CN104145413B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

保护电路(51)在缓冲电容(Crp、Crn)充电至规定的电压以上的情况下，使设置于电流路径(PT1、PT2)上的钳位二极管(Dfp、Dfn)导通，使缓冲电容(Crp、Crn)的充电完成。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置，特别涉及进行软开关(soft switching)的功率转换装置。
背景技术
开发有进行软开关的软开关逆变器。软开关包含：使通过开关元件而流动的电流变为0，将该开关元件进行导通、截止的零电流开关、以及使施加在开关元件的电压变为0，将该开关元件进行导通、截止的零伏开关。软开关逆变器中，通过上述软开关，能降低开关噪声以及开关损耗。
国际公开第2011/036912(专利文献1)中公开了软开关逆变器的一个示例。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2011/036912号
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，专利文献1(国际公开第2011/036912号)所记载的软开关逆变器中，由于对钳位二极管施加有较大的电压，因此必须使用耐压较高的元件，成为成本变高的原因。
另一方面，为了降低钳位二极管的电压而需要减小变压器的匝数比，主元件的分压降低也产生界限，从而成为问题。
本发明为了解决上述问题而得以完成，其目的在于提供一种功率转换装置，能降低施加在软开关逆变器的主开关元件、主二极管、缓冲电容、钳位二极管的电压。
解决技术问题的技术方案
本发明的一个方面所涉及的功率转换装置是将由具有第1电极及第2电极的第1直流电源、具有与第1直流电源的第2电极相连的第1电极及第2电极的第2直流电源所提供的直流电转换为交流电并提供给负载的功率转换装置，该功率转换装置包括：第1主开关，该第1主开关具有与第1直流电源的第1电极进行耦合的第1端、以及与负载进行耦合的第2端；第1主二极管，该第1主二极管以导通方向与第1主开关相反的方式与第1主开关并联连接；第1缓冲电容，该第1缓冲电容与第1主开关及第1主二极管并联连接；第1缓冲二极管，该第1缓冲二极管以导通方向与第1主开关相同的方式，与第1缓冲电容串联连接，且连接在第1缓冲电容与第1主开关的第2端之间；第1辅助开关及第1辅助电抗器，该第1辅助开关及第1辅助电抗器连接在第1直流电源及第2直流电源的连接节点、与第1缓冲电容及第1缓冲二极管的连接节点之间，且互相串联连接；第2主开关，该第2主开关具有与第1主开关的第2端进行耦合的第1端、以及与第2直流电源的第2电极进行耦合的第2端，并以导通方向与第1主开关相同的方式进行设置；第2主二极管，该第2主二极管以导通方向与第2主开关相反的方式与第2主开关并联连接；第2缓冲电容，该第2缓冲电容与第2主开关及第2主二极管并联连接；第2缓冲二极管，该第2缓冲二极管以导通方向与第2主开关相同的方式，与第2缓冲电容串联连接，且连接在第2缓冲电容与第2主开关的第1端之间；第2辅助开关及第2辅助电抗器，该第2辅助开关及第2辅助电抗器连接在第1直流电源及第2直流电源与第1辅助开关或第1辅助电抗器的连接节点、与第2缓冲电容及第2缓冲二极管的连接节点之间，且互相串联连接；以及保护电路，该保护电路用于在施加在第1缓冲电容上的电压变为规定值以上的情况下、或施加在第2缓冲电容上的电压变为规定值以上的情况下，使从第1直流电源及第2直流电源流向第1缓冲电容或第2缓冲电容的充电电流流向其它电流路径，保护电路包含第1变压器及第2变压器、第1钳位二极管及第2钳位二极管，第1变压器具有连接在第1主开关的第2端与负载之间的第1一次绕组、以及连接在第1直流电源的第1电极与第1直流电源的第2电极之间，与第1一次绕组进行磁耦合的第1二次绕组，第2变压器具有连接在第2主开关的第1端与负载之间的第2一次绕组、以及连接在第2直流电源的第1电极与第2直流电源的第2电极之间，与第2一次绕组进行磁耦合的第2二次绕组，第1二次绕组与第1钳位二极管串联连接在第1直流电源的第1电极与第1直流电源的第2电极之间，第1二次绕组与第2钳位二极管串联连接在第1直流电源的第1电极与第1直流电源的第2电极之间，第1二次绕组与第1钳位二极管串联连接，第1一次绕组与第2一次绕组串联连接，第1一次绕组及第2一次绕组的连接节点与负载相连接。
发明效果
根据本发明，能够降低施加至软开关逆变器的主开关元件、主二极管、缓冲电容、钳位二极管的电压。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器的结构的图。
图2是以时序方式表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的电流流动的图。
图3是以时序方式表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的电流流动的图。
图4是表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的开关控制步骤的图。
图5是以时序方式表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器的步骤S3及步骤S4中的电流流动的图。
图6是表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器的步骤S3及步骤S4中的电压及电流的波形图。
图7是以时序方式表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的电流流动的图。
