KR20100006545A - Ｄｃ/ｄｃ 컨버터 - Google Patents

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에스엠에이 솔라 테크놀로지 아게
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Abstract

본 발명은 공진모드에서 동작하고, 승압성과 직류전원의 접지성을 제공하는 무변압 DC-DC 컨버터에 관한 것으로, 양극(+)과 음극(-)을 갖는 단극 직류 입력전압을 양극(+)과 접지극(GND)과 음극(-)을 갖는 이극 직류 출력전압으로 변환하기 위해 공진모드에서 동작하고, 공진 인덕턴스(L1)와 공진 커패시터(C1,C2)를 갖춘 공진회로를 포함하며, 이극 직류 출력전압이 걸리도록 공진 커패시터(C1,C2)가 정류회로 소자(D3,D4;D5,D6) 각각에 연결되며, 공진 커패시터(C1,C2)와 정류회로의 다이오드(D3,D4;D5,D6) 각각에 승압회로(HA)가 연결되는 DC-DC 컨버터이다.

Description

ＤＣ/ＤＣ 컨버터{ＤＣ/ＤＣ CONVERTER}
본 발명은 공진모드에서 동작하고, 승압성과 직류전원의 접지성을 제공하는 무변압 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
무변압 인버터는 직류전압을 승압하는 것으로, DE102004037446B4에 소개된바 있다.
DC 전원의 하류에 대칭형 승압스위치를 연결한다. 이어서, 단상이나 다상형 브리지회로 형태의 DC-AC 컨버터를 연결한다. 승압컨버터는 DC 입력전압을 필요한만큼 승압할 수 있다. 태양광발전 인버터에서, DC-AC 컨버터의 입력전압은 배선망 공급을 위해 배선망의 최대전압보다 높아야 한다. DC 전압이 높지 않으면, 승압컨버터로 전압을 필요한만큼 높여야 한다. DC 전압이 충분히 높으면, 승압컨버터는 작동을 않는다. 문제는 승압컨버터의 다이오드에서 도전손실이 생기고, 이 손실은 승압컨버터가 정지중에도 생긴다는 것이다. 다이오드는 항상 전원과 DC-AC 컨버터의 전류경로에 위치한다. 다른 문제는 전원을 접지할 수 없다는 것이다.
양극과 음극을 하나씩만 갖는 전압 입력단이 하나이고 접지단은 없는 DC-DC 컨버터에서, 입력측에서 접지를 한다면 양극이나 음극을 접지해야 한다. 따라서, 전압 입력단에서 접지를 하는 컨버터가 아무 전극에서나 접지를 할 수 있으면 좋다.
DC 전원, 특히 태양광 발전 모듈의 접지는 무변압 인버터에서 생기는 높은 용량성 누설 문제를 해결한다. 이러한 누설전류는 줄여야만 하고 없애면 더 좋다. 그러나 경량이고 저렴하기 때문에 무변압 해결책이 바람직하다.
또, 입력전압은 태양광발전기의 인버터에 아주 강하게 영향을 준다. 이러한 인버터에는 가능한 넓은 작동범위에서 좋은 효율이 요구된다.
종래 기술에서 태양광 발전 인버터는 흔히 여러단계, 예컨대 입력측에 배치된 DC-DC 컨버터와 DC-AC 컨버터로 구성된다.
본 발명의 목적은 태양광 발전기의 적합한, 즉 효율이 높으면서도 필요할 때 입력전압을 연속해서 승압하거나 강압할 수 있는 무변압 DC-DC 컨버터를 제공하는 데 있다.
이러한 목적은 청구항 제1항에 기재되었다.
본 발명은 공진모드에서 작동하고, 한 쪽에서 연속적으로 입력전압을 승압하여 최소의 손실과 높은 효율로 작동하는 무변압 DC-DC 컨버터를 기본개념으로 한다.
