JPWO2009107195A1 - 無線基地局装置、周波数偏差検出方法及び移動体通信システム - Google Patents

Abstract

端末より送信されるプリアンブル信号を検出して逆拡散タイミングを求めるパス検出手段と、前記パス検出手段から通知される逆拡散タイミングを用いて前記端末より送信されるメッセージ信号の逆拡散を行う逆拡散手段と、前記逆拡散されたメッセージ信号のパイロット信号から前記逆拡散されたメッセージ信号の周波数偏差を算出する算出手段と、を有する無線基地局装置であって、前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号を検出する際に前記プリアンブル信号の周波数偏差を検出し初期値情報として前記算出手段に供給する初期値情報検出手段を有し、前記算出手段は、前記メッセージ信号の周波数偏差の算出に前記初期値情報を用いる初期値情報追加手段を有する無線基地局装置を用いる。

Description

本発明は、移動体通信システムの無線基地局装置、周波数偏差検出方法及び移動体通信システムに関する。

例えばＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の移動体通信システムにおいては、上りリンク（Ｕｐｌｉｎｋ）の場合、端末（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）の送信の基準となる発振器と無線基地局（ＢＴＳ：Ｂａｓｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）での受信の基準となる発振器の周波数ずれが受信側の特性を劣化させる要因となる。また、下りリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）の場合、無線基地局の送信の基準となる発振器と端末での受信の基準となる発振器の周波数ずれが受信側の特性を劣化させる要因となる。更に端末が移動することで生じるドップラーシフトによる周波数偏差が受信側の特性を劣化させる要因となる。この劣化要因を抑え特性向上を図るため、受信側では一般的に自動周波数制御周波数偏差補正（ＡＦＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が行われる。

このうち、端末から無線基地局（ＢＴＳ）への初期接続方式としてＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）での伝送が用いられている。ＰＲＡＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）は、制御情報が載っている短いパケットの転送用上りリンクのチャネルである。無線基地局では常にＲＡＣＨを観測しており、受信が成功した場合、音声通信やデータ通信用のチャネルへ移行する。

図１に、ＰＲＡＣＨの一例の送受信タイミングを示す。端末（ＵＥ）から送信（Ｔｘ）されるプリアンブル信号を無線基地局では最初に検出し、検出が成功したらＡＣＫ情報を無線基地局から端末に向けて送信する。端末ではＡＣＫ信号を受信すると、制御情報が載っているパケット上のメッセージを無線基地局に向けて送信する。

プリアンブル信号が無線基地局で検出されないと、すなわち端末にＡＣＫ信号が返ってこないと、無線基地局は所定の回数だけプリアンブル信号の送信を繰り返す。プリアンブル信号は例えば４０９６チップ長（１チップは３．８４ＭＨｚ^−１）の決まったデータパターンであり拡散されている。

メッセージ信号は例えば２０ｍｓの信号であり、決まったデータパターンを持っているパイロット信号を有するコントロールパート（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐａｒｔ）と、制御信号データが載っているデータパート（Ｄａｔａ Ｐａｒｔ）で構成され、やはり拡散されている。

プリアンブル信号の先頭からＡＣＫ信号までの時間は、例えば７６８０チップ長、プリアンブル信号からメッセージ信号までの時間は、例えば１５３６０チップ長となる。このようなＲＡＣＨの送受信動作から、無線基地局側ではプリアンブル信号、メッセージ信号とも同一の端末からの受信波となり、かつプリアンブル信号とメッセージ信号の間隔も短いため、周波数偏差やドップラーシフト量も、プリアンブル信号とメッセージ信号でほぼ同一となる。

このＲＡＣＨの無線基地局の受信特性を向上させること、その際に周波数偏差補正の特性を向上させることが端末と無線基地局装置間の接続性の向上になる。

図２は、従来の無線基地局装置のベースバンド受信部（ＢＢ部）におけるＲＡＣＨ受信回路の一例のブロック図を示す。

同図中、アンテナ１０は複数設けられており、各アンテナ１０で受信された信号はバンドパスフィルタ１１で帯域制限された後、２分岐される。その一方は、混合部１２に供給され、発振器１３からの発振信号と混合されることにより周波数変換され、ローパスフィルタ１４を通してＡ／Ｄ変換部１５に供給され、ここでデジタル化されＩ信号（実軸）としてパス検出部１６及び逆拡散部１７に供給される。

