CN116961429A - 一种基于钳位电路的移相全桥变换器 - Google Patents

一种基于钳位电路的移相全桥变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种基于钳位电路的移相全桥变换器，属于开关电源技术领域，解决了现有移相全桥变换器工作过程中损耗严重、反向恢复电流严重的问题。基于钳位电路的移相全桥变换器，所述移相全桥变换器的次级变压器带中心抽头，所述中心抽头连接钳位电路；所述钳位电路包括钳位二极管D1、钳位二极管D2以及钳位电容Cc；其中，所述中心抽头连接所述钳位二极管D1的正极，所述钳位二极管D1的负极连接所述钳位二极管D2的正极、以及钳位电容Cc的一端；所述钳位二极管D2的负极连接输出电感L0的一端，所述输出电感L0的另一端连接输出的正母线；所述钳位电容Cc的另一端连接输出的负母线。

Description

一种基于钳位电路的移相全桥变换器
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种基于钳位电路的移相全桥变换器。
背景技术
移相全桥DC-DC变换器因其结构简单、宽范围软开关、易于实现高频率、效率高等优点被广泛应用于高功率DC-DC变换器中，尤其在车载充电机中得到了广泛应用。
然而，移相全桥DC-DC变换器也存在一些缺点，比如副边整流桥存在很大的电压震荡，针对车载充电器输出电压高的特点，该问题就显得更为严重，就需要更高额定电压的开关管或者二极管，从而会有更大的正向压降或者导通电阻，造成较大的导通损耗。
传统采用RCD吸收电路会产生较大的损耗。另外原边存在漏感的续流，会产生较大的传导损耗。还有就是副边整流桥的反向恢复电流很大，主要由于换相期间变压器原边电流斜率较大。因此副边整流桥关断时会流过严重的反向恢复电流。
发明内容
鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种基于钳位电路的移相全桥变换器，用以解决现有移相全桥变换器工作过程中损耗严重、反向恢复电流严重的问题。
本发明公开了一种基于钳位电路的移相全桥变换器，所述移相全桥变换器的次级变压器带中心抽头，所述中心抽头连接钳位电路；所述钳位电路包括钳位二极管D1、钳位二极管D2以及钳位电容Cc；其中，
所述中心抽头连接所述钳位二极管D1的正极，所述钳位二极管D1的负极连接所述钳位二极管D2的正极、以及钳位电容Cc的一端；所述钳位二极管D2的负极连接输出电感L0的一端，所述输出电感L0的另一端连接输出的正母线；所述钳位电容Cc的另一端连接输出的负母线。
在上述方案的基础上，本发明还做出了以下改进：
进一步，所述移相全桥变换器的副边电路包括：MOS管S5-S8、输出电感L0、输出电容C0及电阻R；其中，
MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极均连接次级变压器的同名端，MOS管S8的源极和MOS管S7的漏极均连接次级变压器的异名端；
MOS管S5的漏极与MOS管S8的漏极、以及所述输出电感L0的一端相连；
MOS管S6的源极与MOS管S7的源极均连接输出的负母线；
所述输出的正母线和负母线之间还并联输出电容C0及电阻R。
进一步，所述移相全桥变换器的原边电路包括：MOS管S1-S4、漏感LLkg及电容Cg；其中，
MOS管S1的源极与MOS管S2的漏极相连，MOS管S4的源极与MOS管S3的漏极相连；
MOS管S1的漏极与MOS管S4的漏极均连接电压源Vs的正极；
MOS管S2的源极与MOS管S3的源极均连接电压源Vs的负极；
MOS管S1的源极还连接漏感LLkg的一端，漏感LLkg的另一端连接电容Cg的一端，电容Cg的另一端连接初级变压器的同名端，初级变压器的异名端连接MOS管S4的源极。
进一步，当所述移相全桥变换器工作于模式1时的工作过程为：
电压源Vs供电，原边电路中MOS管S1和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7导通；此时，
钳位二极管D1导通，钳位电容Cc充电；次级变压器的中心抽头处的电压被钳位到钳位电容电压Vc，副边电路的输出电压被钳位到2Vc。
进一步，当所述移相全桥变换器工作于模式2时的工作过程为：
电压源Vs停止供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7导通；此时，
钳位二极管D1断开，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
