JPWO2010125630A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

第１の直流電源（Ｖｐ）および第２の直流電源（Ｖｎ）から供給された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置（１０１）であって、第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）に印加される電圧が所定値以上になった場合または第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）に印加される電圧が所定値以上になった場合、第１の直流電源（Ｖｐ）および第２の直流電源（Ｖｎ）から第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）または第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）へ流れようとする充電電流を他の電流経路へ流すための保護回路（５１）を備える。

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、ソフトスイッチングを行なう電力変換装置に関する。

ソフトスイッチング、すなわち、スイッチ素子を通して流れる電流をゼロにしてそのスイッチ素子をオン・オフするゼロカレントスイッチング、およびスイッチ素子に印加される電圧をゼロにしてそのスイッチ素子をオン・オフするゼロボルトスイッチングを行なうソフトスイッチングインバータが開発されている。ソフトスイッチングインバータでは、このようなソフトスイッチングにより、スイッチングノイズおよびスイッチング損失を低減することができる。

ソフトスイッチングインバータの一例が、Frederik W. Combrink et al, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.21, NO.1, JANUARY 2006 （非特許文献１）および特表平５−５０２３６５号公報（特許文献１）に開示されている。

特表平５−５０２３６５号公報

Frederik W. Combrink et al, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.21, NO.1, JANUARY2006

しかしながら、非特許文献１に記載のソフトスイッチングインバータは、負荷電流がある程度大きい場合を前提としている。たとえば非特許文献１のＦｉｇ．２に示すシーケンスでは、負荷電流が非常に小さい場合には、時刻０から時刻ｔ１の期間におけるスナバコンデンサＣｒｐの充電が極めて遅くなるため、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間の動作に移行するまでの時間が長くなる。すなわちスナバコンデンサＣｒｐへの転流時間が非常に長くなってしまう。

このような現象を回避するために、時刻０すなわち主スイッチＧｐをオフする時刻から所定時間経過時に主スイッチＧｎをオンすることが考えられる。時刻０から時刻ｔ１の期間におけるスナバコンデンサＣｒｐの充電中に主スイッチＧｎがオンすると、スナバコンデンサＣｒｐとアノードリアクトルＬｂｐおよびＬｂｎとの共振によりスナバコンデンサＣｒｐが充電される。そして、スナバコンデンサＣｒｐの電圧が電源電圧に達すると主スイッチＧｎを通して流れる電流が減少し始める。そして、主スイッチＧｎを通して流れる電流がゼロになると主スイッチＧｎがオフして主ダイオードＤｎが導通することにより、時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間の動作に移行する。

ところが、上記のような共振を利用してスナバコンデンサＣｒｐを充電すると、スナバコンデンサＣｒｐは電源電圧よりも高い電圧まで過充電される。負荷電流が限りなくゼロに近い場合には、スナバコンデンサＣｒｐは、上記共振によって最大で電源電圧の倍まで充電される。スナバコンデンサＣｒｐの充電電圧は主スイッチＧｎおよび主ダイオードＤｎに印加されるので、これらの素子には電源電圧の２倍以上の耐電圧（Break Down Voltage）が要求される。このため、ソフトスイッチングインバータが大きくなり、また、コストもかかるという問題点があった。また、特許文献１には、このような問題点を解決するための構成は開示されていない。

この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、ソフトスイッチングを行ない、かつ軽負荷時に高電圧が印加されることを防ぐことが可能な電力変換装置を提供することである。

この発明のある局面に係わる電力変換装置は、第１電極および第２電極を有する第１の直流電源と、上記第１の直流電源の第２電極に接続される第１電極、および第２電極を有する第２の直流電源とから供給された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、上記第１の直流電源の第１電極に結合される第１端と、上記負荷に結合される第２端とを有する第１の主スイッチと、上記第１の主スイッチと導通方向が逆になるように、上記第１の主スイッチと並列接続される第１の主ダイオードと、上記第１の主スイッチおよび上記第１の主ダイオードと並列接続される第１のスナバコンデンサと、上記第１の主スイッチと導通方向が同じになるように、上記第１のスナバコンデンサと直列接続され、かつ上記第１のスナバコンデンサと上記第１の主スイッチの第２端との間に接続される第１のスナバダイオードと、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源の接続ノードと上記第１のスナバコンデンサおよび上記第１のスナバダイオードの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第１の補助スイッチおよび第１の補助リアクトルと、上記第１の主スイッチの第２端に結合される第１端と、上記第２の直流電源の第２電極に結合される第２端とを有し、上記第１の主スイッチと導通方向が同じになるように設けられる第２の主スイッチと、上記第２の主スイッチと導通方向が逆になるように、上記第２の主スイッチと並列接続される第２の主ダイオードと、上記第２の主スイッチおよび上記第２の主ダイオードと並列接続される第２のスナバコンデンサと、上記第２の主スイッチと導通方向が同じになるように、上記第２のスナバコンデンサと直列接続され、かつ上記第２のスナバコンデンサと上記第２の主スイッチの第１端との間に接続される第２のスナバダイオードと、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源と上記第１の補助スイッチまたは上記第１の補助リアクトルとの接続ノードと上記第２のスナバコンデンサおよび上記第２のスナバダイオードの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第２の補助スイッチおよび第２の補助リアクトルと、上記第１のスナバコンデンサに印加される電圧が所定値以上になった場合または上記第２のスナバコンデンサに印加される電圧が所定値以上になった場合、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源から上記第１のスナバコンデンサまたは上記第２のスナバコンデンサへ流れようとする充電電流を他の電流経路へ流すための保護回路とを備える。

好ましくは、上記保護回路は、上記第１の直流電源の第１電極と上記第２の直流電源の第２電極との間の電流経路を有し、上記第１のスナバコンデンサに印加される電圧が所定値以上になった場合または上記第２のスナバコンデンサに印加される電圧が所定値以上になった場合、上記電流経路を介して上記第１の直流電源の第１電極および上記第２の直流電源の第２電極間に上記充電電流を流す。

より好ましくは、上記保護回路は、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源の出力電圧と上記第１のスナバコンデンサに印加される電圧との差の電圧、または上記第１の直流電源および上記第２の直流電源の出力電圧と上記第２のスナバコンデンサに印加される電圧との差の電圧を受けて、受けた上記電圧を昇圧した電圧を生成し、生成した上記電圧に基づいて、上記電流経路を介して上記第１の直流電源の第１電極および上記第２の直流電源の第２電極間に上記充電電流を流すか否かを切り替える。