２分岐された信号の他方は、発振器１３からの発振信号を移相器１８でπ／２だけ移相した発振信号と混合部１９で混合されることにより周波数変換され、ローパスフィルタ２０を通してＡ／Ｄ変換部２１に供給され、ここでデジタル化されＱ信号（虚軸）としてパス検出部１６及び逆拡散部１７に供給される。

パス検出部１６ではＰＲＡＣＨのプリアンブル検出処理を実施し、プリアンブル信号を検出した際に得た伝播路が異なる複数パスの逆拡散タイミングを逆拡散部１７に通知する。プリアンブル信号自体は、決まったデータパターンを拡散処理された信号であるため、例えばマッチドフィルタとパターン一致検出回路を組み合わせることで、プリアンブル検出が可能となる。

逆拡散部１７は、ＰＲＡＣＨのメッセージ信号の逆拡散処理をパス検出部１６から通知された複数の逆拡散タイミングそれぞれで行う。それぞれのタイミングの逆拡散後信号は、周波数偏差算出部２２、複数の伝播路推定部２３−１〜２３−Ｎ、複数の検波処理部２０−１〜２０−Ｎに供給される。

周波数偏差算出部２２は、ベースバンドにおける周波数補正（ＡＦＣ）を行うためにメッセージ信号の周波数偏差を算出し、この情報を伝播路推定部２３−１〜２３−Ｎに通知する。

伝播路推定部２３−１〜２３−Ｎは、この周波数偏差情報を使用して伝播路推定情報を生成する。検波処理部２４−１〜２４−Ｎは、伝播路推定部２３−１〜２３−Ｎからの伝播路推定情報を使用して同期検波を行う。

検波処理部２４−１〜２４−Ｎの出力信号は最大比合成部２５において合成された後、誤り判定部２６において合成信号の判定を行い、復号データとして出力される。

なお、特許文献１には、受信信号に周波数ドリフトが存在する場合、固定パターン検出特性の低下を抑制する方法が記載されている。

また、特許文献２には、バースト信号毎の位相変化量に適応したディレイプロファイルを生成することができ、伝搬環境に適応した制御を可能とする装置及び方法が記載されている。

また、特許文献３には、プリアンブルの検出を同期／非同期の２種類の検出器で判定する方法が記載されている。

また、特許文献４には、バースト的に送信される信号に対しても、演算量の増加を抑えつつ、高精度にドップラー周波数を検出して、周波数オフセット補正を行う方法が記載されている。
特開２００３−１５２６００ 特開２００４−２７４３１７ 特開２００３−２５８９２５ 特許３５２２６３１号

図３は、周波数偏差算出部２２の一例の回路構成図を示す。周波数偏差算出部２２は、メッセージ信号のＡＦＣ補正を行うため、メッセージ信号のコントロールパートのパイロット信号を使った周波数偏差情報の生成回路の一例を示す。ここでは、パイロット信号の２シンボル間の周波数偏差を算出している。

周波数偏差の推定精度は、スロット数が多ければ多いだけＳ／Ｎの平均化が行われて検出精度が向上する。つまり、メッセージ信号の第１スロットに関しては、周波数偏差検出に使用している平均化母数が少ないため、精度のよい周波数偏差を算出することは難しい。

このため、従来は、第１スロットから周波数偏差の算出はしているものの、第１スロットからのＡＦＣ補正への適用はしておらず、図３においては第４スロット以降の周波数偏差をＡＦＣ補正に適用している。これはノイズにより誤判定してしまうことを排除するためである。

パス検出部１６はプリアンブル信号を検出すると、即刻、ＡＣＫ信号の送信を指示しなければならず、上記周波数偏差算出部２２の情報を適用することができない。

また、パス検出部１６に、周波数偏差算出部２２のような回路を設けても、プリアンブル信号の周波数補正情報を算出するまでの時間が短く、精度よく周波数補正を行えない。そのため、例えばマッチドフィルタ方式の場合、４０９６チップ長のプリアンブル信号を複数に分割して、それぞれで振幅加算を行うことで、プリアンブル信号の周波数偏差を補正している。