图8是以时序方式表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的电流流动的图。
图9是表示作为参考例的软开关逆变器101X的结构的图。
具体实施方式
以下，利用附图，对本发明的实施方式进行说明。另外，对图中相同或相当的部分附加相同的标号，不重复其说明。
<实施方式>
图1是表示本发明的实施方式的软开关逆变器的结构的图。
参照图1，软开关逆变器(功率转换装置)101包括：电源端子TP、TCP、TCN、TNT、TN；交流输出端子TOUT；主开关Gp、Gn；主二极管Dp、Dn、D2；缓冲电容Crp、Crn；缓冲二极管Drp、Drn；辅助开关Srp、Srn；辅助电抗器Lrp、Lrn；控制电路11；以及保护电路51。
保护电路51包含变压器Trp、Trn和钳位二极管Dfp、Dfn。变压器Trp包含一次绕组Ls1以及二次绕组Lf1。变压器Trn包含一次绕组Ls2以及二次绕组Lf2。此外，软开关逆变器101也可以采用具备直流电源Vp、Vn的结构。
主开关Gp、Gn例如是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。辅助开关Srp、Srn例如是反向阻止晶闸管。
直流电源Vp及Vn串联连接。即，直流电源Vp具有与电源端子TP相连接的正电极、和与电源端子TCP、TCN相连接的负电极。直流电源Vn具有与直流电源Vp的负电极以及电源端子TCP、TCN相连接的正电极、和与电源端子TN相连接的负电极。
主开关Gp具有与直流电源Vp的正电极耦合的集电极、和通过交流输出端子TOUT与负载耦合的发射极。即，主开关Gp具有与电源端子TP相连接的集电极、以及与变压器Tr的一次绕组Ls1的第1端相连接的发射极。
主二极管Dp以导通方向与主开关Gp相反的方式、与主开关Gp并联连接。即，主二极管Dp具有与主开关Gp的集电极相连接的阴极、以及与主开关Gp的发射极相连接的阳极。
缓冲电容Crp与主开关Gp及主二极管Dp并联连接。缓冲二极管Drp以导通方向与主开关Gp相同的方式，与主开关Gp及主二极管Dp并联连接，且与缓冲电容Crp串联连接。即、缓冲二极管Drp具有：与缓冲电容Crp的第2端及辅助电抗器Lrp的第2端相连接的阳极、以及与主开关Gp的发射极以及主二极管Dp的阳极相连接的阴极。
辅助开关Srp及辅助电抗器Lrp连接在直流电源Vp与直流电源Vn的连接节点即电源端子TCP、和缓冲电容Crp与缓冲二极管Drp的连接节点之间，且互相串联连接。即，辅助开关Srp具有与电源端子TCP相连接的阳极、和与辅助电抗器Lrp的第1端相连接的阴极。辅助电抗器Lrp具有与辅助开关Srp的阴极相连接的第1端、以及与缓冲电容Crp和缓冲二极管Drp的连接节点相连接的第2端。
主开关Gn具有与主开关Gp的发射极耦合的集电极、和与直流电源Vn的负电极相耦合的发射极，且主开关Gn以导通方向与主开关Gp相同的方式设置。即，主开关Gn具有与变压器Tr的一次绕组Ls2的第2端相连接的集电极、和与电源端子TN相连接的发射极。
主二极管Dn以导通方向与主开关Gn相反的方式、与主开关Gn并联连接。即，主二极管Dn具有与主开关Gn的集电极相连接的阴极、以及与主开关Gn的发射极相连接的阳极。
缓冲电容Crn与主开关Gn及主二极管Dn并联连接。缓冲二极管Drn以导通方向与主开关Gn相同的方式，与主开关Gn及主二极管Dn并联连接，且与缓冲电容Crn串联连接。即、缓冲二极管Drn具有：与缓冲电容Crn的第1端及辅助电抗器Lrn的第2端相连的阴极、以及与主开关Gn的集电极以及主二极管Dn的阴极相连接的阳极。
辅助开关Srn及辅助电抗器Lrn连接在直流电源Vp及直流电源Vn与辅助开关Srp的连接节点即电源端子TCN、和缓冲电容Crn与缓冲二极管Drn的连接节点之间，且互相串联连接。即，辅助开关Srn具有与电源端子TCN相连接的阴极、和与辅助电抗器Lrn的第1端相连接的阳极。辅助电抗器Lrn具有与辅助开关Srn的阳极相连接的第1端、以及与缓冲电容Crn和缓冲二极管Drn的连接节点相连接的第2端。
保护电路51连接在主开关Gp的发射极和主开关Gn的集电极之间。保护电路51中，一次绕组Ls1、Ls2连接在主开关Gp的发射极和主开关Gn的集电极之间。即、一次绕组Ls1具有与主开关Gp的发射极及缓冲二极管Drp的阴极相连接的第1端、和与交流输出端子TOUT及一次绕阻Ls2的第1端相连接的第2端。一次绕组Ls2具有与交流输出端子TOUT及一次绕组Ls1的第2端相连接的第1端、和与主开关Gn的集电极及缓冲二极管Drn的阳极相连接的第2端。一次绕组Ls1、Ls2的卷绕方向相同。
二次绕组Lf1连接在直流电源Vp的正电极、与直流电源Vp和直流电源Vn之间的连接节点之间，并与一次绕组Ls1磁耦合。即，二次绕组Lf1具有与钳位二极管Dfp的阳极相连接的第1端、和与电源端子TCP相连接的第2端。二次绕组Lf1与一次绕组Ls1的卷绕方向相反。另外，变压器Trp的一次绕组和二次绕组的匝数比是1：n，例如n>2。
二次绕组Lf2连接在直流电源Vp和直流电源Vn之间的连接节点、与直流电源Vn的负电极之间，并与一次绕组Ls2磁耦合。即，二次绕组Lf2具有与钳位二极管Dfn的阳极相连接的第1端、和与电源端子TCN相连接的第2端。二次绕组Lf2与一次绕组Ls2的卷绕方向相反。另外，变压器Trn的一次绕组和二次绕组的匝数比是1：n，例如n>2。
钳位二极管Dfp连接在直流电源Vp的正电极、与直流电源Vp和直流电源Vn的连接节点之间，并与二次绕组Lf1串联连接。即，钳位二极管Dfp具有与电源端子TP相连接的阴极、和与二次绕组Lf1的第1端相连接的阳极。