より好ましくは、上記保護回路は、上記第１の主スイッチの第２端と上記第２の主スイッチの第１端との間に接続される。

好ましくは、上記保護回路は、上記第１の直流電源および上記第２の直流電源の出力電圧と上記第１のスナバコンデンサに印加される電圧との差の電圧、または上記第１の直流電源および上記第２の直流電源の出力電圧と上記第２のスナバコンデンサに印加される電圧との差の電圧を受けて、受けた上記電圧を昇圧した電圧を生成し、生成した上記電圧に基づいて、上記充電電流を他の電流経路へ流すか否かを切り替える。

好ましくは、上記保護回路は、上記第１の主スイッチの第２端と上記第２の主スイッチの第１端との間に接続される１次巻線と、上記第１の直流電源の第１電極と上記第２の直流電源の第２電極との間に接続され、上記１次巻線と磁気結合される２次巻線と、上記第１の直流電源の第１電極と上記第２の直流電源の第２電極との間に接続され、上記２次巻線と直列接続されるクランプダイオードとを含む。

本発明によれば、ソフトスイッチングを行ない、かつ軽負荷時に高電圧が印加されることを防ぐことができる。

本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ３および４における電流の流れを時系列的に示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ３および４における電圧および電流の波形図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ１３および１４における電流の流れを時系列的に示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ１３および１４における電圧および電流の波形図である。 本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの変形例の構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。

図１を参照して、ソフトスイッチングインバータ（電力変換装置）１０１は、直流電源Ｖｐ，Ｖｎと、電源端子ＴＰ，ＴＣ，ＴＮと、交流出力端子ＴＯＵＴと、主スイッチＧｐ，Ｇｎと、主ダイオードＤｐ，Ｄｎと、スナバコンデンサＣｒｐ，Ｃｒｎと、スナバダイオードＤｒｐ，Ｄｒｎと、補助スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎと、補助リアクトルＬｒｐ，Ｌｒｎと、保護回路５１とを備える。保護回路５１は、変圧器Ｔｒと、クランプダイオードＤｆとを含む。変圧器Ｔｒは、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２と、２次巻線Ｌｆとを含む。なお、ソフトスイッチングインバータ１０１は、直流電源Ｖｐ，Ｖｎを備える構成であってもよい。

主スイッチＧｐ，Ｇｎは、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。補助スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎは、たとえば逆阻止サイリスタである。

直流電源ＶｐおよびＶｎは直列接続されている。すなわち、直流電源Ｖｐは、電源端子ＴＰに接続された正電極と、電源端子ＴＣに接続された負電極とを有する。直流電源Ｖｎは、直流電源Ｖｐの負電極および電源端子ＴＣに接続された正電極と、電源端子ＴＮに接続された負電極とを有する。

主スイッチＧｐは、直流電源Ｖｐの正電極に結合されたコレクタと、交流出力端子ＴＯＵＴを介して負荷に結合されたエミッタとを有する。すなわち、主スイッチＧｐは、電源端子ＴＰに接続されたコレクタと、トランスＴｒの１次巻線Ｌｓ１の第１端に接続されたエミッタとを有する。主ダイオードＤｐは、主スイッチＧｐと導通方向が逆になるように、主スイッチＧｐと並列接続されている。すなわち、主ダイオードＤｐは、主スイッチＧｐのコレクタに接続されたカソードと、主スイッチＧｐのエミッタに接続されたアノードとを有する。スナバコンデンサＣｒｐは、主スイッチＧｐおよび主ダイオードＤｐと並列接続されている。スナバダイオードＤｒｐは、主スイッチＧｐと導通方向が同じになるように、主スイッチＧｐおよび主ダイオードＤｐと並列接続され、かつスナバコンデンサＣｒｐと直列接続されている。すなわち、スナバダイオードＤｒｐは、スナバコンデンサＣｒｐの第２端および補助リアクトルＬｒｐの第２端に接続されたアノードと、主スイッチＧｐのエミッタおよび主ダイオードＤｐのアノードに接続されたカソードとを有する。補助スイッチＳｒｐおよび補助リアクトルＬｒｐは、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎの接続ノードすなわち電源端子ＴＣとスナバコンデンサＣｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続されている。すなわち、補助スイッチＳｒｐは、電源端子ＴＣに接続されたアノードと、補助リアクトルＬｒｐの第１端に接続されたカソードとを有する。補助リアクトルＬｒｐは、補助スイッチＳｒｐのカソードに接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐの接続ノードに接続された第２端とを有する。

主スイッチＧｎは、主スイッチＧｐのエミッタに結合されたコレクタと、直流電源Ｖｎの負電極に結合されたエミッタとを有し、主スイッチＧｐと導通方向が同じになるように設けられている。すなわち、主スイッチＧｎは、トランスＴｒの１次巻線Ｌｓ２の第２端に接続されたコレクタと、電源端子ＴＮに接続されたエミッタとを有する。主ダイオードＤｎは、主スイッチＧｎと導通方向が逆になるように、主スイッチＧｎと並列接続されている。すなわち、主ダイオードＤｎは、主スイッチＧｎのコレクタに接続されたカソードと、主スイッチＧｎのエミッタに接続されたアノードとを有する。スナバコンデンサＣｒｎは、主スイッチＧｎおよび主ダイオードＤｎと並列接続されている。スナバダイオードＤｒｎは、主スイッチＧｎと導通方向が同じになるように、主スイッチＧｎおよび主ダイオードＤｎと並列接続され、かつスナバコンデンサＣｒｎと直列接続されている。すなわち、スナバダイオードＤｒｎは、スナバコンデンサＣｒｎの第１端および補助リアクトルＬｒｎの第２端に接続されたカソードと、主スイッチＧｎのコレクタおよび主ダイオードＤｎのカソードに接続されたアノードとを有する。補助スイッチＳｒｎおよび補助リアクトルＬｒｎは、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎと補助スイッチＳｒｐとの接続ノードすなわち電源端子ＴＣとスナバコンデンサＣｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎの接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続されている。すなわち、補助スイッチＳｒｎは、電源端子ＴＣに接続されたカソードと、補助リアクトルＬｒｎの第１端に接続されたアノードとを有する。補助リアクトルＬｒｎは、補助スイッチＳｒｎのアノードに接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎの接続ノードに接続された第２端とを有する。