출력측에 배치된 정류회로와 각각의 관련 공진 커패시터 사이에 연결된 추가 승압회로와 함께 무변압 공진 컨버터를 사용하면 효율을 더 높일 수 있다. 승압회로는 하나 이상의 스위치로 구성된다. 각각의 추가 승압회로는 공진 인덕턴스와 함께 승압 컨버터를 구성한다. 승압 컨버터의 다이오드는 공진회로의 다이오드 이거나, 승압회로의 구성요소로서의 다이오드이다.
기타 본발명의 다른 특징은 종속항에 기재된 바와 같다.
넓은 전압범위를 확보하려면 기본모드(강압모드)와 본 발명의 승압모드 양쪽으로 동작할 필요가 있다. 스위칭 과정이 방해되면 태양광발전기와 배선망 사이에 에너지 흐름이 발진회로 커패시터의 격리에 의해 중단된다. 본발명에 의하면, 스위 치를 온오프할 때 생기는 스위칭손실이 종래보다 상당히 줄어든다.
이하 첨부도면을 참고하여 본발명에 대해 상세히 설명한다.
본 발명의 컨버터는 양극이나 음극을 접지하는 데 적당하기 때문에 유리한데, 이는 이러한 유연한 접지에 의해 용량성 누설전류가 생길 수 없기 때문이다. 이러한 효과는 공진회로의 커패시터가 태양광 발전기와 배선망 그리드 사이에 전압격리를 보장하고, 본 발명의 공진 인버터가 배선망 주파수 보다 상당히 높은 주파수에서 동작하기 때문에 보장된다. 또, 공진동작과 무변압 기능에 의해 경량화와 고효율이 달성된다.
도 1은 공진 스위칭 DC-DC 컨버터의 기본 회로도로서, DC 전원의 음극은 접지되고 중간에 승압회로는 없다. 태양광 발전기나 다른 DC 전원을 연결할 수 있고, DC 전원을 접지하는 방법도 여러가지 있다. 태양광 발전기의 양극이나 음극을 접지할 수 있고, 접지를 하지 않을 수도 있는데, 회로는 그에 맞게 변한다.
이 회로는 2개의 분기를 갖는 하프브리지로 이루어지고, 첫번째 분기는 2개의 스위치 S1, S2 및 역병렬 다이오드 D1, D2로 이루어지며, 두번째 분기는 2개의 직렬연결 커패시터 C3, C4로 이루어진다.
도 1a에서, 커패시터 C4를 브리지하여, 2개의 커패시터 C3, C4의 연결점을 GND에 연결해, 결국 DC 전원의 음극이 접지되는 셈이다.
스위치 S1과 S2의 연결점에 공진회로가 연결되는데, 이 공진회로는 공진 인 덕턴스 L1과 2개의 커패시터 C1, C2로 구성되고, 전류는 2개의 경로로 나뉜다.
공진 커패시터 C1이나 C2는 다이오드 D3와 D4 또는 D5와 D6로 이루어진 정류회로에 연결되므로, 출력전압은 +/-, GND의 쌍극 직류전압이고 입력단에는 +/-극의 단극전압이 걸린다. 또, 다이오드쌍 D3, D4 및 D5, D6에 다른 커패시터 C7과 C8이각각 병렬로 연결된다. 스위치 S1, S2는 반도체스위치이자 하프브리지 스위치이다.
도 2, 3은 양극이 접지되거나 제너레이터의 접지가 없는 기본회로의 변형된 회로도이다. 여기서는 DC 전원의 양극이 접지되고, 커패시터 C3를브리지하여 2개 커패시터 C3와 C4의 연결점을 GND에 연결한다.
도 3은 DC 전원이 접지되지 않은 경우의 회로도이다. 2개의 커패시터 C3, C4 모두 회로의 작동소자이고, 그 연결점은 GND에 연결된다.