いずれにしても、従来は、プリアンブル信号の周波数偏差を向上させる方法と、メッセージ信号の周波数偏差補正方法は独立して制御されている。

高速移動体のドップラーシフトにより発生する周波数偏差、特に、無線基地局装置の近傍で端末を載せた移動体が高速に通過する場合のドップラーシフトによる周波数偏差が大きい場合、又は、送信側と受信側の発振器の周波数ずれから生じる周波数偏差が大きい場合、プリアンブル信号についてはプリアンブル長を複数セグメント化することにより周波数偏差の影響を小さくして特性向上を図る方法は検討されている（特許文献１〜４を参照）。

しかし、プリアンブル信号の周波数偏差特性を向上させたとしても、プリアンブル信号の周波数偏差を向上させる方法とメッセージ信号の周波数偏差補正方法は独立して制御されるため、プリアンブル信号と同様にメッセージ信号の周波数偏差補正特性を向上させなければ、ＲＡＣＨ全体としての特性向上とはならないという問題があった。

開示の装置は、上記の点に鑑みなされたものであり、メッセージ信号の周波数偏差補正特性を向上させることができる無線基地局装置、周波数偏差検出方法及び移動体通信システムを提供することを総括的な目的とする。

端末より送信されるプリアンブル信号を検出して逆拡散タイミングを求めるパス検出手段と、前記パス検出手段から通知される逆拡散タイミングを用いて前記端末より送信されるメッセージ信号の逆拡散を行う逆拡散手段と、前記逆拡散されたメッセージ信号のパイロット信号から前記逆拡散されたメッセージ信号の周波数偏差を算出する算出手段と、を有する無線基地局装置であって、前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号を検出する際に前記プリアンブル信号の周波数偏差を検出し初期値情報として前記算出手段に供給する初期値情報検出手段を有し、前記算出手段は、前記メッセージ信号の周波数偏差の算出に前記初期値情報を用いる初期値情報追加手段を有する無線基地局装置を用いる。

このような無線基地局装置によれば、メッセージ信号の周波数偏差補正特性を向上させることができる。

ＰＲＡＣＨの一例の送受信タイミングを示す図である。 従来のＲＡＣＨ受信回路の一例のブロック図である。 周波数偏差情報の生成回路の一例を示す図である。 ＲＡＣＨ受信回路の一実施形態のブロック図である。 パス検出部の第１実施形態の回路構成図である。 パス検出部の第１実施形態の回路構成図である。 プリアンブルプロファイルの一例を示す図である。 振幅情報ΔΘ０ｍ，ΔΘ１ｍと周波数偏差ΔΦｍの概念図である。 周波数偏差算出部の一実施形態の回路構成図である。 伝搬路推定部と検波処理部の一実施形態の回路構成図である。 パス検出部の第１実施形態の変形例の回路構成図である。 パス検出部の第１実施形態の他の変形例の回路構成図である。 パス検出部の第１実施形態の別の変形例の回路構成図である。 パス検出部の第２実施形態の回路構成図である。 プリアンブルプロファイルの他の一例を示す図である。 パス検出部の第２実施形態の変形例の回路構成図である。

符号の説明

３０ アンテナ
３１ バンドパスフィルタ
３２，３９ 混合部
３３ 発振器
３４，４０ ローパスフィルタ
３５，４１ Ａ／Ｄ変換部
３６ パス検出部
３７ 逆拡散部
３８ 移相器
４２ 周波数偏差算出部
４３−１〜４３−Ｎ 伝播路推定部
４４−１〜４４−Ｎ 検波処理部
４５ 最大比合成部
４６ 誤り訂正部

以下、図面に基づいて実施形態について説明する。

<実施形態>
図４は、無線基地局装置のベースバンド受信部（ＢＢ部）におけるＲＡＣＨ受信回路の一実施形態のブロック図を示す。

同図中、アンテナ３０は複数設けられており、各アンテナ３０で受信された信号はバンドパスフィルタ３１で帯域制限された後、２分岐される。その一方は混合部３２に供給され、発振器３３からの発振信号と混合されることにより周波数変換され、ローパスフィルタ３４を通してＡ／Ｄ変換部３５に供給され、ここでデジタル化されＩ信号（実軸）としてパス検出部３６及び逆拡散部３７に供給される。

２分岐された信号の他方は、発振器３３からの発振信号を移相器３８でπ／２だけ移相した発振信号と混合部３９で混合されることにより周波数変換され、ローパスフィルタ４０を通してＡ／Ｄ変換部４１に供給され、ここでデジタル化されＱ信号（虚軸）としてパス検出部３６及び逆拡散部３７に供給される。