保護回路５１は、主スイッチＧｐのエミッタと主スイッチＧｎのコレクタとの間に接続されている。保護回路５１において、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２は、主スイッチＧｐのエミッタと主スイッチＧｎのコレクタとの間に接続されている。すなわち、１次巻線Ｌｓ１は、主スイッチＧｐのエミッタおよびスナバダイオードＤｒｐのカソードに接続された第１端と、交流出力端子ＴＯＵＴおよび１次巻線Ｌｓ２の第１端に接続された第２端とを有する。１次巻線Ｌｓ２は、交流出力端子ＴＯＵＴおよび１次巻線Ｌｓ１の第２端に接続された第１端と、主スイッチＧｎのコレクタおよびスナバダイオードＤｒｎのアノードに接続された第２端とを有する。１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２は、巻き方向が同じである。

２次巻線Ｌｆは、直流電源Ｖｐの正電極と直流電源Ｖｎの負電極との間に接続され、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２と磁気結合されている。すなわち、２次巻線Ｌｆは、クランプダイオードＤｆのアノードに接続された第１端と、電源端子ＴＮに接続された第２端とを有する。２次巻線Ｌｆは、１次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２と巻き方向が逆である。また、変圧器Ｔｒの１次巻線と２次巻線との巻数比は１：ｎであり、たとえばｎ＞２である。

クランプダイオードＤｆは、直流電源Ｖｐの正電極と直流電源Ｖｎの負電極との間に接続され、２次巻線Ｌｆと直列接続されている。すなわち、クランプダイオードＤｆは、電源端子ＴＰに接続されたカソードと、２次巻線Ｌｆの第１端に接続されたアノードとを有する。

ソフトスイッチングインバータ１０１は、直流電源Ｖｐ，Ｖｎから供給される直流電力を主アームである主スイッチＧｐ，Ｇｎによってスイッチングすることにより、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎから供給される直流電力を交流電力に変換し、交流出力端子ＴＯＵＴを介して負荷に供給する。

スナバコンデンサＣｒｐは、主スイッチＧｐがオフした時に主スイッチＧｐに電圧が印加されないようにするために設けられる。スナバコンデンサＣｒｎは、主スイッチＧｎがオフした時に主スイッチＧｎに電圧が印加されないようにするために設けられる。

非特許文献１のＦｉｇ．２に示すソフトスイッチングインバータのアノードリアクトルＬｂｐは、主スイッチＧｐがオンした時に主スイッチＧｐを通して電流が流れないようにするために設けられる。また、アノードリアクトルＬｂｎは、主スイッチＧｎがオンした時に主スイッチＧｎを通して電流が流れないようにするために設けられる。これに対して、ソフトスイッチングインバータ１０１では、アノードリアクトルＬｂｐおよびＬｂｎが設けられていないが、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２がアノードリアクトルＬｂｐおよびＬｂｎの役割を兼ねている。

保護回路５１は、直流電源Ｖｐの正電極と直流電源Ｖｎの負電極との間の電流経路ＰＴを有する。保護回路５１は、変圧器Ｔｒを用いることにより、主スイッチＧｐおよびＧｎに印加される最大電圧を直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧の２倍よりも小さい最大値ＶＭに抑制する。

次に、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の動作について図面を用いて説明する。まず、ソフトスイッチングインバータ１０１から負荷へ電流が流れる正期間の動作について説明し、次に、負荷からソフトスイッチングインバータ１０１へ電流が流れる負期間の動作について説明する。

［正期間の動作］
図２は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。図３は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。ここでは、直流電源Ｖｐの出力電圧をＶｐとし、直流電源Ｖｎの出力電圧をＶｎとする。

まず、負荷電流がある程度大きい場合の動作について説明する。図３の横軸は時間を示しており、この横軸に沿って並ぶ上段Ａの各数字は、負荷電流がある程度大きい場合の、図２に示す各ステップの遷移を示している。すなわち、負荷電流がある程度大きい場合には、ステップ１、２、４、５、６、７、８、１の順にソフトスイッチングインバータの状態が遷移する。

図２および図３を参照して、まず、主スイッチＧｐをオン制御し、主スイッチＧｎをオフ制御し、補助スイッチＳｒｐおよびＳｒｎをオフ制御しており、主スイッチＧｐを通して直流電源Ｖｐから負荷へ電流が流れている状態（ステップ１）から説明する。

この状態において、主スイッチＧｐをオフ制御する。そうすると、直流電源Ｖｐからの電流がスナバコンデンサＣｒｐへ転流する。これにより、スナバコンデンサＣｒｐが充電され、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧が直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）に等しくなると主ダイオードＤｎが導通する（ステップ２）。

ここで、ステップ２において、主スイッチＧｐをオフ制御するとスナバコンデンサＣｒｐへ電流が流れる。そして、主スイッチＧｐがオフした時、スナバコンデンサＣｒｐの電荷はゼロであるため、主スイッチＧｐに電圧が印加されない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。

次に、主ダイオードＤｎが導通すると、直流電源Ｖｎからの電流が主ダイオードＤｎを通して負荷へ流れる。また、スナバコンデンサＣｒｐと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバコンデンサＣｒｐからスナバダイオードＤｒｐへ流れる電流が減少し、やがてゼロになる。そうすると、スナバダイオードＤｒｐがオフして直流電源Ｖｐからの転流が終了する（ステップ４）。

次に、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｎをオン制御する。しかしながら、主ダイオードＤｎから負荷への電流は主スイッチＧｎの導通方向と電流極性が逆であるため主スイッチＧｎは導通せず、主ダイオードＤｎを通して負荷へ電流が流れ続ける（ステップ５）。すなわち、主スイッチＧｎをオン制御した時は主スイッチＧｎを通して電流が流れない。これにより、ゼロカレントスイッチングが実現される。

次に、主スイッチＧｎをオフ制御し、直後に主スイッチＧｐをオン制御する。そうすると、主ダイオードＤｎから主スイッチＧｐへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｐから主スイッチＧｐを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｎを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｎがオフし、この転流が完了する。そして、主スイッチＧｐを通して負荷へ電流が流れる（ステップ６）。

次に、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｄ経過時に補助スイッチＳｒｐをオン制御する。これにより、スナバコンデンサＣｒｐの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｐが導通する（ステップ７）。