도 1b는 공진 인덕턴스(L1)에 흐르는 전류와 반도체스위치 S1, S2의 게이트전압의 파형도이다. 스위칭 상태는 아래와 같이 4가지 연속적인 상태가 가능하다:
(1) S1 온, S2 오프
(2) S1 오프, S2 오프
(3) S1 오프, S2 온
(4) S1 오프, S2 오프
(1)의 상태에서, 스위치 S1과 인덕턴스 L1에 전류가 흐른다. 인덕턴스 L1과 커패시터 C1, C2의 연결점에서 전류가 2개 경로로 분기된다. 한쪽에서는 C1과 다이오드 D3를 지나 출력단(+)과 접지단(GND) 사이의 부하로 전류가 흘러, 커패시터 C7이충전되고, 다른 한쪽에서는 커패시터 C2와 다이오드 D5를 거쳐 접지단(GND)으로 전류가 흐른다. 접지단(GND)에서 2개의 전류가 합쳐진 다음 커패시터 C3로 돌아간다. 반도체스위치 S1이 켜져있는 시간은 공진시간의 절반이므로 스위치 S1은 전류가 없이 온오프된다. 공진시간 TR은:
T R = 2π√L 1(C 1//C 2)
(2)의 상태에서, 반도체스위치 S1이 다시 열린다. 인덕턴스 L1의 전류가 공진현상 때문에 반전되어 다이오드 D1과 커패시터 C3에 흐른다. 접지점 GND의 연결점에서 전류가 분기된다. 한쪽 분기전류는 D4, C1, L1을 흐른다. 다른쪽 분기전류는 GND와 (-) 사이의 부하인 D6, C2, L1을 흐른다. 커패시터 C8이 충전된다. 이 상태의 시간은 공진시간 TR의 절반이다. 따라서, L1의 전류는 반사인파로 흐르되 (1)의 상태에 비해 극성이 반대이다.
(3)의 상태에서, 반도체스위치 S2가 닫힌다. S2에 흐르는 전류는 (2)의 상태와 극성이 같다. 접지점 GND의 연결점에서 전류가 분기된다. 한쪽 분기전류는 D4, C1을 흐른다. 다른쪽 분기전류는 GND와 (-) 사이의 부하인 D6, C2를 흐른다. 이 전류는 L1을 통해 역류한다. 커패시터 C8이 충전된다. S2가 켜진 시간은 공진시간의 절반이어서, S2가 전류없이 켜질뿐만 아니라 꺼지기도 한다.
(4)의 상태에서, 반도체스위치 S1, S2가 열린다. D2와 L1에 흐르는 전류는 분기되어, C1과 D3로 흐르거나 C2와 D5로 흐른다. 커패시터 C7이 충전된다. 그러나, L1의 반사인파는 (3)의 상태와 극성이 반대이다.
S1과 S2를 전류 없이 온오프하면 손실이 없어 유리하다. 출력측에 2개의 정 류회로를 두면, 양과 음의 출력전압차를 고려해 입력전압은 최대 2배로 된다. D3와 D4 또는 D5와 D6를 각각 상류측의 공진 커패시터에 연결한 기존의 정류회로쌍에 새로운 정류회로쌍을 직렬연결하거나 새로운 정류회로쌍을 회로에 추가하면 입력전압을 더 높일 수 있다. 정류회로와 공진 커패시터의 쌍도 가능하다. 최대로 공진주파수와 일치하는 스위칭 주파수를 변화시켜 출력전압을 최대값 밑에서 연속으로 조절할 수 있다. 이런식으로 배선을 이용해 회로를 바꾸는 목적은 이상 설명한 최대값보다 큰 값을 연속적으로 조절하기 위해서이다.
도 4a는 공진 커패시터 C1, C2와 관련 정류회로(각각 D3, D4 및 D5와 D6로 구성) 사이에 승압회로 HA를 연결한 회로도이다. 승압회로는 정류회로 하류의 스위치를 통해 정류회로의 입력단을 선택적으로 브리지할 수 있다. 따라서, D3와 D4 또는 D5와 D6에 승압회로를 병렬로 연결하는 것이 좋지만, S3와 D4, S4와 D5를 각각 병렬연결하기도 한다.
