JP5842278B2 - 電流反転ｄｃ／ｄｃ昇圧型コンバーター - Google Patents

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Description

本発明は、DC/DC電圧コンバーター、言い替えれば、二つの電圧源の間でエネルギー・フルエンスを維持するために設計されたシステムに関する。本発明は、通常チョッパーと呼ばれる、平均的な及び高い出力のアプリケーションに対応するタイプのコンバーターに、特に適用可能である。
電子回路の観点から、このタイプのコンバーターは、DC電気量の変換器であるものとして考えられてもよい。DC/DCコンバーターのタイプを規定する、二つの基本的なタイプがある。
−出力電圧が入力電圧より小さい場合、ステップダウンDC/DCコンバーターまたは≪降圧≫型コンバーターと呼ばれ、
−出力電圧が入力電圧より大きい場合、ステップアップDC/DCコンバーターまたは≪昇圧≫型コンバーターと呼ばれる。
このタイプのコンバーターに対して、入力または出力電流が、コンバーターの動作中に、双方向に存在可能である場合、双方向電流という表現が用いられる。
DC/DCステップアップまたは昇圧型コンバーターは、特に、電気自動車及びハイブリッド自動車で用いられる。それらは、DCバスターミナルの電圧を増減することで、バッテリー電圧と電気モーターインバーターとを接続する。それらは、バッテリーとスーパーキャパシターとを、インバーターの入力端子に接続するためにも用いられてもよい。
図１は、電気自動車及びハイブリッド自動車用の電気変換システムを示す図である。符号１は、点Ａと点Ｂとの間に電圧Ｕを出力するバッテリーを示す。インバーター２への入力は、点Ａと点Ｂとの間に接続される。インバーター２の出力は、車両の３相電気モーター３に電力を供給する。DC/DCコンバーター４は、一方で点Ａ及び点Ｂのインターフェースであり、他方ではスーパーキャパシターのインターフェースである。この図では、Ibatはバッテリー電流を示し、Isupercapは、スーパーキャパシターにおける電流を示す。
この分野におけるDC/DCコンバーターの利用は、多数の利点を有している。それらは、インバーターのDCバスとエネルギー蓄積システムとの間のエネルギーの流れの管理を可能とする。また、それらは、低電圧バッテリーの使用を可能とする。また、それらは、非常に高いDCバス電圧（高速機器）のインバーターの使用を可能とする。また、それらは、より広い範囲の速度変化を可能とする。さらに、それらは、電気変換システムのより良い総合効率をもたらす。
ハイブリッド自動車及び電気自動車におけるトレンドは、インバーターDCバスの高電圧化にますます向かっている。このトレンドの利点は、巻線における銅部分の低減と、電気装置の小型化である。しかしながら、バッテリー電圧の昇圧のためには、DC/DCコンバーターを使う必要がある。
昇圧型DC/DCコンバーターの第二の利用は、回路上のエネルギー蓄積装置の接続から成る。例えば、バッテリー（エネルギー）とスーパーキャパシター（容量）との接続から成る。
エネルギー源がバッテリーのみである場合、非常に短い時間に負荷が大電流を消費し、または出力する際（例えば、車両の加速または制動時）、DCバスの電圧を維持するのは難しい。従って、ハイブリッドモーター駆動の車両に取り付けられたバッテリーによる電圧出力の変動が、正及び負のピーク電流間に観察されてもよい。これは、バッテリーが、瞬時電力ではなく、電力（公称電力）を供給するように意図されている（しばしばサイズが決められている）という事実に因る。また、バッテリー単体は、非常に短い時間間隔で、全制動エネルギーを吸収することもできない。バッテリー単体の利用（電圧の不安定性）は、経年劣化を加速する。スーパーキャパシター（電力でサイズが決められる）との接続は、バッテリーの全作動範囲において、バッテリー電圧の変動を低減し、制動時に利用可能な全電気エネルギーを利用することができる。
DC/DCコンバーターがバッテリーとスーパーキャパシターとの接続に用いられる場合、バッテリーは、コンバーターに出力電圧を印加する。コンバーターは、直接電流が制御され、加速時に電力ピークを供給し、制動時に電流ピークを吸収する。用いられるDC/DCコンバーターは、スーパーキャパシターの電圧が（スーパーキャパシターの電荷の75%を利用するために）50%低下し得るため、電流反転昇圧型である必要がある。
電気自動車またはハイブリッド自動車タイプのアプリケーションでは、負荷型のDC/DCコンバーターの仕様は、リップル率が僅かな（3%以下）出力DC電圧を必要とする。そして、コンバーターの基本的な構造は、（電流／電圧）源及びフィルターに適応するためにデザインされた、関連線形部品（誘導コイル、キャパシター）を有する。