进一步，当所述移相全桥变换器工作于模式2时，漏感LLkg的电压VLkg降低，流经漏感LLkg的电流ipri的斜率平缓。
进一步，当所述移相全桥变换器工作于模式3时的工作过程为：
电压源Vs停止供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7关闭；此时，
MOS管S5和MOS管S7的反向电压增加到钳位电容电压Vc，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
进一步，当所述移相全桥变换器工作于模式4时的工作过程为：
电压源Vs供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S4导通，副边电路中MOS管S6和MOS管S8导通；此时，
钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
进一步，所述移相全桥变换器的变比为1：0.5n：0.5n，n表示次级变压器的变比系数。
进一步，n取0.5。
与现有技术相比，本发明至少可实现如下有益效果之一：
本发明提供的基于钳位电路的移相全桥变换器，通过在变压器副边绕组引入中心抽头，加入由钳位二极管D1、D2以及钳位电容CC组成的钳位电路，通过钳位电容CC的钳位作用，可大幅度降低副边整流桥的关断电压震荡，并且减小原边续流期间的传导损耗。因为当超前开关管关闭时，漏感VLkg两端的电压具有负值，直到ipri等于iLm。此外，没有占空比损失，因为ipri和初级侧变压器两端的电压具有相同的相位。另外通过减缓原边电流的斜率，副边的反向恢复电流降低，从而副边整流桥关断时，两端的反向电压更低。由于续流期间输出电感L0两端的低电压，L0的值显着降低，从而在电路设计时，可以减小磁性器件体积。
本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。
附图说明
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
图1为本实施例提供的基于钳位电路的移相全桥变换器结构示意图；
图2为本实施例提供的基于钳位电路的移相全桥变换器的工作过程示意图；其中，图2(a)对应模式1，图2(b)对应模式2，图2(c)为模式3，图2(d)为模式4。
具体实施方式
下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。
本发明的一个具体实施例，公开了一种基于钳位电路的移相全桥变换器，结构示意图如图1所示，所述移相全桥变换器的次级变压器带中心抽头，所述中心抽头连接钳位电路；所述钳位电路包括钳位二极管D1、钳位二极管D2以及钳位电容Cc；其中，所述中心抽头连接所述钳位二极管D1的正极，所述钳位二极管D1的负极连接所述钳位二极管D2的正极、以及钳位电容Cc的一端；所述钳位二极管D2的负极连接输出电感L0的一端，所述输出电感L0的另一端连接输出的正母线；所述钳位电容Cc的另一端连接输出的负母线。
具体地，移相全桥变换器的副边电路包括：MOS管S5-S8、输出电感L0、输出电容C0及电阻R；其中，
MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极均连接次级变压器的同名端，MOS管S8的源极和MOS管S7的漏极均连接次级变压器的异名端；MOS管S5的漏极与MOS管S8的漏极、以及所述输出电感L0的一端相连；MOS管S6的源极与MOS管S7的源极均连接输出的负母线；所述输出的正母线和负母线之间还并联输出电容C0及电阻R。
具体地，所述移相全桥变换器的原边电路包括：MOS管S1-S4、漏感LLkg及电容Cg；其中，
MOS管S1的源极与MOS管S2的漏极相连，MOS管S4的源极与MOS管S3的漏极相连；MOS管S1的漏极与MOS管S4的漏极均连接电压源Vs的正极；MOS管S2的源极与MOS管S3的源极均连接电压源Vs的负极；MOS管S1的源极还连接漏感LLkg的一端，漏感LLkg的另一端连接电容Cg的一端，电容Cg的另一端连接初级变压器的同名端，初级变压器的异名端连接MOS管S4的源极。
在本实施例中，移相全桥变换器的变比为1：0.5n：0.5n，n表示次级变压器的变比系数，n优选取0.5。
每个开关周期Ts由两个半周期组成。由于操作是对称的，下面介绍半个周期的工作模式。共四个工作模式。为了简单说明，假设钳位电容CC大到足以在Ts期间被视为恒压源。
移相全桥变换器在不同模式下的工作过程如图2所示，介绍如下：