次に、スナバダイオードＤｒｐが導通すると補助リアクトルＬｒｐに直流電源Ｖｐからの電圧が印加される。このため、補助スイッチＳｒｐを通して流れる電流は減衰してゆき、ゼロになると補助スイッチＳｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐがともにオフし、ステップ１の状態に戻る（ステップ８）。

次に、負荷電流が非常に小さい場合の動作について説明する。図３の横軸に沿って並ぶ下段Ｂの各数字は、負荷電流が非常に小さい場合の、図２に示す各ステップの遷移を示している。すなわち、負荷電流が非常に小さい場合には、ステップ１、２、３、４、５、６、７、８、１の順にソフトスイッチングインバータの状態が遷移する。

ソフトスイッチングインバータ１０１では、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｎをオン制御するが、負荷電流が非常に小さい場合には、前述のステップ２におけるスナバコンデンサＣｒｐの充電が極めて遅くなるため、ステップ２におけるスナバコンデンサＣｒｐの充電中に主スイッチＧｎがオンされる。そうすると、ステップ３の状態に移行する。ここで、主スイッチＧｎをオン制御した時の主スイッチＧｎを通して流れる電流の増加は、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスによって抑制される。これにより、ゼロカレントスイッチングが実現される。

ステップ３において、スナバコンデンサＣｒｐと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｐが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）とスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。

ＶＬ＝｛（Ｖｐ＋Ｖｎ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｐ＋Ｖｎ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｐがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。

ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｐ＋Ｖｎ）
そして、図２のステップ３に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｐへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｐは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、主スイッチＧｎを通して流れる電流が減少し、ゼロになると主スイッチＧｎがオフし、主ダイオードＤｎが導通して、前述のステップ４の状態に移行する。但し、主スイッチＧｎはすでにオン制御されているので、ステップ５において主スイッチＧｎのオン制御は行なわれない。

次に、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ３および４における動作について詳細に説明する。

図４は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ３および４における電流の流れを時系列的に示す図である。図５は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ３および４における電圧および電流の波形図である。

図４は、ステップ３および４におけるソフトスイッチングインバータ１０１の等価回路を示している。この等価回路では、ステップ３および４において導通しない回路を省略するとともに、動作を理解しやすくするために、変圧器Ｔｒの部分を理想変圧器と各巻線に並列に存在する励磁インダクタンスとに分けて詳細に示している。

すなわち、Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２は理想変圧器の１次巻線であり、Ｌｆｉｄは理想変圧器の２次巻線である。また、Ｌ１は変圧器Ｔｒの１次側の励磁インダクタンスであり、Ｌ２は変圧器Ｔｒの２次側の励磁インダクタンスである。トランスＴｒの巻数比は仮に１：４として説明する。この場合、Ｖ２＝４×Ｖ１である。Ｖｓは２つの直流電源ＶｐおよびＶｎを１つにまとめた電源であり、その出力電圧値Ｖｓ＝Ｖｐ＋Ｖｎである。ＶｃはスナバコンデンサＣｒｐにおける電圧であり、Ｖ１は変圧器Ｔｒの１次巻線における電圧であり、Ｖ２は変圧器Ｔｒの２次巻線における電圧である。また、各矢印の方向を正とする。

ここでは、理解を容易にするために負荷電流がゼロである場合を説明する。この場合、前述のステップ２ではスナバコンデンサＣｒｐが全く充電されず、そのままステップ３に移行する。

図４および図５を参照して、変圧器Ｔｒの１次側には（Ｖｃ−Ｖｓ）の電圧が印加される。すなわち、Ｖ１＝（Ｖｃ−Ｖｓ）／２である。変圧器Ｔｒの２次側電圧Ｖ２は、Ｖ２＝２×（Ｖｃ−Ｖｓ）となる。

ここでは、ステップ３を時系列的に３つのモード１〜３に分割して説明する。すなわち、モード１はステップ３の開始時の状態であり、モード２はクランプダイオードＤｆがオンした後の状態であり、モード３はスナバダイオードＤｒｐがオフした後の状態である。

まず、ステップ３の開始時、電圧ＶｃはゼロであるからＶ２＜０である。このため、クランプダイオードＤｆは導通しないので、理想変圧器を通して電流は流れない。この間、励磁インダクタンスＬ１とスナバコンデンサＣｒｐとの共振電流Ｉ３が励磁インダクタンスＬ１を通して流れる。共振電流Ｉ３が流れることにより、スナバコンデンサＣｒｐが充電される。そうすると、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃが大きくなり、Ｖｃ＝１．５Ｖｓにまで上昇すると、Ｖ２＝２×（Ｖｃ−Ｖｓ）＝Ｖｓとなる。すなわち、変圧器Ｔｒの２次側電圧が電源電圧Ｖｓと等しくなる（モード１）。

次に、変圧器Ｔｒの２次側電圧が電源電圧Ｖｓに達すると、クランプダイオードＤｆが導通する。クランプダイオードＤｆが導通すると、理想変圧器の２次巻線Ｌｆｉｄを通して電流Ｉ２が流れ、変圧器作用によって電流Ｉ２の２倍の電流Ｉ１が理想変圧器の１次巻線Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２を通して流れる。ここで、電流Ｉ１は、スナバコンデンサＣｒｐの充電電流すなわち電流Ｉ３を打ち消すように作用する。このため、スナバコンデンサＣｒｐおよびスナバダイオードＤｒｐを通して流れる電流Ｉ３がゼロとなり、スナバダイオードＤｒｐがオフする。そして、スナバコンデンサＣｒｐの充電が終了するので電圧Ｖｃが上昇しなくなることから、電圧Ｖｃは１．５×Ｖｓのままで維持される（モード２）。

次に、スナバダイオードＤｒｐがオフすると、変圧器Ｔｒの１次側の励磁電流は理想変圧器の１次巻線Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２をそれぞれ還流する。このとき、変圧器Ｔｒの２次側には電流Ｉ２が流れ続けるので、２次側には電源電圧Ｖｓが印加されている。このため、変圧器Ｔｒの１次側には変圧器作用によってＶ１＝１／４Ｖｓの電圧が誘起され、この誘起電圧によって励磁インダクタンスＬ１を通して流れる電流が減衰してゆき、やがてゼロとなる。その結果、理想変圧器の１次巻線Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２を通して流れる電流もゼロとなり、変圧器作用によって２次巻線Ｌｆｉｄを通して流れる電流もゼロとなることから、ダイオードＤｆがオフする（モード３）。