钳位二极管Dfn连接在直流电源Vp和直流电源Vn的连接节点、与直流电源Vn的负电极之间，并与二次绕组Lf2串联连接。即，钳位二极管Dfn具有与电源端子TCN相连接的阴极、和与二次绕组Lf的第1端相连接的阳极。
软开关逆变器101通过利用主桥臂即主开关Gp、Gn来对直流电源Vp、Vn所提供的直流电进行开关，从而将直流电源Vp及直流电源Vn所提供的直流电转换为交流电，并经由交流输出端子TOUT输出到负载。
缓冲电容Crp设置成为了在主开关Gp截止时，电压不会被施加到主开关Gp。缓冲电容Crn设置成为了在主开关Gn截止时，电压不会被施加到主开关Gn。
控制电路11分别对主开关Gp、Gn以及辅助开关Srp、Srn进行开关控制。
保护电路51具有电流路径PT1，该电流路径PT1位于直流电源Vp的正电极、与直流电源Vp和直流电源Vn之间的连接节点之间。另外，保护电路51具有电流路径PT2，该电流路径PT2位于直流电源Vp与直流电源Vn之间的连接节点、和直流电源Vn的负电极之间。
保护电路51通过利用变压器Trp、Trn，将施加至主开关Gp及Gn的最大电压抑制为比直流电源Vp及Vn的输出电压之和的1.5倍还要小的最大值VM。此外，直流电源的电压设为相等，为Vp＝Vn＝Vdc/2。
接下来，利用附图对本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的动作进行说明。首先，对电流从软开关逆变器101流向负载的正期间的动作进行说明，接下来，对电流从负载流向软开关逆变器101的负期间的动作进行说明。
[正期间的动作]
图2及图3是以时序方式来表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的电流流动的图。图4是表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的开关控制步骤的图。此处，直流电源Vp的输出电压设为Vp，直流电源Vn的输出电压设为Vn。
图2及图3中，缓冲电容Crp及Crn的旁边所带有的“+，-”示出了缓冲电容的电荷极性。
图4的横轴表示时间，沿着该横轴排列的“正期间”的各数字示出了图2及图3所示的各步骤。
参照图2～图4，首先说明如下状态(步骤S1)：即、对主开关Gp进行导通控制，对主开关Gn进行截止控制，对辅助开关Srp及Srn进行截止控制，从而电流通过主开关Gp从直流电源Vp流向负载的状态(步骤S1)。
该状态下，对主开关Gp进行截止控制。由此，来自直流电源Vp的电流换流至缓冲电容Crp。由此，缓冲电容Crp进行充电，缓冲电容Crp中的电压变为等于直流电源Vp及Vn的输出电压(Vp+Vn)的情况下，主二极管Dn导通。在主二极管Dn导通的情况下，来自直流电源Vn的电流通过主二极管Dn流向负载。(步骤S2)。
此处，在步骤2开始时，对主开关Gp进行截止控制的情况下，电流流向缓冲电容Crp。主开关Gp截止时，由于缓冲电容Crp的电荷为0，因此主开关Gp上没有施加电压。由此，零伏开关(zero volt switching)得以实现。
接下来，利用缓冲电容Crp与一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振来使从缓冲电容Crp流向缓冲二极管Drp的电流减少，利用缓冲电容Crp与变压器的一次绕组Ls1、Ls2的谐振电流来使主二极管Dn的电流增加。
另外，利用缓冲电容Crp与变压器Trp及Trn的一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振电流来对缓冲电容Crp进行充电。
此时，在变压器Trp的一次绕组Ls1与变压器Trn的一次绕组Ls2的串联电路上施加有直流电源Vp及Vn的输出电压(Vp+Vn)与缓冲电容Crp中的电压Vc的电压差。一次绕组Ls1及Ls2分别分担上述电压差的1/2的电压。也就是说，一次绕组Ls1及Ls2上施加的电压的值VL由以下式(1)表示。
VL＝{(Vp+Vn)-Vc}/2＝(Vdc-Vc)/2 (1)
由于变压器Tr的匝数比为1：n，因此二次侧感应出n×VL的电压。若缓冲电容Crp中的电压Vc上升，变压器Trp、Trn的二次侧电压达到Vp＝Vn＝Vdc/2，则钳位二极管Dfp、Dfn分别导通，使得缓冲二极管Drp截止。此时的缓冲电容电压的最大值VM由以下式(2)表示。
VM＝(1+1/n)×(Vp+Vn)＝(1+1/n)×Vdc (2)
此外，电流如图2的步骤S3所示的虚线那样流动，流向缓冲电容Crp的电流变为0，缓冲电容Crp变为不进行充电。由此，缓冲电容Crp中的电压Vc被钳位至电压Vc的最大值VM。此后，若通过钳位二极管Dfp及Dfn而流动的电流减小，并最终变为0，则钳位二极管Dfp、Dfn截止，通过电流路径PT1、PT2的换流结束(步骤S3)。
接下来，对主开关Gp进行截止控制后，经过规定时间Tb时，对主开关Gn进行导通控制。然而，对于从主二极管Dn流向负载的电流，主开关Gn的导通方向与电流极性相反，因此主开关Gn不导通，电流通过主二极管Dn继续流向负载(步骤S4)。也就是说，对主开关Gn进行导通控制时，电流不会流动通过主开关Gn。由此，零电流开关得以实现。
接下来，对主开关Gn进行导通控制后，经过规定时间Td(≥0)时，对辅助开关Srn进行导通控制。由此，缓冲电容Crn开始放电。若该放电完成，缓冲电容Crn中的电压变为0，则缓冲二极管Drn导通(步骤S5)。
接下来，若缓冲二极管Drn导通，则来自直流电源Vn的电压施加至辅助电抗器Lrn。因此，若通过辅助开关Srn而流动的电流趋于衰减，变为0，则辅助开关Srn及缓冲二极管Drn均变为截止(步骤S6)。