模式1：参考图2(a)，电压源Vs供电，原边电路中MOS管S1和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7导通；此时，钳位二极管D1导通，钳位电容Cc充电；次级变压器的中心抽头处的电压被钳位到钳位电容电压Vc，副边电路的输出电压被钳位到2Vc。
更具体地，当从钳位二极管D2到MOS管S5和S7的换向结束时，该模式1开始。在此模式下，功率通过输出电感L0从输入传送到输出，并对钳位电容CC充电。由于钳位二极管D1开启提供钳位路径，次级变压器中心抽头处的电压被钳位到钳位电容电压Vc。这使得次级整流桥输出电压Vrect被钳位到2Vc。因此，副边整流桥上的最大电压应力被钳位到2Vc。
模式2：参考图2(b)，电压源Vs停止供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7导通；此时，漏感LLkg的电压VLkg降低，流经漏感LLkg的电流ipri的斜率平缓。钳位二极管D1断开，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
更具体地，模式2在关闭MOS管S1并打开MOS管S2时开始。由于MOS管S2和S3以及MOS管S5和S7和D2处于导通状态，因此，模式2的起始时刻，漏感两端电压VLkg等于-Vc/n。随着负VLkg，以及原边电流ipri降低，循环电流将大大降低，因为变压器原边电压VLm上的电压乘以原边电流与励磁电流的差ipri-iLm为正，将功率传输到次级侧。此外，由于漏感电压VLkg比Vc/n值更低，等于或低于0.5输入电压VS，所以ipri的斜率平缓。因此，副边的反向恢复电流降低，从而副边整流桥关断时，两端的反向电压更低。
模式3：参考图2(c)，电压源Vs停止供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7关闭；此时，MOS管S5和MOS管S7的反向电压增加到钳位电容电压Vc，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
更具体地，模式3在MOS管S5和S7关闭时开始。MOS管S5和S7的反向电压增加到Vc，与传统移相全桥变换器相比，该值要低得多。因此，由于低反向电压和降低的反向恢复电流，MOS管S5和S7中的开关损耗显著降低。在此模式下，Cc中存储的电容能量被传输到输出端。由于在Vc的帮助下对输出电感L0施加的电压要小得多，因此可以大大减轻输出电感L0的负担。
模式4：参考图2(d)，电压源Vs供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S4导通，副边电路中MOS管S6和MOS管S8导通；此时，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
更具体地，此模式在MOS管S3关闭且MOS管S4开启时开始。由于S2、S4、S6、S4和D2处于导通状态，因此VLkg等于–(VS-VC/n)。随着负VLkg，ipri开始向负方向增加。这里没有占空比损失，因为VLm乘以ipri-iLm为正，将功率传输到次级侧。
与现有技术相比，本实施例提供的基于钳位电路的移相全桥变换器，通过在变压器副边绕组引入中心抽头，加入由钳位二极管D1、D2以及钳位电容CC组成的钳位电路，通过钳位电容CC的钳位作用，可大幅度降低副边整流桥的关断电压震荡，并且减小原边续流期间的传导损耗。因为当超前开关管关闭时，漏感VLkg两端的电压具有负值，直到ipri等于iLm。此外，没有占空比损失，因为ipri和初级侧变压器两端的电压具有相同的相位。另外通过减缓原边电流的斜率，副边的反向恢复电流降低，从而副边整流桥关断时，两端的反向电压更低。由于续流期间输出电感L0两端的低电压，L0的值显着降低，从而在电路设计时，可以减小磁性器件体积。
综上所述，本实施例在传统移相全桥变换器的基础上引入一种使用中心抽头的钳位电路，在不增加任何控制的前提下，副边整流桥(即副边电路)的电压震荡被很好地钳位到两倍的钳位电容电压。大大降低了副边整流桥的电压应力。由于在超前桥臂开关管(S1)关断时，漏感两端的电压具有负值，可大大减小环流。从而原边续流期间的漏感传导损耗得到减小。另外原边的电流斜率得到降低，副边的反向恢复电流降低，从而副边整流桥关断时，两端的反向电压更低，减小开关损耗。
本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，所述移相全桥变换器的次级变压器带中心抽头，所述中心抽头连接钳位电路；所述钳位电路包括钳位二极管D1、钳位二极管D2以及钳位电容Cc；其中，