このように、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、共振によってスナバコンデンサＣｒｐが電源電圧Ｖｓよりも高い電圧まで過充電されようとする際、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃが電圧値ＶＭに達すると、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２を通して電流を流そうとするエネルギーが変圧器Ｔｒの２次巻線Ｌｆへ移り、スナバコンデンサＣｒｐを通して充電電流が流れなくなる。このため、スナバコンデンサＣｒｐの充電が止まり、スナバコンデンサＣｒｐの最大電圧はＶＭにクランプされる。ここで、変圧器Ｔｒの巻数比ｎをｎ＞２とすることにより、ＶＭはＶｓの２倍以下となる。また、ｎを大きくすればＶＭ≒（Ｖｐ＋Ｖｎ）となるため、スナバコンデンサＣｒｐにおける電圧Ｖｃを電源電圧Ｖｓに限りなく近い値に抑制することができる。

［負期間の動作］
図６は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際の電流の流れを時系列的に示す図である。図７は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータが電力変換を行なう際のスイッチ制御手順を示す図である。ここでは、直流電源Ｖｎの出力電圧をＶｎとし、直流電源Ｖｐの出力電圧をＶｐとする。

まず、負荷電流がある程度大きい場合の動作について説明する。図７の横軸は時間を示しており、この横軸に沿って並ぶ上段Ａの各数字は、負荷電流がある程度大きい場合の、図６に示す各ステップの遷移を示している。すなわち、負荷電流がある程度大きい場合には、ステップ１１、１２、１４、１５、１６、１７、１８、１１の順にソフトスイッチングインバータの状態が遷移する。

図６および図７を参照して、まず、主スイッチＧｎをオン制御し、主スイッチＧｐをオフ制御し、補助スイッチＳｒｎおよびＳｒｐをオフ制御しており、主スイッチＧｎを通して負荷から直流電源Ｖｎへ電流が流れている状態（ステップ１１）から説明する。

この状態において、主スイッチＧｎをオフ制御する。そうすると、負荷からの電流がスナバコンデンサＣｒｎへ転流する。これにより、スナバコンデンサＣｒｎが充電され、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧が直流電源ＶｎおよびＶｐの出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）に等しくなると主ダイオードＤｐが導通する（ステップ１２）。

ここで、ステップ１２において、主スイッチＧｎをオフ制御するとスナバコンデンサＣｒｎへ電流が流れる。そして、主スイッチＧｎがオフした時、スナバコンデンサＣｒｎの電荷はゼロであるため、主スイッチＧｎに電圧が印加されない。これにより、ゼロボルトスイッチングが実現される。

次に、主ダイオードＤｐが導通すると、負荷からの電流が主ダイオードＤｐを通して直流電源Ｖｐへ流れる。また、スナバコンデンサＣｒｎと１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振によりスナバダイオードＤｒｎからスナバコンデンサＣｒｎへ流れる電流が減少し、やがてゼロになる。そうすると、スナバダイオードＤｒｎがオフして負荷からの転流が終了する（ステップ１４）。

次に、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｐをオン制御する。しかしながら、負荷から主ダイオードＤｐへの電流は主スイッチＧｐの導通方向と電流極性が逆であるため主スイッチＧｐは導通せず、主ダイオードＤｐを通して直流電源Ｖｐへ電流が流れ続ける（ステップ１５）。すなわち、主スイッチＧｐをオン制御した時は主スイッチＧｐを通して電流が流れない。これにより、ゼロカレントスイッチングが実現される。

次に、主スイッチＧｐをオフ制御し、直後に主スイッチＧｎをオン制御する。そうすると、主ダイオードＤｐから主スイッチＧｎへの転流が始まる。そして、直流電源Ｖｎから主スイッチＧｎを通して流れる電流が増加して負荷電流に等しくなると同時に主ダイオードＤｐを通して流れる電流はゼロとなって主ダイオードＤｐがオフし、この転流が完了する。そして、主スイッチＧｎを通して直流電源Ｖｎへ電流が流れる（ステップ１６）。

次に、主スイッチＧｐをオフ制御してから所定時間Ｔｄ経過時に補助スイッチＳｒｎをオン制御する。これにより、スナバコンデンサＣｒｎの放電が始まる。この放電が完了してスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧がゼロになるとスナバダイオードＤｒｎが導通する（ステップ１７）。

次に、スナバダイオードＤｒｎが導通すると補助リアクトルＬｒｎに直流電源Ｖｎからの電圧が印加される。このため、補助スイッチＳｒｎを通して流れる電流は減衰してゆき、ゼロになると補助スイッチＳｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎがともにオフし、ステップ１１の状態に戻る（ステップ１８）。

次に、負荷電流が非常に小さい場合の動作について説明する。図７の横軸に沿って並ぶ下段Ｂの各数字は、負荷電流が非常に小さい場合の、図６に示す各ステップの遷移を示している。すなわち、負荷電流が非常に小さい場合には、ステップ１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１１の順にソフトスイッチングインバータの状態が遷移する。

ソフトスイッチングインバータ１０１では、主スイッチＧｎをオフ制御してから所定時間Ｔｂ経過時に主スイッチＧｐをオン制御するが、負荷電流が非常に小さい場合には、前述のステップ１２におけるスナバコンデンサＣｒｎの充電が極めて遅くなるため、ステップ１２におけるスナバコンデンサＣｒｎの充電中に主スイッチＧｐがオンされる。そうすると、ステップ１３の状態に移行する。ここで、主スイッチＧｐをオン制御した時の主スイッチＧｐを通して流れる電流の増加は、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスによって抑制される。これにより、ゼロカレントスイッチングが実現される。

ステップ１３において、スナバコンデンサＣｒｎと変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２における励磁インダクタンスとの共振電流によりスナバコンデンサＣｒｎが充電される。このとき、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２の直列回路には直流電源ＶｎおよびＶｐの出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）とスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃとの差の電圧が印加される。１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２はそれぞれ上記差電圧の１／２の電圧を分担することになる。すなわち、１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２に印加される電圧の値ＶＬは、以下の式で表わされる。