パス検出部３６ではＰＲＡＣＨのプリアンブル検出処理を実施し、プリアンブル信号を検出した際に得た伝播路が異なる複数パスの逆拡散タイミングを逆拡散部３７に通知する。プリアンブル信号自体は、決まったデータパターンを拡散処理した信号であるため、例えばマッチドフィルタとパターン一致検出回路を組み合わせることで、プリアンブル検出が可能となる。また、パス検出部３６は複数パスの逆拡散タイミング通知の際、プリアンブル信号から周波数偏差初期値情報（初期値情報）を算出し周波数偏差算出部（算出手段）４２に通知する。

逆拡散部３７は、ＰＲＡＣＨのメッセージ信号の逆拡散処理をパス検出部３６から通知された複数の逆拡散タイミングで行う。それぞれのタイミングの逆拡散された信号は、周波数偏差算出部４２、複数の伝播路推定部４３−１〜４３−Ｎ、複数の検波処理部４４−１〜４４−Ｎに供給する。

周波数偏差算出部４２は、逆拡散部３７から供給されるメッセージ信号内のパイロット信号を使用して周波数偏差を算出する。この際に、パス検出部３６から通知された周波数偏差初期値情報も使用する。得られたメッセージ信号の周波数偏差情報を伝播路推定部４３−１〜４３−Ｎに通知する。

伝播路推定部４３−１〜４３−Ｎは、この周波数偏差情報を使用して伝播路推定情報を生成する。検波処理部４４−１〜４４−Ｎは、伝播路推定部４３−１〜４３−Ｎからの伝播路推定情報を使用して同期検波を行う。

検波処理部４４−１〜４４−Ｎの出力信号は最大比合成部４５において合成された後、誤り訂正部４６において合成信号の誤り訂正を行い、復号データとして出力される。

上記のパス検出部３６から周波数偏差初期値情報を周波数偏差算出部４２に通知する構成とすることにより、メッセージ信号の周波数偏差に対する補正特性を向上させる。

<パス検出部>
３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）におけるＰＲＡＣＨのプリアンブル信号とメッセージ信号の関係は図１に示す通りとなっており、無線基地局装置は端末からのプリアンブル信号をパス検出部３６で検出し、Ａｃｋを図４には示さない送信部から端末に送信することにより、端末はメッセージ信号の送信を実施する。プリアンブル信号長は、４０９６チップである。

図５は、パス検出部３６の一実施形態のブロック図を示す。同図中、プリアンブル受信データのＩ，Ｑ信号はそれぞれマッチドフィルタ３６−１，３６−１に供給され、スクランブリングコードパターンキャンセル及びプリアンブルパターンキャンセルされたコードとの乗算が行われ、Ｉ，Ｑ信号それぞれの振幅相関値が得られる。Ｉ，Ｑ信号それぞれの振幅相関値は振幅相関加算部３６−３，３６−４において加算されて累積振幅相関値が得られる。

上記Ｉ，Ｑ信号それぞれの累積振幅相関値は電力変換部３６−５において、電力情報に変換され、プリアンブルプロファイルとしてプロファイルメモリ３６−６に記憶される。パス判定部３６−７はプロファイルメモリ３６−６に記憶されているプリアンブルプロファイル（電力情報）がしきい値を超えた場合にプリアンブル検出と判定し、プリアンブル検出、かつ、最大電力となったタイミング（一又は複数タイミング）を逆拡散タイミング情報として逆拡散部３７に通知する。

また、周波数偏差検出部３６−８は、例えばプリアンブルを分割した複数ブロックそれぞれの累積振幅相関値から周波数偏差初期値を算出して保持し、パス判定部３６−７からプリアンブル検出、かつ、最大電力となったタイミングを通知されると、このタイミングで算出した周波数偏差初期値を周波数偏差算出部４２に通知する。

図６は、パス検出部３６の第１実施形態の回路構成図を示す。同図中、４０９６チップに対して、チップ単位でスクランブリングコードパターンキャンセル及びプリアンブルパターンキャンセルを施したパターンキャンセル後のコードと、Ａ／Ｄ変換器３５が出力するプリアンブル受信データ（実軸）のＭオーバーサンプルデータとの累積振幅相関を演算する。

すなわち、パターンキャンセル後のコードとプリアンブル受信データのＭオーバーサンプルデータとを乗算器５０で乗算して振幅相関値を求め、この振幅相関値を加算器５１で累積加算して累積振幅相関を求める。