接下来，对辅助开关Srn进行导通控制后，经过规定时间Tc时，对主开关Gn进行截止控制。也就是说，在主二极管Dn继续导通，来自直流电源Vn的电流通过主二极管Dn流向负载的状态下，对主开关Gn进行截止控制(步骤S7)。此时，由于主开关Gn受到导通控制但未导通，因此状态没有变化。
接下来，对主开关Gn进行截止控制后，经过规定时间Tb时，对主开关Gp进行导通控制。由此，从主二极管Dn至主开关Gp的换流开始。然后，从直流电源Vp通过主开关Gp而流动的电流增加，变为等于负载电流时，与此同时，通过主二极管Dn流动的电流变为0，主二极管Dn截止，该换流完成。
此处，在主二极管Dn截止的瞬间，缓冲二极管Drn导通。此时，由于缓冲电容Crn的电荷为0，因此从直流电源Vp通过主开关Gp流动的电流流向缓冲电容Crn。也就是说，由于主二极管Dn上未施加电压，因此主二极管Dn不会产生开关损耗。由此，零伏开关得以实现(步骤S8)。
接下来，利用缓冲电容Crn与一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振使得从缓冲电容Crn流向缓冲二极管Drn的电流趋于减少。
另外，利用缓冲电容Crn与变压器Tr的一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振电流来对缓冲电容Crn进行充电。此时，变压器Tr的一次绕组Ls1与Ls2的串联电路上施加有直流电源Vp及Vn的输出电压(Vp+Vn(＝Vdc))与缓冲电容Crn中的电压Vc的电压差。因此，一次绕组Ls1及Ls2分别分担上述电压差的1/2的电压。即、一次绕组Ls1及Ls2上施加的电压的值VL由以下式(3)表示。
VL＝{(Vp+Vn)-Vc}/2＝(Vdc-Vc)/2 (3)
由于变压器Tr的匝数比为1：n，因此二次侧感应出n×VL的电压。若缓冲电容Crn中的电压Vc上升，变压器Tr的二次侧电压达到Vp＝Vn＝Vdc/2，则钳位二极管Dfp、Dfn导通，使得缓冲二极管Drp截止。此时的电压Vc的最大值VM由以下式(4)表示。
VM＝(1+1/n)×(Vp+Vn)＝(1+1/n)×Vdc (4)
此外，电流如图3的步骤S9所示的虚线那样流动，流向缓冲电容Crn的电流变为0，缓冲电容Crn变为不进行充电。由此，缓冲电容Crn中的电压Vc被钳位至VM。此后，若通过钳位二极管Dfp、Dfn而流动的电流减小，并最终变为0，则钳位二极管Dfp、Dfn截止，通过电流路径PT1、PT2的换流结束(步骤S9)。
接下来，来自直流电源Vp的电流通过主开关Gp流向负载(步骤S10)。
接下来，对主开关Gp进行导通控制后，经过规定时间Td(≥0)时，对辅助开关Srp进行导通控制。由此，缓冲电容Crp开始放电。若该放电完成，缓冲电容Crp中的电压变为0，则缓冲二极管Drp导通(步骤S11)。
接下来，若缓冲二极管Drp导通，则来自直流电源Vp的电压施加至辅助电抗器Lrp。因此，若通过辅助开关Srp而流动的电流趋于衰减，变为0，则辅助开关Srp及缓冲二极管Drp均变为截止，回到步骤S1的状态(步骤S12)。
本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器中，在通过谐振来使得缓冲电容Crp或Crn过充电至比电源电压Vdc还要高的电压为止时，若缓冲电容中的电压Vc达到电压值VM，则使电流通过变压器Tr的一次绕组Ls1及Ls2而流动的能量转移至变压器Tr的二次绕组Lf1、Lf2，充电电流不再流动通过缓冲电容。因此，缓冲电容的充电停止，缓冲电容的最大电压被钳位至VM。此处，通过使变压器Tr的匝数比n为n＞2，从而VM变为Vdc的1.5倍以下。另外，若增大n，则VM≈(Vp+Vn)，因此能够将缓冲电容中的电压Vc抑制为无限接近于电源电压Vdc的值。
接下来，对本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器的步骤S3及步骤S4中的动作进行详细说明。
图5是以时序方式来表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器的步骤S3及步骤S4中的电流流动的图。图6是本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器的步骤S3及步骤S4中的电压以及电流的波形图。
图5中示出了步骤S3及步骤S4中的软开关逆变器101的等效电路。该等效电路中省略了步骤S3及步骤S4中不导通的电路，并且，为了易于理解动作，将变压器Tr的部分分成理想变压器以及在各绕组中并联存在的励磁电感来详细表示。
也就是说，Lsid1、Lsid2是理想变压器的一次绕组，Lfid1、Lfid2是理想变压器的二次绕组。另外，L1是变压器Tr的一次侧的励磁电感，L2是变压器Tr的二次侧的励磁电感。假设变压器Tr的匝数比为1：4来进行说明。
该情况下，电压V2＝4×V1。电压Vdc是将2个直流电源Vp及Vn合二为一的电源，其输出电压值为Vdc＝Vp+Vn。电压Vc是缓冲电容Crp中的电压，电压V1是变压器Tr的一次绕组中的电压，电压V2是变压器Tr的二次绕组中的电压。另外，将各箭头标记的方向设为正。
此处，为了易于理解，对负载电流为0的情况进行说明。该情况下，在所述步骤S2中，缓冲电容Crp完全不进行充电，以该情况转移至步骤S3。
参照图5及图6，在变压器Tr的一次侧施加(Vc-Vdc)的电压。即、V1＝(Vc-Vdc)/2。变压器Tr的二次侧电压V2为V2＝2×(Vc-Vdc)。
此处，以时序将步骤S3分割成3个模式1～3来进行说明。即、模式1是步骤S3开始时的状态，模式2是钳位二极管Dfp、Dfn导通后的状态，模式3是缓冲二极管Drp截止后的状态。