ＶＬ＝｛（Ｖｎ＋Ｖｐ）−Ｖｃ｝／２
変圧器Ｔｒの巻数比は１：ｎであるので、２次側にはｎ×ＶＬの電圧が誘起される。スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃが上昇し、変圧器Ｔｒの２次側電圧が出力電圧（Ｖｎ＋Ｖｐ）に達すると、クランプダイオードＤｆがオンしてスナバダイオードＤｒｎがオフする。このときの電圧Ｖｃの最大値ＶＭは、以下の式で表わされる。

ＶＭ＝（１＋２／ｎ）×（Ｖｎ＋Ｖｐ）
そして、図６のステップ１３に示す破線のように電流が流れ、スナバコンデンサＣｒｎへ流れる電流はゼロとなり、スナバコンデンサＣｒｎは充電されなくなる。これにより、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧ＶｃはＶＭにクランプされる。その後、主スイッチＧｐを通して流れる電流が減少し、ゼロになると主スイッチＧｐがオフし、主ダイオードＤｐが導通して、前述のステップ１４の状態に移行する。但し、主スイッチＧｐはすでにオン制御されているので、ステップ１５において主スイッチＧｐのオン制御は行なわれない。

次に、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ１３および１４における動作について詳細に説明する。

図８は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ１３および１４における電流の流れを時系列的に示す図である。図９は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのステップ１３および１４における電圧および電流の波形図である。

図８は、ステップ１３および１４におけるソフトスイッチングインバータ１０１の等価回路を示している。この等価回路では、ステップ１３および１４において導通しない回路を省略するとともに、動作を理解しやすくするために、変圧器Ｔｒの部分を理想変圧器と各巻線に並列に存在する励磁インダクタンスとに分けて詳細に示している。

すなわち、Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２は理想変圧器の１次巻線であり、Ｌｆｉｄは理想変圧器の２次巻線である。また、Ｌ１は変圧器Ｔｒの１次側の励磁インダクタンスであり、Ｌ２は変圧器Ｔｒの２次側の励磁インダクタンスである。トランスＴｒの巻数比は仮に１：４として説明する。この場合、Ｖ２＝４×Ｖ１である。Ｖｓは２つの直流電源ＶｎおよびＶｐを１つにまとめた電源であり、その出力電圧値Ｖｓ＝Ｖｎ＋Ｖｐである。ＶｃはスナバコンデンサＣｒｎにおける電圧であり、Ｖ１は変圧器Ｔｒの１次巻線における電圧であり、Ｖ２は変圧器Ｔｒの２次巻線における電圧である。また、各矢印の方向を正とする。

ここでは、理解を容易にするために負荷電流がゼロである場合を説明する。この場合、前述のステップ１２ではスナバコンデンサＣｒｎが全く充電されず、そのままステップ１３に移行する。

図８および図９を参照して、変圧器Ｔｒの１次側には（Ｖｃ−Ｖｓ）の電圧が印加される。すなわち、Ｖ１＝（Ｖｃ−Ｖｓ）／２である。変圧器Ｔｒの２次側電圧Ｖ２は、Ｖ２＝２×（Ｖｃ−Ｖｓ）となる。

ここでは、ステップ１３を時系列的に３つのモード１〜３に分割して説明する。すなわち、モード１はステップ１３の開始時の状態であり、モード２はクランプダイオードＤｆがオンした後の状態であり、モード３はスナバダイオードＤｒｎがオフした後の状態である。

まず、ステップ１３の開始時、電圧ＶｃはゼロであるからＶ２＜０である。このため、クランプダイオードＤｆは導通しないので、理想変圧器を通して電流は流れない。この間、励磁インダクタンスＬ１とスナバコンデンサＣｒｎとの共振電流Ｉ３が励磁インダクタンスＬ１を通して流れる。共振電流Ｉ３が流れることにより、スナバコンデンサＣｒｎが充電される。そうすると、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃが大きくなり、Ｖｃ＝１．５Ｖｓにまで上昇すると、Ｖ２＝２×（Ｖｃ−Ｖｓ）＝Ｖｓとなる。すなわち、変圧器Ｔｒの２次側電圧が電源電圧Ｖｓと等しくなる（モード１）。

次に、変圧器Ｔｒの２次側電圧が電源電圧Ｖｓに達すると、クランプダイオードＤｆが導通する。クランプダイオードＤｆが導通すると、理想変圧器の２次巻線Ｌｆｉｄを通して電流Ｉ２が流れ、変圧器作用によって電流Ｉ２の２倍の電流Ｉ１が理想変圧器の１次巻線Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２を通して流れる。ここで、電流Ｉ１は、スナバコンデンサＣｒｎの充電電流すなわち電流Ｉ３を打ち消すように作用する。このため、スナバコンデンサＣｒｎおよびスナバダイオードＤｒｎを通して流れる電流Ｉ３がゼロとなり、スナバダイオードＤｒｎがオフする。そして、スナバコンデンサＣｒｎの充電が終了するので電圧Ｖｃが上昇しなくなることから、電圧Ｖｃは１．５×Ｖｓのままで維持される（モード２）。

次に、スナバダイオードＤｒｎがオフすると、変圧器Ｔｒの１次側の励磁電流は理想変圧器の１次巻線Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２をそれぞれ還流する。このとき、変圧器Ｔｒの２次側には電流Ｉ２が流れ続けるので、２次側には電源電圧Ｖｓが印加されている。このため、変圧器Ｔｒの１次側には変圧器作用によってＶ１＝１／４Ｖｓの電圧が誘起され、この誘起電圧によって励磁インダクタンスＬ１を通して流れる電流が減衰してゆき、やがてゼロとなる。その結果、理想変圧器の１次巻線Ｌｓｉｄ１，Ｌｓｉｄ２を通して流れる電流もゼロとなり、変圧器作用によって２次巻線Ｌｆｉｄを通して流れる電流もゼロとなることから、ダイオードＤｆがオフする（モード３）。

このように、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、共振によってスナバコンデンサＣｒｎが電源電圧Ｖｓよりも高い電圧まで過充電されようとする際、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃが電圧値ＶＭに達すると、変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌｓ１およびＬｓ２を通して電流を流そうとするエネルギーが変圧器Ｔｒの２次巻線Ｌｆへ移り、スナバコンデンサＣｒｎを通して充電電流が流れなくなる。このため、スナバコンデンサＣｒｎの充電が止まり、スナバコンデンサＣｒｎの最大電圧はＶＭにクランプされる。ここで、変圧器Ｔｒの巻数比ｎをｎ＞２とすることにより、ＶＭはＶｓの２倍以下となる。また、ｎを大きくすればＶＭ≒（Ｖｎ＋Ｖｐ）となるため、スナバコンデンサＣｒｎにおける電圧Ｖｃを電源電圧Ｖｓに限りなく近い値に抑制することができる。