この累積振幅相関演算は、チップ間隔で４０９６チップを、セル半径Ｌ（例えば１０Ｋｍ）に応じた時間分（例えば２５６チップ分）行う。更に、累積振幅相関値を乗算器５２で２乗することで電力変換を行い、Ａ／Ｄ変換器４１が出力するプリアンブル受信データ（虚軸）のＭオーバーサンプルデータに対し同様にして得た累積振幅相関値を電力変換した値と加算器５３，５４で加算することにより、図７に示すようなプリアンブルプロファイルを生成している。

なお、図６の下部には、１オーバーサンプル（ｏｓ）ずれたパターンキャンセル後のコードと、Ｌオーバーサンプルずれたパターンキャンセル後のコードを示している。

実際には、周波数偏差の影響やフェージングの影響を軽減するため、４０９６チップをＮ分割して１チップでＮ個の振幅情報を生成する構成とし、図６では２分割（Ｎ＝２）の例を記載している。

２分割の場合、まず前半２０４８チップの伝播遅延０〜Ｌオーバーサンプルまでの電力情報Ｐ_０，Ｊ（Ｊ＝０〜Ｌ）をＡ／Ｄ変換後の受信信号の実軸成分の累積振幅相関値（Ｓ０_ｉ，Ｊ）と、虚軸成分の累積振幅相関値（Ｓ０_ｑ，Ｊ）から算出する。ただし、Ｌは算出プロファイル長［単位はオーバーサンプル］であり、図６には実軸成分の累積振幅相関値（Ｓ０_ｉ，Ｊ）の演算部分のみを示している。このとき、Ｓ０_ｉ，ＪとＳ０_ｑ，Ｊは記憶しておく。

Ｐ_０，Ｊ＝｛（Ｓ０_ｉ，Ｊ）^２＋（Ｓ０_ｑ，Ｊ）^２｝ …（１）
次に、後半２０４８チップの伝播遅延０〜Ｌオーバーサンプルまでの電力情報Ｐ_１，ＪをＡ／Ｄ変換後の受信信号の実軸成分の累積振幅相関値（Ｓ１_ｉ，Ｊ）と、虚軸成分の累積振幅相関値（Ｓ１_ｑ，Ｊ）から算出し、前半の電力情報Ｐ_０，Ｊに加算する。

Ｐ_Ｊ＝Ｐ_０，Ｊ＋｛（Ｓ１_ｉ，Ｊ）^２＋（Ｓ１_ｑ，Ｊ）^２｝ …（２）
加算器５４では、０オーバーサンプル目から順次Ｌオーバーサンプル目まで前半の電力情報Ｐ_０，Ｊに後半の電力情報Ｐ_１，Ｊを加算してプロファイルＰ_０＝（Ｐ_０，０＋Ｐ_１，０）〜Ｐ_Ｌ＝（Ｐ_０，Ｌ＋Ｐ_１，Ｌ）を求める。

また、減算器５５では、０オーバーサンプル目から順次Ｌオーバーサンプル目までの位相ΔΘ１_０＝（Ｓ１_ｉ，Ｊ，Ｓ１_ｑ，Ｊ）から位相ΔΘ０_０＝（Ｓ０_ｉ，Ｊ，Ｓ０_ｑ，Ｊ）を減算して、前半ブロックと後半ブロックの０オーバーサンプル目からＬオーバーサンプル目までの周波数偏差ΔΦ_０（＝ΔΘ１_０−ΔΘ０_０）〜ΔΦ_Ｌ（＝ΔΘ１_Ｌ−ΔΘ０_Ｌ）を求めている。

実際は、上記の電力情報を求めながら、電力情報Ｐ_Ｊの最大値検出処理を行い、かつ、周波数偏差初期値情報を算出する。そして、電力情報の最大値Ｐｍとしきい値（固定値）を使用して、しきい値を超えた場合にプリアンブル検出と判定し、プリアンブル検出、かつ、最大電力となったタイミングを逆拡散タイミング情報として逆拡散部３７に通知する。