首先，步骤S3开始时，由于电压Vc为0，因此V2＜0。因此，由于钳位二极管Dfp、Dfn不导通，所以电流不会流动通过理想变压器。该期间中，励磁电感L1与缓冲电容Crp的谐振电流I3通过励磁电感L1而流动。由于谐振电流I3流动，因而缓冲电容Crp进行充电。由此，缓冲电容Crp中的电压Vc增大，根据式(2)，在上升至Vc＝1.25Vdc为止的情况下，V2＝2×(Vc-Vdc)＝Vdc/2。即、变压器Tr的二次侧电压变为电源电压Vdc的1/2倍(模式1)。
接下来，若变压器Tr的二次侧电压达到电源电压Vdc的1/2倍，则钳位二极管Dfp、Dfn导通。若钳位二极管Dfp、Dfn导通，电流I21、I22通过理想变压器的二次绕组Lfid1、Lfid2而流动，由于变压器作用使得电流I21、I22的4倍的电流I1通过理想变压器的一次绕组Lsid1、Lsid2而流动。此处，电流I1的作用使得缓冲电容Crp的充电电流即电流I3被抵消。因此，通过缓冲电容Crp及缓冲二极管Drp而流动的电流I3变为0，缓冲二极管Drp截止。然后，由于缓冲电容Crp的充电结束，因此电压Vc不再上升，所以电压Vc维持为1.25×Vdc(模式2)。
接下来，若缓冲二极管Drp截止，则变压器Tr的一次侧的励磁电流分别在理想变压器的一次绕组Lsid1、Lsid2中回流。此时，由于电流I21、I22持续在变压器Tr的二次侧流动，因此二次侧施加有电源电压Vdc/2。因此，由于变压器作用而在变压器Tr的一次侧感应出V1＝Vdc/8的电压，由于该感应电压而使得通过励磁电感L1而流动的电流衰减，最终变为0。其结果是，通过理想变压器的一次绕组Lsid1、Lsid2而流动的电流也变为0，由于变压器作用而使得通过二次绕组Lfid1、Lfid2而流动的电流也变为0，因此二极管Dfp、Dfn截止(模式3)。
由此，本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器中，在通过谐振来使得缓冲电容Crp过充电至比电源电压Vdc还要高的电压为止时，若缓冲电容Crp中的电压Vc达到电压值VM，则使电流通过变压器Tr的一次绕组Ls1及Ls2而流动的能量转移至变压器Tr的二次绕组Lf1、Lf2，充电电流不再流动通过缓冲电容Crp。因此，缓冲电容Crp的充电停止，缓冲电容Crp的最大电压被钳位至VM。此处，通过使变压器Tr的匝数比n为n＞2，从而VM变为Vdc的1.5倍以下。另外，若增大n，则VM≈(Vp+Vn)＝Vdc，因此能够将缓冲电容Crp中的电压Vc抑制为无限接近于电源电压Vdc的值。
[负期间的动作]
图7及图8是以时序方式来表示本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器进行功率转换时的电流流动的图。此处，直流电源Vp的输出电压设为Vp，直流电源Vn的输出电压设为Vn。
图7及图8中，缓冲电容Crp及Crn的旁边所带有的“+，-”示出了缓冲电容的电荷极性。
图4的横轴表示时间，沿着该横轴排列的“负期间”的各数字示出了图7及图8所示的各步骤。
参照图4、图7、图8，首先说明如下状态(步骤S21)：即、对主开关Gn进行导通控制，对主开关Gp进行截止控制，对辅助开关Srn及Srp进行截止控制，从而电流通过主开关Gn从直流电源Vn流向负载的状态(步骤S21)。
该状态下，对主开关Gn进行截止控制。由此，来自负载的电流换流至缓冲电容Crn。由此，缓冲电容Crn进行充电，缓冲电容Crn中的电压变为等于直流电源Vn及Vp的输出电压(Vn+Vp)＝Vdc))的情况下，主二极管Dp导通。在主二极管Dp导通的情况下，来自负载的电流通过主二极管Dp流向直流电源Vp(步骤S22)。
此处，在步骤S22开始时，对主开关Gn进行截止控制的情况下，电流流向缓冲电容Crn。然后，主开关Gn截止时，由于缓冲电容Crn的电荷为0，因此主开关Gn上没有施加电压。由此，零伏开关得以实现。
接下来，由于缓冲电容Crn与一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振而使得从缓冲二极管Drn流向缓冲电容Crn的电流趋于减少。
另外，利用缓冲电容Crn与变压器Tr的一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振电流来对缓冲电容Crn进行充电。此时，在变压器Tr的一次绕组Ls1与Ls2的串联电路施加有直流电源Vn及Vp的输出电压(Vn+Vp(＝Vdc))与缓冲电容Crn中的电压Vc的电压差。一次绕组Ls1及Ls2分别分担上述电压差的1/2的电压。也就是说，一次绕组Ls1及Ls2上施加的电压的值VL由以下式(1)表示。
VL＝{(Vn+Vp)-Vc}/2＝(Vdc-Vc)/2 (5)
由于变压器Tr的匝数比为1：n，因此二次侧感应出n×VL的电压。若缓冲电容Crn中的电压Vc上升，变压器Tr的二次侧电压达到输出电压(Vn+Vp)，则钳位二极管Dfp、Dfn均导通，使得缓冲二极管Drn截止。此时的电压Vc的最大值VM由以下式(6)表示。
VM＝(1+1/n)×(Vn+Vp)＝(1+1/n)×Vdc (6)
然后，电流如图5的步骤S23所示的虚线那样流动，流向缓冲电容Crn的电流变为0，缓冲电容Crn变为不进行充电。由此，缓冲电容Crn中的电压Vc被钳位至VM。此后，若通过钳位二极管Dfp、Dfn而流动的电流减小，并最终变为0，则钳位二极管Dfp、Dfn截止，通过电流路径PT1、PT2的换流结束(步骤S23)。
接下来，对主开关Gn进行截止控制后，经过规定时间Tb时，对主开关Gp进行导通控制。然而，对于从负载流向主二极管Dp的电流，主开关Gp的导通方向与电流极性相反，因此主开关Gp不导通，电流通过主二极管Dp继续流向直流电源Vp(步骤S24)。即、对主开关Gp进行导通控制时，电流不会流动通过主开关Gp。由此，零电流开关得以实现。