ソフトスイッチングインバータ１０１は、正期間の動作として、図２に示すステップ１〜８の動作を繰り返し行ない、そして、負期間の動作として、図６に示すステップ１１〜１８の動作を繰り返し行なう。ソフトスイッチングインバータ１０１は、このような正期間の動作および負期間の動作を交互に行なうことにより、負荷に交流電力を供給する。

ところで、非特許文献１に記載のソフトスイッチングインバータでは、軽負荷時、スナバコンデンサが最大で電源電圧の倍まで充電され、主スイッチおよび主ダイオードに高電圧が印加される。このため、これらの素子には電源電圧の２倍以上の耐電圧が要求され、ソフトスイッチングインバータが大きくなり、また、コストもかかるという問題点があった。

しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、保護回路５１は、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流を、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、電流経路ＰＴを介して直流電源Ｖｐの正電極および直流電源Ｖｎの負電極間に流す。

より具体的には、保護回路５１は、直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎの出力電圧とスナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧との差の電圧、あるいは直流電源Ｖｐおよび直流電源Ｖｎの出力電圧とスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧との差の電圧を受けて、受けた電圧を昇圧した電圧を生成し、生成した電圧に基づいて、電流経路ＰＴを介して直流電源Ｖｐの正電極および直流電源Ｖｎの負電極間に充電電流を流すか否かを切り替える。

すなわち、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、変圧器を挿入し、その巻数比を１：ｎ（ｎ＞２）とすることにより、スナバコンデンサの最大充電電圧を電源電圧の２倍以内に抑制する。すなわち、保護回路５１は、共振によってスナバコンデンサが電源電圧よりも高い電圧まで過充電されるようとする際、スナバコンデンサに印加される電圧が所定電圧に達すると、変圧器の１次巻線へ電流を流そうとするエネルギーを変圧器の２次巻線へ移す。これにより、スナバコンデンサを通して充電電流を流れなくして充電を止め、スナバコンデンサに印加される電圧をクランプする。そして、トランスＴｒの巻数比ｎをｎ＞２とすることにより、クランプ電圧が電源電圧の２倍以下となり、ｎを大きくすればスナバコンデンサに印加される電圧を電源電圧に限りなく近い値に抑制することができる。

したがって、主スイッチおよび主ダイオードに印加される電圧も制限されるので、これらの素子の耐圧を低くできることから、装置を小型化できるとともに、コストも低減することができる。逆に、これらの素子の耐圧を変更せず同じ耐圧の素子を用いることにより、従来よりも高い出力電圧を得ることができる。すなわち、スナバコンデンサの充電電圧を抑制することにより、主スイッチおよび主ダイオードの電圧利用率が向上するため、同じ耐圧を有する素子を用いてより高い出力電圧を得ることができる。

なお、保護回路は、図１に示す構成に限定されるものではなく、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流を他の電流経路へ逃がす構成であればよい。

図１０は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの変形例の構成を示す図である。

図１０を参照して、このソフトスイッチングインバータは、ソフトスイッチングインバータ１０１と比べて、保護回路５１の代わりに保護回路５２を備える。保護回路５２は、変圧器Ｔｒと、クランプダイオードＤｆと、直流電源Ｖｂとを含む。直流電源Ｖｂは、クランプダイオードＤｆのカソードに接続された正電極と、クランプダイオードＤｆのアノードに接続された負電極とを有する。

本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータでは、クランプダイオードＤｆのカソードが直流電源Ｖｐの正電極に接続されている構成であるとしたが、これに限定するものではない。すなわち、図１０に示すように、保護回路５２が直流電源ＶｐおよびＶｎとは別の直流電源Ｖｂを含む構成であってもよい。

保護回路５２は、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流をクランプダイオードＤｆ経由で直流電源Ｖｂへ流す。

このような構成であれば、トランスＴｒによって直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧とスナバコンデンサの電圧Ｖｃとの差の電圧を昇圧しなくても、スナバコンデンサに印加される電圧が直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧のたとえば２倍になる前にクランプダイオードＤｆをオンすることができるため、スナバコンデンサに印加される電圧を直流電源ＶｐおよびＶｎの出力電圧の２倍以下に制限することが可能である。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べてトランスの代替回路を備えたソフトスイッチングインバータに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。

図１１は、本発明の第２の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。

図１１を参照して、ソフトスイッチングインバータ１０２は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べて、保護回路５１の代わりに保護回路５３を備える。保護回路５３は、アノードリアクトルＬｂと、クランプダイオードＤｆと、直流電源Ｖｂとを含む。アノードリアクトルＬｂは、主スイッチＧｐのエミッタに接続された第１端と、主スイッチＧｎのコレクタに接続された第２端とを有する。直流電源ＶｂおよびクランプダイオードＤｆは、アノードリアクトルＬｂの両端間において互いに直列接続されている。すなわち、直流電源Ｖｂは、クランプダイオードＤｆのカソードに接続された正電極と、アノードリアクトルＬｂの第１端に接続された負電極とを有する。クランプダイオードＤｆは、アノードリアクトルＬｂの第２端に接続されたアノードを有する。

保護回路５３は、スナバコンデンサＣｒｐに印加される電圧が所定値以上になった場合またはスナバコンデンサＣｒｎに印加される電圧が所定値以上になった場合、直流電源Ｖｐおよび直流電源ＶｎからスナバコンデンサＣｒｐまたはスナバコンデンサＣｒｎへ流れようとする充電電流をクランプダイオードＤｆ経由で直流電源Ｖｂへ逃がす。

このように、保護回路においてトランスを用いないことも可能である。一方、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータのように、保護回路にトランスを用いる構成では、直流電源を別途設ける必要がなくなるため、構成の簡易化を図ることができる。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べてアノードリアクトルを追加したソフトスイッチングインバータに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。

図１２は、本発明の第３の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。

図１２を参照して、ソフトスイッチングインバータ１０３は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べて、さらに、アノードリアクトルＬｂｐ，Ｌｂｎを備える。