図２は、レクサスハイブリッド自動車に適用されるRX 400hモーターで使用される電気変換システムを示す図である。符号１１は、抵抗１３及び平滑コンデンサ１４の端子で出力電圧650Vを出力する電流反転DC/DC昇圧型コンバーター１２の入力に接続された、288Vバッテリーを示す。コンバーターからの出力電圧は、第一のインバーター１５及び第二のインバーター１６に電力を供給する。インバーター１５及び１６への入力は、フィルターキャパシター１７及び１８が備えられている。インバーター１５は、モーター１９に対してAC電力供給電圧を出力する一方、インバーター１６は、モーター２０により発生した電流を回収する。
コンバーター１２は、フィルターコンデンサ２１の端子で、バッテリー１１からの電圧を受ける。この電圧は、誘導コイル２２を通じて、IPM≪インテリジェントパワーモジュール≫２３に伝達される。
図３Ａ及び図３Ｂは、デューティー比RC（横座標）に対する、コンバーター１２（電流反転DC/DC昇圧型コンバーター）に対する入力電圧の変圧比RTの変化、及び、コンバーターの効率ρ（縦座標）を示す図である。図３Ａ及び図３Ｂに示す曲線は、このタイプの装置（導通部品、スイッチング部品及び受動部品）でのモデリング損失によりプロットされたものである。計算は、40kW電力コンバーター（200Vの入力電圧及び制御信号のデューティー比により制御される出力電圧）に対して成された。図３Ａ及び図３Ｂに示す曲線は、電圧変圧比が増すに従い、コンバーターの効率が減ることを示している。制御信号のデューティー比は、コンバーターのチョッピング期間により分割された制御パルスの≪時間≫間隔に一致する。この比は、0から1の範囲で変化する。
一般に、組み込みエネルギー源を接続する場合、目標は、性能を変えることなく、組み込み装置のサイズ、重量及びコストを低減することにある。スーパーキャパシターがバッテリーに接続される場合、この接続は、さらなるセルをバッテリーに加える場合よりもより大きい、スペース、コスト及び重量の制約をもたらしてはならない。言い換えれば、スーパーキャパシターの電圧は、バッテリー電圧よりも低い必要がある。例えば、スーパーキャパシターの電圧が、バッテリー電圧の1/2に等しい場合、標準的な反転昇圧型コンバーターは、92%のオーダーの性能で利用可能である。しかしながら、スーパーキャパシターの全負荷範囲を利用したい場合、コンバーターは、より低い性能（80%のオーダー）を示す。実際、スーパーキャパシターの電圧の50%に達するためには、4以上の変圧比が必要である。この問題は、スーパーキャパシターの公称電圧が低い場合、特に重要である。
上述した先行技術の問題を克服するために、従来技術による装置に比べてより高い変圧比を実現できる、同じ性能を持った新しいタイプのDC/DC昇圧型変換の接続形態が提案される。この新しい装置は、≪電流反転DC/DC昇圧型コンバーター≫と呼ばれてもよい。
従って、本発明の目的は、第一のDC電圧源と第二のDC電圧源との間のインターフェースとして作動する、電流反転DC/DC昇圧型コンバーターであって、前記第一のDC電圧源の電圧が前記第二のDC電圧源の電圧より小さく、前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの接続形態が、以下の分岐路：
−前記第一のDC電圧源の陽極と前記第二のDC電圧源の陽極とを接続し、第一の誘導コイルと、開閉状態が制御される第一のスイッチと、第二の誘導コイルと、開閉状態が制御される第三のスイッチとを、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源まで直列に含む、第一の分岐路；
−前記第一のDC電圧源の陰極と前記第二のDC電圧源の陰極とを接続する、第二の分岐路；
−直列接続された前記第一のスイッチと第二の誘導コイルとに並列に接続され、アノードが前記第一のDC電圧源の前記陽極側にあるダイオードを含む、第三の分岐路；
−前記第二の分岐路と、前記第一の誘導コイルと前記第一のスイッチとの間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、アノードが前記第二の分岐路の側にある第二のダイオードを含む、第四の分岐路；
−前記第二の分岐路と、前記第一のスイッチと前記第二の誘導コイルとの間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、第一のキャパシターを含む、第五の分岐路；
−前記第二の分岐路と、前記第二の誘導コイルと前記第三のスイッチとの間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、開閉状態が制御される第二のスイッチを含む、第六の分岐路；