接下来，对主开关Gp进行导通控制后，经过规定时间Td(≥0)时，对辅助开关Srp进行导通控制。由此，缓冲电容Crp开始放电。若该放电完成，缓冲电容Crp中的电压变为0，则缓冲二极管Drp导通(步骤S25)。
接下来，若缓冲二极管Drp导通，则来自直流电源Vp的电压施加至辅助电抗器Lrp。因此，若通过辅助开关Srp而流动的电流趋于衰减，变为0，则辅助开关Srp及缓冲二极管Drp均变为截止(步骤S26)。
接下来，对辅助开关Srp进行导通控制后，经过规定时间Tc时，对主开关Gp进行截止控制。即、在主二极管Dp继续导通，来自负载的电流通过主二极管Dp流向直流电源Vp的状态下，对主开关Gp进行截止控制(步骤S27)。此时，由于主开关Gp受到导通控制但未导通，因此状态没有变化。
接下来，对主开关Gp进行截止控制后，经过规定时间Tb时，对主开关Gn进行导通控制。由此，从主二极管Dp至主开关Gn的换流开始。然后，从直流电源Vn通过主开关Gn而流动的电流增加，变为等于负载电流时，与此同时，通过主二极管Dp而流动的电流变为0，主二极管Dp截止，该换流完成。
此处，在主二极管Dp截止的瞬间，缓冲二极管Drp导通。此处，缓冲电容Crp的电荷为0，因此来自直流电源Vp的电流流向缓冲电容Crp。即、由于主二极管Dp上未施加电压，因此主二极管Dp不会产生开关损耗。由此，零伏开关得以实现(步骤S28)。
接下来，由于缓冲电容Crp与一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振而使得从缓冲电容Crp流向缓冲二极管Drp的电流趋于减少。
另外，利用缓冲电容Crp与变压器Tr的一次绕组Ls1及Ls2中的励磁电感的谐振电流来对缓冲电容Crn进行充电。此时，在变压器Tr的一次绕组Ls1与Ls2的串联电路施加有直流电源Vn及Vp的输出电压(Vn+Vp(＝Vdc))与缓冲电容Crp中的电压Vc的电压差。一次绕组Ls1及Ls2分别分担上述电压差的1/2的电压。也就是说，一次绕组Ls1及Ls2上施加的电压的值VL由以下式(7)表示。
VL＝{(Vn+Vp)-Vc}/2＝(Vdc-Vc)/2 (7)
由于变压器Tr的匝数比为1：n，因此二次侧感应出n×VL的电压。若缓冲电容Crp中的电压Vc上升，变压器Tr的二次侧电压达到输出电压(Vn+Vp(＝Vdc))，则钳位二极管Dfp、Dfn导通，使得缓冲二极管Drp截止。此时的电压Vc的最大值VM由以下式(8)表示。
VM＝(1+1/n)×(Vn+Vp)＝(1+1/n)×Vdc (8)
此外，电流如图6的步骤S29所示的虚线那样流动，流向缓冲电容Crp的电流变为0，缓冲电容Crp变为不进行充电。由此，缓冲电容Crp中的电压Vc被钳位至VM。此后，若通过钳位二极管Dfp、Dfn而流动的电流减小，并最终变为0，则钳位二极管Dfp、Dfn截止，通过电流路径PT1、PT2的换流结束(步骤S29)。
接下来，来自负载的电流通过主开关Gn而流向直流电源Vn(步骤S30)。
接下来，对主开关Gn进行导通控制后，经过规定时间Td时(≥0)，对辅助开关Srn进行导通控制。由此，缓冲电容Crn开始放电。若该放电完成，缓冲电容Crn中的电压变为0，则缓冲二极管Drn导通(步骤S31)。
接下来，若缓冲二极管Drn导通，则来自直流电源Vn的电压施加至辅助电抗器Lrn。因此，若通过辅助开关Srn而流动的电流趋于衰减，变为0，则辅助开关Srn及缓冲二极管Drn均变为截止，回到步骤S21的状态(步骤S32)。
本发明的实施方式所涉及的软开关逆变器中，在通过谐振来使得缓冲电容Crn或Crp过充电至比电源电压Vdc还要高的电压为止时，若缓冲电容中的电压Vc达到电压值VM，则使电流通过变压器Tr的一次绕组Ls1及Ls2而流动的能量转移至变压器Tr的二次绕组Lf1、Lf2，使得充电电流不再流动通过缓冲电容。因此，缓冲电容的充电停止，缓冲电容的最大电压被钳位至VM。此处，通过使变压器Tr的匝数比n为n＞2，从而VM变为Vdc的1.5倍以下。另外，若增大n，则VM≈(Vp+Vn)＝Vdc，因此能够将缓冲电容Crp中的电压Vc抑制为无限接近于电源电压Vdc的值。
软开关逆变器101重复进行图2及图3所示的步骤S1～S12的动作，以作为正期间的动作，并重复进行图7及图8所示的步骤S21～S32的动作，以作为负期间的动作。软开关逆变器101通过交替地进行上述正期间的动作及负期间的动作，而将交流电提供至负载。
<实施方式的软开关逆变器101与参考例的软开关逆变器101X的比较>
此处，为了易于理解本发明所涉及的软开关逆变器101，与参考例的软开关逆变器101X进行比较来说明。
首先，图9是表示参考例的软开关逆变器101X的结构的图。参照图1、图9，与实施方式的软开关逆变器101进行比较，来简单说明参考例的软开关逆变器101X。软开关逆变器101X包含保护电路51X，以取代软开关逆变器101的保护电路51。保护电路51X包含变压器Trx以及钳位二极管Df。另外，变压器TrX包含一次绕组Ls1、Ls2以及二次绕组Lf。
换言之，软开关逆变器101与软开关逆变器101X相比，将钳位二极管Df一分为二，成为钳位二极管Df1、Df2，同样，将变压器Tr的二次绕组Lf一分为二，成为二次绕组Lf1、Lf2。该二次绕组Lf1及钳位二极管Dfp串联连接在电源端子TP及TCP之间。另一方面，该二次绕组Lf2及钳位二极管Dfn串联连接在电源端子TCN及TN之间。此外，其他结构与软开关逆变器101相同，因此此处不重复说明。
与实施方式的保护电路51不同，若参考例的保护电路51X的缓冲电容(Crp、Crn)充电至规定电压以上，则将设置于电流路径PT上的钳位二极管Df导通，使缓冲电容(Crp、Crn)的充电完成。