승압회로 HA의 기능은 후술한다.
도 4b는 승압모드에서의 S1~S4의 게이트전압 UG_S1~UG_S4, L1의 전류 iL1, S3의 전류 iS3, S4의 전류 iS4의 파형도이다. 스위칭주파수는 공진주파수의 절반이다.
S1을 키면 위상 (1)의 주기동안 S3가 동시에 켜진다. 이렇게 되면 발진회로 인버터의 출력에 대해 하류에 연결된 정류회로의 입력단이 단락된다. 그 결과, 발진회로의 인덕턴스가 짧은 시간에 더 많은 에너지로 충전된다. 다음 위상 (2)에서는, 이 에너지가 D3를 거쳐 C7에 보내진다. 위상 (3)에서 S3는 무전압 정류작용을 한다.
위상 (3)~(6)에서는, S2, S4에 대해 위상 (1)~(3)이 반복된다. 즉, S2, S4가 위상 (4)에서 동시에 켜진다. 발진회로에 추가로 저장된 에너지가 위상 (5)에서 다시 전달된다. 위상 (6)에서 S2가 전압 없이 꺼진다.
위상 (3), (6)이 에너지전달에는 거의 참여치 않고 주로 스위칭 기능을 담당하므로, 이 위상이 가능한한 단축됨이 명백하다. 현대 트랜지스터의 스위칭 시간이 서브마이크로세컨드 범위이므로, 위상 시간도 단축된다. 이는 S1, S2의 스위칭 주파수를 늘려서 이루어진다. 스위칭 주파수에 대해, 발진회로 L1, C1의 공진주파수가 상한값이다. 도 4c가 이런 상태들의 관계를 보여준다. 여기서는 위상 (3), (6)의 시간을 크게 단축했는데, 스위치를 더 잘 이용하고 회로의 손실을 줄이기 위해서이다.
도 5는 본 발명의 DC-DC 컨버터의 다른 회로도이다. 직렬 연결된 두 개의 추가 정류회로로 인버터를 보정했다. 이렇게 되면 승압회로 HA가 동작하지 않아도 최대 출력전압이 두 배로 된다. 동작 순서는 도 4와 같지만 스위치 S3와 S6의 쌍과 S4와 S7의 쌍이 동시에 스위칭 된다.
이 방식에서, 공통의 연결점에서 공진 인덕턴스 L1에 연결된 4개의 공진 커패시터 C11, C1, C2, C12가 제공되고, 스위치 S6, S3, S4, S7이 각각 이들 커패시터와 연결 된다. 출력단에서 8개의 다이오드 D7, D8, D3, D4, D5, D6, D9, D10이 직렬 연결되고 4개의 출력 커패시터 C9, C7, C8, C10이 제공 된다.
제1 스위치 S6은 커패시터 C11과 다이오드 D3, D8 사이에 있다. 제2 스위치 S3는 커패시터 C1과 다이오드 D4, D5 사이에 있다. 제3 스위치 S6은 커패시터 C2와 다이오드 D5, D6 사이에 있다. 제4 스위치 S7은 커패시터 C12와 다이오드 D9, D10 사이에 있다.
도 6은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 제3 실시예의 회로도이다. 도 4a와 비교해, 출력단에 정류 회로를 구현해 도 4a에서 최대로 얻을 수 있었던 출력 전압의 절반만이 승압 회로 HA없이 가능하다. 승압회로 HA는 스위치 S3과 S4로 구성되고 이들 스위치는 도 4b 및 4c와 같은 식으로 시동 된다. 실제적으로 이들 스위치 S3과 S4는 다이오드 D7과 D8로 보정되는데, 이들 다이오드는 스위치가 역방향으로 로드되는것을 방지한다.
공진 커패시터 C1 하나만 공진 인덕턴스 L1에 직렬연결 된다. 승압회로 HA는 C1과 GND사이에 연결되고, 두 개의 스위치 S3과 S4로 구성되며, 이들 스위치는 다이오드 D11, D12에 직렬연결 된다.