また、プリアンブル検出、かつ、最大電力となったタイミングｍの前半と後半それぞれの振幅情報から得られる位相をΔΘ０ｍ（＝（Ｓ０_ｉ，ｍ，Ｓ０_ｑ，ｍ））と、ΔΘ１ｍ（＝（Ｓ１_ｉ，ｍ，Ｓ１_ｑ，ｍ））とすると、周波数偏差はｅ^ΔΦｍ＝ｅ^{（ΔΘ０ｍ−ΔΘ１ｍ）}となる。この情報ｅ^ΔΦｍを周波数偏差初期値とする。図８（Ａ），（Ｂ）に、前半ブロックの位相ΔΘ０ｍと後半ブロックの位相ΔΘ１ｍから算出される周波数偏差ΔΦｍの概念図を示す。

<周波数偏差算出>
周波数偏差は様々な方法で周波数偏差を算出可能であるが、ここでは、メッセージ信号のパイロット信号を使用して、スロット毎にＫシンボル間の周波数偏差を算出する構成について説明する。なお、１フレーム（約１０ｍｓｅｃ）は１５スロットで構成され、１スロットは１０シンボルで構成され、１シンボルは２５６チップで構成されている。

図９は、周波数偏差算出部４２の一実施形態の回路構成図を示す。同図中、スロット毎に加算器６０でパイロット信号の２シンボル（Ｐ１，Ｐ２）間の周波数偏差を算出し、加算器６１でパイロット信号の２シンボル（Ｐ３，Ｐ４）間の周波数偏差を算出する。乗算器６２は、加算器６０，６１それぞれの出力を乗算して電力変換を行っており、第１〜第４スロットそれぞれの周波数偏差（電力）は加算器６３−１〜６３−５に供給される。

本実施形態では、パス検出部３６で算出した周波数偏差初期値情報を伝搬路推定部４３−１〜４３−Ｎに供給してメッセージ信号の第０スロットから周波数偏差除去を実施すると共に、パス検出部３６で算出した周波数偏差初期値情報を加算器６３−１に供給し、第１スロットの周波数偏差と加算して平均化を行い、加算器６３−１出力を伝搬路推定部４３−１〜４３−Ｎに供給してメッセージ信号の第１スロットから周波数偏差除去を実施する。

第２スロット以降は加算器６３−２〜６３−５等で周波数偏差（電力）の平均化を行い、加算器６３−２〜６３−５等の出力を伝搬路推定部４３−１〜４３−Ｎに供給してメッセージ信号の第２スロット以降の周波数偏差除去を実施する。

上記第０スロットからの周波数偏差除去によりメッセージ信号の周波数偏差に対する耐力の向上を実現する。周波数偏差の推定精度は、スロット数が多ければ多いだけＳ／Ｎの平均化が実施でき検出精度が向上し、第１スロットに関する周波数偏差検出の平均化母数が２に増加するため周波数偏差の精度が向上する。

なお、図９では２シンボル間の周波数偏差を算出する構成について記載しているが、３シンボル間又は４シンボル間で算出してもよい。ただし、Ｋシンボル間となると検出可能な周波数偏差が±７５００Ｈｚ／Ｋとなる。

<伝搬路推定>
図１０は、伝搬路推定部４３−１〜４３−８と検波処理部４４−１〜４４−８の一実施形態の回路構成図を示す。同図中、伝搬路推定部４３−１〜４３−８では、ＤＰＣＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）の逆拡散データのＮ−ＭスロットからＮ＋Ｍスロットまでについて、各スロット内のパイロットシンボルを振幅加算した結果に対し、乗算器７１でスロット間に相当する周波数偏差（ΔΦ，±ΔΦ，±２×ΔΦ、・・・、±Ｍ×ΔΦ）を複素乗算することにより、スロット間周波数偏差を除去する。なお、周波数偏差ΔΦは周波数偏差算出部４２で算出した周波数偏差である。例えば、Ｎ＝４の場合には加算器６３−４の出力が周波数偏差ΔΦとなる。

その後、乗算器７２でＮ−ＭスロットからＮ−Ｍスロットのそれぞれについて重み係数（α０，α１，…，αＭ）を乗算することで、Ｎスロット目の伝播路推定値を算出する。

この算出された伝播路推定値は、例えば、１シンボル目のチャネル推定値と仮定した場合、スロット内でシンボル番号に依存した周波数偏差が生じているため、乗算器７４で［＋ΔΦ×（Ｓ／Ｌ）］を複素乗算することにより、シンボル番号に依存した周波数偏差を伝播路推定値に反映させ、シンボル毎の伝播路推定値を得る。なお、ΔΦは１スロット間周波数偏差、Ｓは１スロット内のシンボル番号、Ｌは１スロットのシンボル数である。