−前記第二のDC電圧源に並列に接続され、第二のキャパシターを含む、第七の分岐路；
から成り、
前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターが、
−前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、
・時間t＝0から時間t＝αT、0＜α＜1で、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが開状態であり、前記第二のスイッチが閉状態、
・時間t＝αTから時間t＝Tで、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが閉状態であり、前記第二のスイッチが開状態、
−前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第二のDC電圧源から前記第一のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、
・時間t＝0から時間t＝αT、0＜α＜1で、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが閉状態であり、前記第二のスイッチが開状態、
・時間t＝αTから時間t＝Tで、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが開状態であり、前記第二のスイッチが閉状態、
であるように、前記スイッチを制御する手段を含む。
デューティー比αは、0.25から0.75の間であることが好ましい。
開閉が制御されるスイッチは、ダイオードが並列に組み込まれたMOSFET及びIGBTの中から選択される部品であることが有利である。
本発明は、添付図面を伴う非限定的な例として与えられる以下の説明を読むことにより、よりよく理解され、他の利点及び特徴は、明確になる。
電気自動車またはハイブリッド自動車用の電気変換システムを示す図である。 先行技術による、ハイブリッド自動車で用いられる電気変換システムを示す図である。 制御信号のデューティー比に対する、電流反転DC/DC昇圧型コンバーターに対する入力電圧の変圧比の変化を示す図である。 制御信号のデューティー比に対する、電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの効率を示す図である。 本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの接続形態を示す図である。 本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターに対する制御信号のデューティー比の原理を示す図である。 本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターに対するデューティー比の関数としての電圧変圧比を示す図である。 本発明の順方向（昇圧）での電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作原理を示す電気回路図である。 本発明の順方向（昇圧）での電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作原理を示す電気回路図である。 本発明の逆方向（降圧）での電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作原理を示す電気回路図である。 本発明の逆方向（降圧）方向での電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作原理を示す電気回路図である。
図４は、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの接続形態を示す図である。本図に示す電流反転DC/DC昇圧型コンバーターは、端子（点Ｃ及び点Ｄ）が入力電圧Uinを受け取るスーパーキャパシター５と、出力電圧Uoutが現れる点Ａ及び点Ｂ（図１も参照）との間のインターフェースを形成する。
第一誘導コイルL1と、第一スイッチQ1と、第二誘導コイルL2と、第三スイットQ3とは、点Ｃと点Ａとの間で、直列接続される。点Ｄと点Ｂとの間の接続は、接地接続である。
ダイオードD1が、直列に取り付けられた部品Q1及びL2に並列に接続されている。ダイオードD1のアノードは、点Ｃと同じ側にあり、カソードは、点Ａと同じ側にある。
ダイオードD2が、接地と、部品L1と部品Q1との間の接続部との間に接続されている。ダイオードD2のアノードは、接地接続されている。
