であるから、補助スイッチＳ２は、零電流及び零電圧からのターンオフ、メインスイッチＳ１は、零電圧からのターンオフとなる。メインスイッチＳ１のＯＦＦにより、リアクトルＬ１に流れていた電流は、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、ＦＣ１１及びリアクトルＬ１の経路で流れ始め、コンデンサＣ２への充電が始まる。コンデンサＣ２への充電により、メインスイッチＳ１がＯＦＦされる時の電圧上昇速度が抑制され、テール電流が存在する領域での損失を低減することが可能となる。

（モード６）
コンデンサＣ２が出力電圧ＶＨと同電圧になるまで充電されると、出力ダイオードＤ５がＯＮし、リアクトルＬ１にそれまでに蓄積された電気エネルギーがインバータ１５（モータ１６）側へ供給される。その後、補助スイッチＳ２が再度とＯＮとなり、モード１から次のサイクルがスタートする。

〔４〕ＦＣ１１への回生電流阻止
以上のようなソフトスイッチング動作において、モード２では、コンデンサＣ２から放電された電荷が、リアクトルＬ２、ダイオードＤ２、補助スイッチＳ２及びコンデンサＣ１の経路３００でＬ２Ｃ２共振電流として流れる。このとき、Ｌ２Ｃ２共振電流は、主回路１２ａのリアクトルＬ１と補助回路１２ｂの補助スイッチＳ２との接続点１２０において、主回路１２ａを流れるＦＣ１１からの主電流（Ｌ１電流）と合流し、Ｌ１電流とは逆方向に流れる。Ｌ２Ｃ２共振電流は、コンデンサＣ１に流入して吸収されるが、コンデンサＣ１で吸収し切れないＬ２Ｃ２共振電流は、ＦＣ１１側へ逆流（回生）しようとする（図７の矢印４００参照）。換言すれば、Ｃ１コンデンサが無い場合、Ｌ２Ｃ２共振電流のすべては、ＦＣ１１側へ回生しようとする。

しかし、本例では、ＦＣ１１（の高電位側）と接続点１２０との間の電気経路に、回生電流阻止回路１２ｃ（例えば、ダイオードＤ６又はリアクトルＬ３）が設けられているから、バイパス回路（リレースイッチ）１２ｄをＯＦＦ（非バイパス状態）にしておけば、ＦＣ１１への回生電流の流入、つまりはＦＣ１１の逆充電を防止することができる。したがって、ＦＣ１１の性能劣化を防止することが可能となる。換言すれば、バイパス回路１２ｄは、ＦＣ１１に向かう電流が発生しない期間においてはＯＮにしてよい。バイパス回路１２ｄがＯＮの状態では、回生電流阻止回路１２ｃを設けることによる回路損失を低減することができる。

（バイパス回路１２ｄの制御ロジック）
以下に、バイパス回路１２ｄのＯＮ／ＯＦＦ制御の制御ロジック（制御条件）について詳述する。

まず、ＦＣ１１側への回生電流量を求める。ここで、回生電流量は、コンデンサＣ２の電荷放電により発生するＬ２Ｃ２共振電流量と等価であるから、Ｌ２Ｃ２共振電流量を求めればよい。コンデンサＣ２の容量をＣ₂、リアクトルＬ２のインダクタンス値をＬ₂、コンデンサＣ２に印加される電圧をＶ、リアクトルＬ２を流れる電流（Ｌ２電流）をＩとそれぞれ表わすと、エネルギー保存の法則より、次式（１）が成立する。

したがって、Ｌ２電流Ｉは、次式（２）により求めることができる。

ここで、コンデンサＣ２の電圧Ｖ＝ＶＨ−ＶＬとすると、式（２）は、次式（３）となる。

よって、当該式（３）で表わされるＬ２Ｃ２共振電流Ｉが、入力コンデンサＣ１の接続点においてＦＣ１１及びコンデンサＣ１のインピーダンスに応じてＦＣ１１側及びコンデンサＣ１側へ分流されることになる。

ここで、例えば図８に示すように、ＦＣ１１及びコンデンサＣ１の高電位側からみた経路のインピーダンス値をそれぞれＺ_A及びＺ_Bとすると、リアクトルＬ１の位置に相当するＡ点に一定量以上の電流（Ｌ１電流）が順方向（ダイオードＤ５に向かう方向）へ流れている場合、ＦＣ１１側（Ｂ点）へ電流は流れない。したがって、この場合に、バイパス回路１２ｄをＯＮしてもＦＣ１１側へ逆電流が流れることはない。