此处，对构成软开关逆变器101及软开关逆变器101X的缓冲电容上施加的最大电压进行研究。
对于施加在该参考例的缓冲电容Crp(Crn)的最大电压VM，对其进行与上述相同的研究，得到(1+2/n)Vdc。另一方面，施加在实施方式所涉及的缓冲电容Crp(Crn)的最大电压VM通过式(4)、式(6)，得到(1+1/n)Vdc。
此处由于n比2要大，因此施加在参考例的软开关逆变器101X的缓冲电容的最大电压取得小于2Vdc的电压值。另一方面，施加在实施方式所涉及的软开关逆变器101的缓冲电容的最大电压能抑制为取得比1.5Vdc要小的电压值，可知电压抑制效果要比参考例要好。
此外，在参考例的软开关逆变器101X中，通过增大匝数比n，也能减小施加电压的最大值。然而，由此将导致变压器二次侧的电压变得非常高，变压器、钳位二极管均需要耐高压的元件，使得成本上升，因此没有实用性。
由此，通过采用实施方式的软开关逆变器101的结构，能降低缓冲电容的最大电压，能使装置小型化，降低成本。此外，主开关Gp、Gn、主二极管Dp、Dn以及钳位二极管Drp、Drn的施加最大电压值也同样能降低。
最后，利用附图等来概括本发明的实施方式。
如图1所示，实施方式的软开关逆变器101是将由具有第1电极及第2电极的直流电源Vp、具有与直流电源Vp的第2电极相连的第1电极及第2电极的直流电源Vn所提供的直流电转换为交流电并提供给负载的功率转换装置，该功率转换装置包括：主开关Gp，该主开关Gp具有与直流电源Vp的第1电极进行耦合的第1端、以及与负载进行耦合的第2端；主二极管Dp，该主二极管Dp以导通方向与主开关Gp相反的方式与主开关Gp并联连接；缓冲电容Crp，该缓冲电容Crp与主开关Gp及主二极管Dp并联连接；缓冲二极管Drp，该缓冲二极管Drp以导通方向与主开关Gp相同的方式，与缓冲电容Crp串联连接，且连接在缓冲电容Crp与主开关Gp的第2端之间；辅助开关Srp及辅助电抗器Lrp，该辅助开关Srp及辅助电抗器Lrp连接在直流电源Vp及直流电源Vn的连接节点、与缓冲电容Crp及缓冲二极管Drp的连接节点之间，且互相串联连接；主开关Gn，该主开关Gn具有与主开关Gp的第2端进行耦合的第1端、以及与直流电源Vn的第2电极进行耦合的第2端，并以导通方向与主开关Gp相同的方式进行设置；主二极管Dn，该主二极管Dn以导通方向与主开关Gn相反的方式与主开关Gn并联连接；缓冲电容Crn，该缓冲电容Crn与主开关Gn及主二极管Dn并联连接；缓冲二极管Drn，该缓冲二极管Drn以导通方向与主开关Gn相同的方式，与缓冲电容Crn串联连接，且连接在缓冲电容Crn与主开关Gn的第1端之间；辅助开关Srn及辅助电抗器Lrn，该辅助开关Srn及辅助电抗器Lrn连接在直流电源Vp及直流电源Vn与辅助开关Srp或辅助电抗器Lrp的连接节点、与缓冲电容Crn及缓冲二极管Drn的连接节点之间，且互相串联连接；以及保护电路51，该保护电路51用于在施加在缓冲电容Crp上的电压变为规定值以上的情况下、或施加在缓冲电容Crn上的电压变为规定值以上的情况下，使从直流电源Vp及直流电源Vn流向缓冲电容Crp或缓冲电容Crn的充电电流流向其它电流路径，保护电路51包含变压器Trp及变压器Trn、钳位二极管Dfp及钳位二极管Dfp，变压器Trp具有连接在主开关Gp的第2端与负载之间的一次绕组Ls1、以及连接在直流电源Vp的第1电极与直流电源Vp的第2电极之间，与一次绕组进行磁耦合的二次绕组Lf1，变压器Trn具有连接在主开关Gn的第1端与负载之间的一次绕组Ls2、以及连接在直流电源Vn的第1电极与直流电源Vn的第2电极之间，与一次绕组进行磁耦合的二次绕组Lf2，二次绕组Ls1与钳位二极管Dfp串联连接在直流电源Vp的第1电极与直流电源Vp的第2电极之间，二次绕组Ls2与钳位二极管Dfn串联连接在直流电源Vn的第1电极与直流电源Vn的第2电极之间，二次绕组Ls1与钳位二极管Dfp串联连接，一次绕组Lf1与一次绕组Lf2串联连接，一次绕组Lf1及一次绕组Lf2的连接节点与负载相连接。
优选为，如图1所示，软开关逆变器101进一步具备对主开关Gp、主开关Gn、辅助开关Srp以及辅助开关Srn进行导通控制和截止控制的控制电路11。
更优选为，如图4所示，通过在控制电路11在电流从功率转换装置流向负载的正期间，主二极管Dn导通的期间内对辅助开关Srn进行导通控制来使缓冲电容Crn放电，并通过在电流从负载流向功率转换装置的负期间，主二极管Dp导通的期间内对辅助开关Srp进行导通控制来使缓冲电容Crp放电。
更优选为，如图4所示，控制电路11在对主开关Gp进行截止控制后经过规定时间时对主开关Gn进行导通控制，对主开关Gn进行导通控制后经过规定时间时对辅助开关Srn进行导通控制，对辅助开关Srn进行导通控制后经过规定时间时对主开关Gn进行截止控制，对主开关Gn进行截止控制后经过规定时间时对主开关Gp进行导通控制，对主开关Gp进行导通控制后经过规定时间时对辅助开关Srp进行导通控制，对辅助开关Srp进行导通控制后经过规定时间时对主开关Gp进行截止控制。
本次所公开的实施方式的所有方面均为示例，不应该考虑为是对本发明的限定。本发明的范围并不由上述说明表示而是由权利要求所表示，欲将等同于权利要求的意思及范围内的所有变更也包括在内。
标号说明
11控制电路、51,51X保护电路、101,101X软开关逆变器、Crp,Crn缓冲电容、Df,Df1,Df2钳位二极管、Dp,Dn主二极管、Drp,Drn缓冲二极管、Gp,Gn主开关、Ls1,Ls2一次绕组、Lf,Lf1,Lf2二次绕组、Lrp,Lrn辅助电抗器、Srp,Srn辅助开关、PT1,PT2,PT电流路径。

Claims (4)