キャパシターC1が、接地と、部品Q1と部品L2との間の接続部との間に接続されている。キャパシターC2が、点Ａと点Ｂとの間に接続されている。
第二スイッチQ2が、接地と、部品L2と部品Q3との間の接続部との間に接続されている。
スイッチQ1、Q2及びQ3は、開閉が制御され、ダイオードが並列に組み込まれた、MOSFETまたはIGBTタイプのスイッチである。
図５は、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターに対する時間ｔの関数としての制御信号のデューティー比の原理を示す図である。スイッチQ1とスイッチQ3とは、Cmd1と呼ばれる同じ制御信号により制御される。スイッチQ2は、Cmd1と補完的な制御信号Cmd2により制御される。図５に示す図は、制御周期の一周期T内での制御信号のデューティー比αの原理を示している。
誘導コイルL1及びL2は、それぞれ内部抵抗r1及びr2を有する。点Ａと点Ｂとの間の負荷に等しい抵抗は、Rと呼ばれる。制御パルスの持続時間（デューティー比αで示される）は、電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの変圧比を制御する。入力電圧に対する出力電圧の表現は、以下のように記述される。
数（１）は、デューティー比αの関数としてUout/Uinの変化を示す曲線をプロットするために利用可能である。この曲線は、図６における図で、符号３１として示される。また、既存技術による反転昇圧型DC/DCコンバーターの対応する変化曲線が、この図において、符号３２として示される（図３Ａ参照）。
本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの値は、例えば、以下のようであってもよい。
r1＝r2＝10mΩ
L1＝625μH及びL2＝1250μH
C1＝500μF及びC2＝250μF
R＝10Ω
チョッパー周波数：20kHz
Uin＝25V及びUout＝100V
Iin＝40A及びIout＝10A
デューティー比は、スイッチ（MOSFET、IGBT等）のスイッチング周波数の限界を考慮しつつ、電流反転DC/DC昇圧型コンバーターにおけるスイッチングによる損失の増大を避けるために、通常0.25から0.75の間である。この条件下で、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの接続形態の利得は、標準的な接続形態のものよりも、非常に大きい。図６における二つの曲線は、同一の性能条件でプロットされたものであることに留意されたい。
以下、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作原理を説明する。この説明は、図５の図に示す二つの制御信号に基づいて行われる。電流がUinからUoutに循環する場合、動作方向を順方向と呼び、電流がUoutからUinに循環する場合、逆方向と呼ぶ。
順方向（昇圧）での動作
図７Ａは、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターが、t＝0からt＝αTの間の動作フェーズの間（言い換えればCmd1＝0及びCmd2＝１の間）、どのように動作するかを示すものである。スイッチQ1及びスイッチQ3は開状態であり、スイッチQ2は閉状態である。ダイオードD1は自然導通状態であり、ダイオードD2は遮断状態である。これは、誘導コイルL1及びL2が、並列で充電可能であることを意味する。誘導コイルL1は、入力源Uinにより充電され、誘導コイルL2は、キャパシターC1により充電される。
図７Ｂは、t＝αTからt＝Tの間の動作フェーズの間（言い換えればCmd1＝1及びCmd2＝0の間）の、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作を示す。スイッチQ1及びスイッチQ3は閉状態であり、スイッチQ2は開状態である。二つのダイオードD1及びD2は、遮断状態である。これは、出力Uoutに直列の二つの誘導コイルL1及びL2を放電し、キャパシターC1を再度充電する。
逆方向（降圧）での動作
図８Ａは、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターが、t＝0からt＝αTの間の動作フェーズの間（言い換えればCmd1＝0及びCmd2＝１の間）、どのように動作するかを示すものである。スイッチQ1及びスイッチQ3は閉状態であり、スイッチQ2は開状態である。ダイオードD1及びD2は、自然遮断状態である。この動作フェーズでは、誘導コイルL2は、出力源Uoutにより充電され、誘導コイルL1はキャパシターC1及び入力源Uinにより充電される。