アノードリアクトルＬｂｐは、スナバダイオードＤｒｐのカソード、主スイッチＧｐのエミッタおよび主ダイオードＤｐのアノードに接続された第１端と、１次巻線Ｌｓ１の第１端に接続された第２端とを有する。アノードリアクトルＬｂｎは、１次巻線Ｌｓ２の第２端に接続された第１端と、スナバダイオードＤｒｎのアノード、主スイッチＧｎのコレクタおよび主ダイオードＤｎのカソードに接続された第２端とを有する。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べてアノードリアクトルを追加したソフトスイッチングインバータに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様である。

図１３は、本発明の第４の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータの構成を示す図である。

図１３を参照して、ソフトスイッチングインバータ１０４は、本発明の第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと比べて、さらに、アノードリアクトルＬｂｐ，Ｌｂｎを備える。

アノードリアクトルＬｂｐは、電源端子ＴＰおよびクランプダイオードＤｆのカソードに接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｐの第１端、主スイッチＧｐのコレクタおよび主ダイオードＤｐのカソードに接続された第２端とを有する。アノードリアクトルＬｂｎは、電源端子ＴＮおよび２次巻線Ｌｆの第２端に接続された第１端と、スナバコンデンサＣｒｎの第２端、主スイッチＧｎのエミッタおよび主ダイオードＤｎのアノードに接続された第２端とを有する。

その他の構成および動作は第１の実施の形態に係るソフトスイッチングインバータと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５１，５２，５３ 保護回路、１０１ ソフトスイッチングインバータ（電力変換装置）、Ｖｐ，Ｖｎ 直流電源、ＴＰ，ＴＣ，ＴＮ 電源端子、ＴＯＵＴ 交流出力端子、Ｇｐ，Ｇｎ 主スイッチ、Ｄｐ，Ｄｎ 主ダイオード、Ｃｒｐ，Ｃｒｎ スナバコンデンサ、Ｄｒｐ，Ｄｒｎ スナバダイオード、Ｓｒｐ，Ｓｒｎ 補助スイッチ、Ｌｒｐ，Ｌｒｎ 補助リアクトル、Ｔｒ 変圧器、Ｄｆ クランプダイオード、Ｌｓ１，Ｌｓ２ １次巻線、Ｌｆ ２次巻線、Ｖｂ 直流電源、Ｌｂ，Ｌｂｐ，Ｌｂｎ アノードリアクトル。

Claims (6)

1. 第１電極および第２電極を有する第１の直流電源（Ｖｐ）と、前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第２電極に接続される第１電極、および第２電極を有する第２の直流電源（Ｖｎ）とから供給された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
   前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極に結合される第１端と、前記負荷に結合される第２端とを有する第１の主スイッチ（Ｇｐ）と、
   前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と導通方向が逆になるように、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と並列接続される第１の主ダイオード（Ｄｐ）と、
   前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）および前記第１の主ダイオード（Ｄｐ）と並列接続される第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）と、
   前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と導通方向が同じになるように、前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）と直列接続され、かつ前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）と前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）の第２端との間に接続される第１のスナバダイオード（Ｄｒｐ）と、
   前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の接続ノードと前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）および前記第１のスナバダイオード（Ｄｒｐ）の接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）および第１の補助リアクトル（Ｌｒｐ）と、
   前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）の第２端に結合される第１端と、前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極に結合される第２端とを有し、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）と導通方向が同じになるように設けられる第２の主スイッチ（Ｇｎ）と、
   前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と導通方向が逆になるように、前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と並列接続される第２の主ダイオード（Ｄｎ）と、
   前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）および前記第２の主ダイオード（Ｄｎ）と並列接続される第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）と、
   前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）と導通方向が同じになるように、前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）と直列接続され、かつ前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）と前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）の第１端との間に接続される第２のスナバダイオード（Ｄｒｎ）と、
   前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）と前記第１の補助スイッチ（Ｓｒｐ）または前記第１の補助リアクトル（Ｌｒｐ）との接続ノードと前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）および前記第２のスナバダイオード（Ｄｒｎ）の接続ノードとの間に接続され、かつ互いに直列接続される第２の補助スイッチ（Ｓｒｎ）および第２の補助リアクトル（Ｌｒｎ）と、
   前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）に印加される電圧が所定値以上になった場合または前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）に印加される電圧が所定値以上になった場合、前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）から前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）または前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）へ流れようとする充電電流を他の電流経路へ流すための保護回路（５１，５２，５３）とを備える電力変換装置。
2. 前記保護回路（５１）は、前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極と前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極との間の電流経路を有し、前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）に印加される電圧が所定値以上になった場合または前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）に印加される電圧が所定値以上になった場合、前記電流経路を介して前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極間に前記充電電流を流す請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
3. 前記保護回路（５１）は、前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の出力電圧と前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）に印加される電圧との差の電圧、または前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の出力電圧と前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）に印加される電圧との差の電圧を受けて、受けた前記電圧を昇圧した電圧を生成し、生成した前記電圧に基づいて、前記電流経路を介して前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極間に前記充電電流を流すか否かを切り替える請求の範囲第２項に記載の電力変換装置。
4. 前記保護回路（５１）は、前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）の第２端と前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）の第１端との間に接続される請求の範囲第３項に記載の電力変換装置。
5. 前記保護回路（５１，５２）は、前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の出力電圧と前記第１のスナバコンデンサ（Ｃｒｐ）に印加される電圧との差の電圧、または前記第１の直流電源（Ｖｐ）および前記第２の直流電源（Ｖｎ）の出力電圧と前記第２のスナバコンデンサ（Ｃｒｎ）に印加される電圧との差の電圧を受けて、受けた前記電圧を昇圧した電圧を生成し、生成した前記電圧に基づいて、前記充電電流を他の電流経路へ流すか否かを切り替える請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
6. 前記保護回路（５１）は、
   前記第１の主スイッチ（Ｇｐ）の第２端と前記第２の主スイッチ（Ｇｎ）の第１端との間に接続される１次巻線と、
   前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極と前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極との間に接続され、前記１次巻線と磁気結合される２次巻線と、
   前記第１の直流電源（Ｖｐ）の第１電極と前記第２の直流電源（Ｖｎ）の第２電極との間に接続され、前記２次巻線と直列接続されるクランプダイオードとを含む請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。

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