Ａ点の（平均）電流量（Ｌ１電流量）は、昇圧コンバータ１２に要求される出力電力（昇圧比）に応じて変化するから、例えばモータ１６の駆動（運転）負荷の高低に応じて変化する。

図９に低負荷時のＡ点、コンデンサＣ１及びＢ点にそれぞれ流れる電流の時間変化の一例を示し、図１０に高負荷時のＡ点、コンデンサＣ１及びＢ点にそれぞれ流れる電流の時間変化の一例を示す。なお、図９及び図１０のそれぞれにおいて、（Ａ）がＡ点の電流量の時間変化の一例を示し、（Ｂ）はコンデンサＣ１に流れる電流量の時間変化の一例を示し、（Ｃ）はＢ点に流れる電流量の時間変化の一例を示している。

これらの図９及び図１０の比較から、Ｌ１電流量が相対的に大きくなる高負荷時の方が、コンデンサＣ１側に分流するＬ２Ｃ２共振電流量も大きくなり、結果、Ｂ点へ分流する電流量が減少することが分かる。したがって、Ｂ点に電流が流れなくなるＬ１電流量が存在し、当該Ｌ１電流量を閾値（以下、「バイパスＯＮ閾値」という。）としてバイパス回路１２ｄのＯＮ／ＯＦＦを制御すれば、回生電流阻止回路１２ｃによる回路損失の低減を、効率的に実施することができる。

ここで、高負荷／低負荷運転に応じた昇圧比は、例えばメインスイッチＳ１のスイッチング周期の１周期におけるＯＮ／ＯＦＦ期間の比率（デューティ比）を制御することで制御できる。当該制御をＥＣＵ２０が行なっている場合、ＥＣＵ２０は、Ａ点の平均電流量（Ｌ１電流量）を把握している。

そこで、例えばＥＣＵ２０は、例えば図１１に示すように、Ｌ１電流量がバイパスＯＮ閾値を超えているか否かを判定し（処理Ｐ１）、超えていればバイパス回路１２ｄをＯＮ制御し（処理Ｐ１のＹルートから処理Ｐ２）、超えていなければバイパス回路１２ｄをＯＦＦ制御する（処理Ｐ１のＮルートから処理Ｐ３）。

〔５〕変形例
図１２は、上述した昇圧コンバータ１２の変形例を例示する回路図である。図１２に例示する昇圧コンバータ１２は、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）に対応した多相コンバータであり、各相に対応してＮ個の共振型コンバータ１２−１〜１２−Ｎが並列に接続されている。各共振型コンバータ１２−ｉ（ｉ＝１〜Ｎのいずれか）は、図２に例示した主回路１２ａ及び補助回路１２ｂを含む。ただし、入力コンデンサＣ１は各相に共通とすることができる。

また、回生電流阻止回路１２ｃは、要求される出力電圧（昇圧電圧）に応じて駆動する相数が１〜Ｎの範囲で増減制御される場合に、単相駆動となる期間が生じる相＃ｉに対応する共振型コンバータ１２−ｉについて設ければ足りる。これは、複数相が同時に駆動されている状態（期間）では、電源（ＦＣ１１）から供給される電流量の方が、個々の相における共振電流量よりも相対的に大きいため、共振電流はＦＣ１１側には逆流しないと扱うことができるからである。

図１２に示す例では、相＃１を単相駆動となり得る相として設定しており、当該相＃１に対応する共振型コンバータ１２−１におけるリアクトルＬ１とリアクトルＬ２との接続点ａと、他相＃ｊ（ｊ＝１〜Ｎのいずれかであってｊ≠ｉ）との並列接続点ｂとの間に、回生電流阻止回路１２ｃを設けている。当該位置に回生電流阻止回路１２ｃを設けることで、各相に共通となる位置（点線枠１２ｃで示す位置）に設ける場合に比して、回生電流阻止回路１２ｃには、単相分の電流を超える電流は流れないため、素子（例えばダイオードＤ６又はリアクトルＬ３）の容量やサイズ、挿入損失を１／Ｎに削減することができる。また、後述する駆動相制御により、既述のバイパス回路１２ｄを不要にすることもできる。