所述中心抽头连接所述钳位二极管D1的正极，所述钳位二极管D1的负极连接所述钳位二极管D2的正极、以及钳位电容Cc的一端；所述钳位二极管D2的负极连接输出电感L0的一端，所述输出电感L0的另一端连接输出的正母线；所述钳位电容Cc的另一端连接输出的负母线。
2.根据权利要求1所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，所述移相全桥变换器的副边电路包括：MOS管S5-S8、输出电感L0、输出电容C0及电阻R；其中，
MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极均连接次级变压器的同名端，MOS管S8的源极和MOS管S7的漏极均连接次级变压器的异名端；
MOS管S5的漏极与MOS管S8的漏极、以及所述输出电感L0的一端相连；
MOS管S6的源极与MOS管S7的源极均连接输出的负母线；
所述输出的正母线和负母线之间还并联输出电容C0及电阻R。
3.根据权利要求2所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，所述移相全桥变换器的原边电路包括：MOS管S1-S4、漏感LLkg及电容Cg；其中，
MOS管S1的源极与MOS管S2的漏极相连，MOS管S4的源极与MOS管S3的漏极相连；
MOS管S1的漏极与MOS管S4的漏极均连接电压源Vs的正极；
MOS管S2的源极与MOS管S3的源极均连接电压源Vs的负极；
MOS管S1的源极还连接漏感LLkg的一端，漏感LLkg的另一端连接电容Cg的一端，电容Cg的另一端连接初级变压器的同名端，初级变压器的异名端连接MOS管S4的源极。
4.根据权利3所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，当所述移相全桥变换器工作于模式1时的工作过程为：
电压源Vs供电，原边电路中MOS管S1和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7导通；此时，
钳位二极管D1导通，钳位电容Cc充电；次级变压器的中心抽头处的电压被钳位到钳位电容电压Vc，副边电路的输出电压被钳位到2Vc。
5.根据权利4所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，当所述移相全桥变换器工作于模式2时的工作过程为：
电压源Vs停止供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7导通；此时，
钳位二极管D1断开，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
6.根据权利5所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，当所述移相全桥变换器工作于模式2时，漏感LLkg的电压VLkg降低，流经漏感LLkg的电流ipri的斜率平缓。
7.根据权利5所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，当所述移相全桥变换器工作于模式3时的工作过程为：
电压源Vs停止供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S3导通，副边电路中MOS管S5和MOS管S7关闭；此时，
MOS管S5和MOS管S7的反向电压增加到钳位电容电压Vc，钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
8.根据权利7所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，当所述移相全桥变换器工作于模式4时的工作过程为：
电压源Vs供电，原边电路中MOS管S2和MOS管S4导通，副边电路中MOS管S6和MOS管S8导通；此时，
钳位二极管D2导通，钳位电容Cc中存储的电容能量被传输到输出端。
9.根据权利1-8中任一项所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，所述移相全桥变换器的变比为1：0.5n：0.5n，n表示次级变压器的变比系数。
10.根据权利9所述的基于钳位电路的移相全桥变换器，其特征在于，n取0.5。
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