도 7은 다른 실시예의 회로도이다. 에너지 전달 특성은 도 6과 비슷하지만, 회로의 DC 출력단과 입력단의 전압은 도 4에서처럼 서로에 대해 고정되지 않는다. 정류회로의 입력단의 선택적 단락을 일으키는 승압회로는 스위치 S3과 S4로 구현되는데, 이들 스위치는 다이오드 D4, D5와 병렬연결 된다. 이 경우에도, 도 4b, 4c와 같은 식으로 스위치가 시동된다.
여기서는 DC 발전기를 임의로 GND에 연결할 수 있는데, 이는 직류전류나 교류전류의 관점에서 C1과 C2는 물론 L1과 L2를 통해 정류회로의 +와 승압회로 HA에서 디커플되기 때문이다. L1과 C1, L2와 C2가 직렬연결 된다. 승압회로 HA는 C1과 C2 사이에 연결 된다.
도 8은 본 발명에 또 다른 실시예의 회로도이다. 양방향 스위치 S5를 다이오드 D13~D16에 연결해 정류회로 입력단에서의 선택적 일시적 단락이 도 8의 회로도에 의해 구현된다. 스위치 S3나 S4를 킴과 동시에 S5가 켜진다(도 4~7 참조). 따라서 S5의 스위칭 주파수는 S3의 두배이다(도 8b 참조).
이 경우 서로 반대 방향으로 배치된 두 쌍의 다이오드 D13, D15와 D14, D16사이에 각각 배치된 스위치 S5로 승압회로 HARK 구현된다. 상기 다이오드 쌍은 모두 공진 커패시터 C1에 연결 되고, 또 공통 연결점에서 정류회로의 D3, D6에 연결되며, 또 다른 공통 연결점에서 GND에도 연결 된다.
도 1a의 기본 회로도와 비교해 두 개의 스위칭 동작이 추가로 삽입 된다. S1이나 S2를 닫으면 S3나 S4(도 8의 경우 S5)가 일정시간 동안 닫힌다. 그러나 스위치 S1이 여전히 닫혀있어도 S3은 다시 열린다. 따라서 종래의 승압 컨버터와 마찬가지로, 상태 (1)과 (4)은 승압 컨버터의 인덕턴스에 에너지가 임시로 저장되는 상태이다. 여기서 승압 컨버터의 인덕턴스는 공진 인덕턴스 L1이다. 스위칭 상태 (1)과 (4)를 여기서는 승압 스위칭 상태라 한다.
승압모드에서 DC-DC 컨버터가 작동하지 않으면 스위치 S3과 S4는 닫히지 않는다. 스위칭 상태 (2), (3), (4), (5)만 일어난다.
상태 (1)에서 전류는 스위치 S1과 인덕턴스 L1에 흐른다. 이 전류는 분기되어, 한쪽으로는 C1과 S3을 거쳐 GND로 흐르고, 다른 한쪽으로는 C2와 D5를 거쳐 GND으로 흐른다. 이어서 전류는 GND에서 합쳐져 C3을 통과한다. 따라서 L1에 에너 지가 저장되고 부하에는 아무런 에너지도 전달되지 않는다.
상태 (2)에서는 S2와 L1을 통과한 전류가 분기되어, 한쪽으로는 C1과 D3과 (+)와GND로 흘러 C7이 로드되고, 다른 한쪽으로는 C2와 D5를 거쳐 GND로 흐른다. 이 전류는 GND에서 합쳐져 C3을 통과한다. 이 경우, L1은 상태 (1)에서 저장된 추가 에너지를 로드에 전달한다. 그 결과 높은 전압이 출력단, 즉 (+)와 GND사이의 부하에 걸린다.