図８Ｂは、t＝αTからt＝Tの間の動作フェーズの間（言い換えればCmd1＝1及びCmd2＝0の間）の、本発明による電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの動作を示す。スイッチQ1及びスイッチQ3は開状態であり、スイッチQ2は閉状態である。ダイオードD2は自然導通状態であり、ダイオードD1は遮断状態である。これは、スイッチQ2を介したキャパシターC1での誘導コイルL2の放電と、フリーホイールダイオードD2を介した入力源Uinでの誘導コイルL1の放電とをもたらす。

Claims (3)

  1. 第一のDC電圧源と第二のDC電圧源との間のインターフェースとして作動する、電流反転DC/DC昇圧型コンバーターであって、前記第一のDC電圧源の電圧が前記第二のDC電圧源の電圧より小さく、前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターの接続形態が、以下の分岐路：
    −前記第一のDC電圧源の陽極と前記第二のDC電圧源の陽極とを接続し、第一の誘導コイル（L1）と、開閉状態が制御される第一のスイッチ（Q1）と、第二の誘導コイル（L2）と、開閉状態が制御される第三のスイッチ（Q3）とを、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源まで直列に含む、第一の分岐路；
    −前記第一のDC電圧源の陰極と前記第二のDC電圧源の陰極とを接続する、第二の分岐路；
    −直列接続された前記第一のスイッチ（Q1）と第二の誘導コイル（L2）とに並列に接続され、アノードが前記第一のDC電圧源の前記陽極側にあるダイオード（D1）を含む、第三の分岐路；
    −前記第二の分岐路と、前記第一の誘導コイル（L1）と前記第一のスイッチ（Q1）との間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、アノードが前記第二の分岐路の側にある第二のダイオード（D2）を含む、第四の分岐路；
    −前記第二の分岐路と、前記第一のスイッチ（Q1）と前記第二の誘導コイル（L2）との間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、第一のキャパシター（C1）を含む、第五の分岐路；
    −前記第二の分岐路と、前記第二の誘導コイル（L2）と前記第三のスイッチ（Q3）との間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、開閉状態が制御される第二のスイッチ（Q2）を含む、第六の分岐路；
    −前記第二のDC電圧源に並列に接続され、第二のキャパシター（C2）を含む、第七の分岐路；
    から成り、
    前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターが、
    −前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、
    ・時間t＝0から時間t＝αT、0＜α＜1で、前記第一のスイッチ（Q1）と前記第三のスイッチ（Q3）が開状態であり、前記第二のスイッチ（Q2）が閉状態、
    ・時間t＝αTから時間t＝Tで、前記第一のスイッチ（Q1）と前記第三のスイッチ（Q3）が閉状態であり、前記第二のスイッチ（Q2）が開状態、
    −前記電流反転DC/DC昇圧型コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第二のDC電圧源から前記第一のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、
    ・時間t＝0から時間t＝αT、0＜α＜1で、前記第一のスイッチ（Q1）と前記第三のスイッチ（Q3）が閉状態であり、前記第二のスイッチ（Q2）が開状態、
    ・時間t＝αTから時間t＝Tで、前記第一のスイッチ（Q1）と前記第三のスイッチ（Q3）が開状態であり、前記第二のスイッチ（Q2）が閉状態、
    であるように、前記スイッチを制御する手段を含む。
  2. デューティー比αが、0.25から0.75の間にある、
    請求項１に記載の電流反転DC/DC昇圧型コンバーター。
  3. 開閉状態が制御される前記スイッチ（Q1、Q2、Q3）が、ダイオードが並列に組み込まれたMOSFET及びIGBTの中から選択される部品である、
    請求項１または２に記載の電流反転DC/DC昇圧型コンバーター。
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