なお、Ｎ≧３の場合、単相駆動となる期間の生じる相とは異なる他の複数相における各リアクトルＬ２は、例えば図１３に示すように、共通化してもよい。

（各相の制御ロジック）
図１２及び図１３に例示した回路の場合、単相駆動となる期間の生じる相＃１（共振コンバータ１２−１）についてのみ回生電流阻止回路１２ｃを設けているため、既述のバイパス回路１２ｄを設けた場合と同等の効果を得るためには、単相駆動の期間において、図８〜図１０を用いて説明したように、Ｌ１電流が既述のバイパスＯＮ閾値を超えるように回路設計を行なう。

そして、例えば図１４（Ｎ＝３の場合）に示すように、回生電流阻止回路１２ｃを設けた相（相＃１）から駆動を開始し、負荷の増加に応じて駆動相（相＃２、相＃３）を増やしてゆく。逆に、駆動相を減らしてゆく場合は、回生電流阻止回路１２ｃを設けた相以外の相（相＃３、相＃２）から駆動を停止し、回生電流阻止回路１２ｃを設けた相（相＃１）は最後まで駆動する。なお、回生電流阻止回路１２ｃを設けた相以外の相の駆動順序は適宜入れ替えてもよい。

また、複数相駆動時には、各相の補助スイッチＳ２のＯＮタイミングに位相差を与えるとよい。これにより、例えば図１５（Ａ）に模式的に例示するように、Ｌ２Ｃ２共振電流の位相（ピーク）を相間で異ならせることができる。したがって、各相から同じタイミングでＬ２Ｃ２共振電流が回生して、コンデンサＣ１で吸収し切れないほどの合成電流がＦＣ１１側に回生することを回避することができる。なお、図１５（Ｂ）は、電源（ＦＣ１１）出力電流の時間変化の一例を模式的に示す図である。

以上のような駆動相の順序制御、相間タイミング制御は、例えばＥＣＵ２０によって実施することができる。

〔６〕その他
上述した実施形態は、電源側からの主電流とは逆方向に共振電流が流れる電気経路を有しするＤＣ−ＤＣコンバータ（例えば、降圧コンバータ等の他の種類のコンバータ）に適用してもよい。また、上述した実施形態は、車載のＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、パーソナルコンピュータや、オーディオビジュアル（ＡＶ）機器、携帯端末等の電気機器に搭載されているＤＣ−ＤＣコンバータに適用してもよい。

１ 車両
２ 駆動輪
１０ 電源システム（燃料電池システム）
１１ 燃料電池（ＦＣ）（直流電源）
１２ ＦＣ昇圧コンバータ
１２ａ 主回路
１２ｂ 補助回路
１２ｃ 回生電流阻止回路
１２ｄ バイパス回路
１３ バッテリ
１４ バッテリ昇圧コンバータ
１５ インバータ
１６ モータ
２０ 電子制御ユニット（ＥＣＵ）
２１ アクセルペダルセンサ
１２０ 接続点
Ｃ１ 入力コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ 出力コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ６
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ リアクトル（コイル）
Ｓ１ メインスイッチ
Ｓ２ 補助スイッチ

Claims (6)

1. 直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を電流共振現象に基づくソフトスイッチングにより所定の出力電圧に変換する共振型コンバータを備えた電源システムであって、
   前記共振型コンバータは、前記直流電源からの主電流に、前記共振現象によって発生した共振電流であって前記主電流とは逆方向に流れる共振電流が合流する接続点を有し、
   前記直流電源と前記接続点との間に、前記直流電源に向かう前記共振電流を阻止する電流阻止回路が設けられた、電源システム。
2. 前記電流阻止回路は、前記直流電源側の電気経路にアノードが接続されるとともに前記接続点側の電気経路にカソードが接続されたダイオードである、請求項１記載の電源システム。
3. 前記電流阻止回路は、リアクトルである、請求項１記載の電源システム。
4. 前記電流阻止回路をバイパスする電気経路上に設けられたバイパススイッチをさらに備え、
   前記バイパススイッチは、前記主電流の電流量が所定値以上の場合にＯＮ制御される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
5. 複数の前記共振コンバータが並列接続され、
   前記共振型コンバータの駆動数が前記出力電圧に応じて増減制御される際に単一駆動される期間が生じる所定の共振型コンバータについて、前記電流阻止回路が設けられた、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
6. 前記各共振コンバータにおける前記共振電流の位相は、異なる共振コンバータ間で互いに異なるように制御される、請求項５記載の電源システム。

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