상태 (3)에서는, D1과 C3을 통과한 전류가 분기되어, 한쪽으로는 D4와 C1을 통과하고, 다른 한쪽에서는 GND와 (+)사이의 부하로 흐른다. 이 때 C8이 충전된다. 두 개의 전류는 C1, C2 및 인덕턴스의 연결점에서 합쳐지고 인덕턴스 L1을 통과한다.
상태 (4)에서는 S2를 통과한 전류가 한쪽으로는 D4와 C1을 통과하고 다른 한쪽에서는 S4와 C2를 통과한다. 두 개의 전류는 C1, C2 및 인덕턴스의 연결점에서 합쳐지고 인덕턴스 L1을 통해 S2로 흐른다. 이 상태에서 L1에 에너지가 저장되고, 부하에는 어떤 에너지도 전달되지 않는다.
상태 (5)에서는 S2를 통과한 전기가 분기되어, 한쪽으로는 GND로부터 D4와 C1을 통과하고, 다른 한쪽에서는 GND로부터 D6과 C2를 통해 흐른다. C8이 충전된다. 두 개의 전류는 C1, C2 및 인덕턴스의 연결점에서 합쳐지고 인덕턴스 L1을 통해 S2로 흐른다. 이 상태에서 L1은 상태 (4)에서 저장된 에너지를 부하에 전달하므로, 출력단, 즉 (+)와 GND사이의 부하에 더 높은 전압이 걸린다.
상태 (6)에서는 D2와 L1을 통과한 전류가 분기되어, 한쪽에서는 C1, D3 및 (+)와 GND 사이의 부하에 흘러 C7이 충전되고, 다른 한쪽에서는 C2와 D5를 흐른다. 이 전류는 GND에서 합쳐져 D2를 통과한다.
도 5~8 의 실시예 들은 원칙적으로 동일한 기능적 특성과 스위칭 위상을 가져 본 발명에서는 하나의 그룹으로 묶는다. 이상 설명한 스위칭 위상들은 모든 실시예에서 동일하게 일어나지만 회로의 출력단에 정류회로를 연결하는 방식에 있어서 다르다. 따라서 스위칭 위상의 자세한 설명은 실시예 5~7에도 적용된다.
도 8의 실시예는 하류에 연결된 정류회로의 단락에 양방향 스위치를 사용한 점에서 다르고, 이 스위치는 도 4~7의 실시예의 스위칭 주파수의 두 배로 스위칭 된다. 도 8b는 대응 파형도이다.
도 1은 공진 스위칭 DC-DC 컨버터의 기본 회로도;
도 2는 양극이 접지되거나 제너레이터의 접지가 없는 기본회로의 변형된 회로도;
도 3은 DC 전원이 접지되지 않은 경우의 회로도;
도 4a는 공진 커패시터 C1, C2와 관련 정류회로(각각 D3, D4 및 D5와 D6로 구성) 사이에 승압회로 HA를 연결한 회로도;
도 4b는 승압모드에서의 S1~S4의 게이트전압 UG_S1~UG_S4, L1의 전류 iL1, S3의 전류 iS3, S4의 전류 iS4의 파형도;
도 5는 본 발명의 DC-DC 컨버터의 다른 회로도;
도 6은 본 발명의 DC-DC 컨버터의 제3 실시예의 회로도;
도 7은 다른 실시예의 회로도;
도 8은 본 발명에 또 다른 실시예의 회로도.