1.一种功率转换装置，将由具有第1电极及第2电极的第1直流电源(Vp)、具有与所述第1直流电源(Vp)的第2电极相连的第1电极及第2电极的第2直流电源(Vn)所提供的直流电转换为交流电并提供给负载，其特征在于，包括：
第1主开关(Gp)，该第1主开关(Gp)具有与所述第1直流电源(Vp)的第1电极进行耦合的第1端、以及与所述负载进行耦合的第2端；
第1主二极管(Dp)，该第1主二极管(Dp)以导通方向与所述第1主开关(Gp)相反的方式与所述第1主开关(Gp)并联连接；
第1缓冲电容(Crp)，该第1缓冲电容(Crp)的一端与所述第1主开关(Gp)的第1端连接；
第1缓冲二极管(Drp)，该第1缓冲二极管(Drp)以导通方向与所述第1主开关(Gp)相同的方式，与所述第1缓冲电容(Crp)串联连接，且连接在所述第1缓冲电容(Crp)的另一端与所述第1主开关(Gp)的第2端之间；
第1辅助开关(Srp)及第1辅助电抗器(Lrp)，该第1辅助开关(Srp)及第1辅助电抗器(Lrp)连接在所述第1直流电源(Vp)及所述第2直流电源(Vn)的连接节点、与所述第1缓冲电容(Crp)及所述第1缓冲二极管(Drp)的连接节点之间，且互相串联连接；
第2主开关(Gn)，该第2主开关(Gn)具有与所述第1主开关(Gp)的第2端进行耦合的第1端、以及与所述第2直流电源(Vn)的第2电极进行耦合的第2端，并以导通方向与所述第1主开关(Gp)相同的方式进行设置；
第2主二极管(Dn)，该第2主二极管(Dn)以导通方向与所述第2主开关(Gn)相反的方式与所述第2主开关(Gn)并联连接；
第2缓冲电容(Crn)，该第2缓冲电容(Crn)的一端与所述第2主开关(Gn)的第2端连接；
第2缓冲二极管(Drn)，该第2缓冲二极管(Drn)以导通方向与所述第2主开关(Gn)相同的方式，与所述第2缓冲电容(Crn)串联连接，且连接在所述第2缓冲电容(Crn)的另一端与所述第2主开关(Gn)的第1端之间；
第2辅助开关(Srn)及第2辅助电抗器(Lrn)，该第2辅助开关(Srn)及第2辅助电抗器(Lrn)连接在所述第1直流电源(Vp)及所述第2直流电源(Vn)的连接节点、与所述第2缓冲电容(Crn)及所述第2缓冲二极管(Drn)的连接节点之间，且互相串联连接；以及
保护电路(51)，该保护电路(51)用于在施加在所述第1缓冲电容(Crp)上的电压变为规定值以上的情况下、或施加在所述第2缓冲电容(Crn)上的电压变为规定值以上的情况下，使从所述第1直流电源(Vp)及所述第2直流电源(Vn)流向所述第1缓冲电容(Crp)或所述第2缓冲电容(Crn)的充电电流流向其它电流路径，
所述保护电路(51)包含：
第1变压器(Trp)及第2变压器(Trn)；以及
第1钳位二极管(Dfp)及第2钳位二极管(Dfn)，
所述第1变压器(Trp)具有：
连接在所述第1主开关(Gp)的第2端与所述负载之间的第1一次绕组(Ls1)；以及
连接在所述第1直流电源(Vp)的第1电极与所述第1直流电源(Vp)的第2电极之间，与所述第1一次绕组进行磁耦合的第1二次绕组(Lf1)，
所述第2变压器(Trn)具有：
连接在所述第2主开关(Gn)的第1端与所述负载之间的第2一次绕组(Ls2)；以及
连接在所述第2直流电源(Vn)的第1电极与所述第2直流电源(Vn)的第2电极之间，与所述第2一次绕组进行磁耦合的第2二次绕组(Lf2)，
所述第1二次绕组(Lf1)与所述第1钳位二极管(Dfp)串联连接在所述第1直流电源(Vp)的第1电极与所述第1直流电源(Vp)的第2电极之间，
所述第2二次绕组(Lf2)与所述第2钳位二极管(Dfn)串联连接在所述第2直流电源(Vn)的第1电极与所述第2直流电源(Vn)的第2电极之间，
所述第1二次绕组(Lf1)与所述第1钳位二极管(Dfp)串联连接，
所述第1一次绕组(Ls1)与所述第2一次绕组(Ls2)串联连接，所述第1一次绕组(Ls1)及所述第2一次绕组(Ls2)的连接节点与所述负载相连接。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述功率转换装置还具备对所述第1主开关(Gp)、所述第2主开关(Gn)、所述第1辅助开关(Srp)以及所述第2辅助开关(Srn)进行导通控制和截止控制的控制电路(11)。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路(11)通过在电流从所述功率转换装置流向所述负载的正期间，所述第2主二极管(Dn)导通的期间内对所述第2辅助开关(Srn)进行导通控制来使所述第2缓冲电容(Crn)放电，并通过在电流从所述负载流向所述功率转换装置的负期间，所述第1主二极管(Dp)导通的期间内对所述第1辅助开关(Srp)进行导通控制来使所述第1缓冲电容(Crp)放电。
4.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路(11)在对所述第1主开关(Gp)进行截止控制后经过规定时间时对所述第2主开关(Gn)进行导通控制，对所述第2主开关(Gn)进行导通控制后经过规定时间时对所述第2辅助开关(Srn)进行导通控制，对所述第2辅助开关(Srn)进行导通控制后经过规定时间时对所述第2主开关(Gn)进行截止控制，对所述第2主开关(Gn)进行截止控制后经过规定时间时对所述第1主开关(Gp)进行导通控制，对所述第1主开关(Gp)进行导通控制后经过规定时间时对所述第1辅助开关(Srp)进行导通控制，对所述第1辅助开关(Srp)进行导通控制后经过规定时间时对所述第1主开关(Gp)进行截止控制。
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