Claims (19)

  1. 양극(+)과 음극(-)을 갖는 단극 직류 입력전압을 양극(+)과 접지극(GND)과 음극(-)을 갖는 이극 직류 출력전압으로 변환하기 위해 공진모드에서 동작하는 무변압 DC-DC 컨버터에 있어서:
    - 공진 인덕턴스(L1)와 공진 커패시터(C1,C2)를 갖춘 공진회로를 포함하고;
    - 이극 직류 출력전압이 걸리도록 공진 커패시터(C1,C2)가 정류회로 소자(D3,D4;D5,D6) 각각에 연결되며;
    - 공진 커패시터(C1,C2)와 정류회로의 다이오드(D3,D4;D5,D6) 각각에 승압회로(HA)가 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 승압회로(HA)에 스위치(S3~S6)를 다는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 공진 커패시터(C1,C2)가 공통 연결점에서 공진 인덕턴스(L1)에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 승압회로(HA)를 공진 커패시터(C1,C2)와 정류회로의 다이오드(D3,D4;D5,D6) 사이에 배치한 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 승압회로(HA)가 스위치(S3,S4;S6,S7)와 역병렬 다이오드(D4;D5;D8;D9)를 포함하고, 상기 스위치들이 역방향으로 배선된 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  6. 제4항에 있어서, 승압회로(HA)가 스위치(S3,S4)와 병렬 다이오드(D4;D5)를 포함하고, 상기 다이오드(D4;D5)가 관련 정류회로의 일부분인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  7. 제2항 내지 제6항 중의 어느 하나에 있어서, 승압회로의 스위치(S3-S6) 중의 어느 하나를 닫으면 스위치(S3,S4;S6,S7)가 교대로 작동되고, 스위치(S3-S6) 중의 어느 하나를 닫으면 부분 공진회로가 작동되어 스위치(S3-S6)와 관련 병렬 다이오드에 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  8. 제2항 내지 제7항 중의 어느 하나에 있어서, 공통 연결점에서 공진 인덕턴스(L1)에 4개의 공진 커패시터(C11,C1,C2,C12)가 연결되고, 이들 커패시터에 스위치(S6,S3,S4,S7)가 각각 하나씩 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제2항 내지 제7항 중의 어느 하나에 있어서, 제1 인덕턴스(L1)가 커패시터(C1)에 직렬연결되고 제2 인덕턴스(L2)가 커패시터(C2)에 직렬연결되며, 승압회로(HA)가 두 개의 커패시터(C1,C2) 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨 버터.
  10. 제9항에 있어서, 승압회로(HA)가 정류회로의 다이오드(D4,D5) 각각에 병렬연결된 두 개의 스위치(S3,S4)로 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  11. 제2항 내지 제7항 중의 어느 하나에 있어서, 공진 커패시터(C1)가 공진 인덕턴스(L1)에 직렬연결된 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  12. 제11항에 있어서, 승압회로(HA)가 공진 커패시터(C1)와 접지극(GND) 사이에 연결되고 다이오드(D11,D12)에 직렬연결된 두 개의 스위치(S3,S4)로 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  13. 제11항에 있어서, 서로 반대방향으로 배치된 두 쌍의 다이오드(D13,D15;D14,D16) 사이에 배치된 스위치(S5)가 승압회로(HA)에 있고, 상기 두 쌍의 다이오드는 공진 커패시터(C1)와 정류회로 다이오드(D3,D6) 양쪽에 연결되고 또한 다른 공통 연결점에서 접지극(GND)에도 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  14. 제1항 내지 제13항 중의 어느 하나에 있어서, DC-DC 컨버터의 입력 전압이 임계값 밑으로 떨어질 때만 승압회로(HA)가 작동되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨 버터.
  15. 제1항 내지 제 14 중의 어느 하나에 있어서, 두 개의 하프브리지 스위치(S1,S2) 가 달린 하프브리지 회로인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  16. 제1항 내지 제15항 중의 어느 하나에 있어서, 입력 전극(+,-) 중의 하나가 접지극(GND)에 연결되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  17. 제1항 내지 제15항 중의 어느 하나에 있어서, 입력 전극(+,-) 어느 하나도 접지극(GND)에 연결되지 않는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  18. 직류전압을 배선망에 맞는 교류 전압으로 변환하기 위한 인버터에서의 제 1항 내지 제17항에 따른 DC-DC 컨버터의 용도.
  19. 태양광 전압을 배선망에 맞는 교류 전압으로 변환하기 위한 태양광 발전 인버터에서의 제18항에 따른 DC-DC 컨버터의 용도.
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