これにより、Ｎスロットの１シンボル目からＳシンボル目までの周波数偏差分を加味した伝播路推定値を生成できる。伝搬路推定部４３−１〜４３−８それぞれは上記の伝播路推定値を検波処理部４４−１〜４４−８に供給する。

検波処理部４４−１〜４４−８では、検波処理しようとするＤＰＤＣＨ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄａｔａ Ｃｈａｎｎｅｌ）の逆拡散データに伝搬路推定部４３−１〜４３−８からのシンボル毎の伝播路推定値を乗算器７５で複素乗算する。その後、最大比合成部４５で最大比合成を実施することで復調データが生成される。

<パス検出部の第１実施形態の変形例>
上記実施形態では、パス検出部３６において、Ｎ＝２として前半ブロックの振幅情報のみを格納して、最大値検出をしながら後半ブロックの振幅情報を使用して周波数偏差初期値情報を算出したが、Ｎを４以上の偶数としたＮブロック分割に対応させるためには、プロファイル長Ｌと同じ長さのｅ^ΔΦｍを格納するバッファを用意する。

図１１は、パス検出部３６の第１実施形態でＮ＝４とした変形例の回路構成図を示す。同図中、４０９６チップ長のプリアンブル信号を４ブロック（各ブロックは１０２４チップ長）に分割して、パターンキャンセル後のコードとプリアンブル受信データのＭオーバーサンプルデータとを乗算器５０で乗算して振幅相関値を求め、この振幅相関値を加算器５１で累積加算して累積振幅相関を求める。

そして、２ブロック毎にプロファイル長分の周波数偏差ΔΦ_０〜ΔΦ_Ｌを算出し、２ブロック増加する毎に周波数偏差の累積加算を行う。つまり、Ｊ＝０〜Ｌとして、減算器５６で０オーバーサンプル目から順次Ｌオーバーサンプル目までの位相ΔΘ１_０＝（Ｓ１_ｉ，Ｊ，Ｓ１_ｑ，Ｊ）から位相ΔΘ０_０＝（Ｓ０_ｉ，Ｊ，Ｓ０_ｑ，Ｊ）を減算してΔΦ_０，１（＝ΔΘ１_０−ΔΘ０_０）を求め、減算器５７で位相ΔΘ２_０から位相ΔΘ１_０を減算してΔΦ_０，２（＝ΔΘ２_０−ΔΘ１_０）を求め、減算器５８で位相ΔΘ３_０から位相ΔΘ２_０を減算してΔΦ_０，３（＝ΔΘ３_０−ΔΘ２_０）を求めている。そして、平均処理部５９で、ΔΦ_０，１，ΔΦ_０，２，ΔΦ_０，３を平均化する。これにより、０オーバーサンプル目からＬオーバーサンプル目までの周波数偏差ΔΦ_０〜ΔΦ_Ｌを求める。

その後、Ｎ＝２の場合と同様にプロファイルの最大電力を算出し、しきい値を超えていればプリアンブル検出と判定し、そのときのタイミングをメッセージ信号の逆拡散タイミングとする。更に、そのタイミングの周波数偏差情報を周波数偏差初期値情報とする。この場合、Ｎ（４以上の偶数）分割することにより、検出可能な周波数偏差情報は、±９３８Ｈｚ×Ｎ÷２となる。なお、９３８Ｈｚは４０９６チップに相当する。

<パス検出部の第１実施形態の他の変形例>
次に、プリアンブル信号の逆拡散を連続して累積加算する場合に、プリアンブル情報からメッセージ信号の周波数偏差初期値情報を、プリアンブル検出の最大値検出処理と同時に生成する他の変形例について説明する。

図１２は、パス検出部３６の第１実施形態の他の変形例の回路構成図を示す。同図中、シフトレジスタ８１には、Ａ／Ｄ変換器３５が出力するプリアンブル受信データ（実軸）のＭオーバーサンプルデータが供給されてシフトされる。

シグネチャパターンテーブル８２には、１６パターンのシグネチャパターンＰ_０〜Ｐ_１５（各パターンは１６シンボル）が記憶されている。なお、シグネチャパターンテーブル８２における「１」は値０に対応し、「−１」は値１に対応している。シグネチャパターンテーブル８２から読み出されたシグネチャパターンＰ_０〜Ｐ_１５のいずれかがセレクタ８３で選択されて乗算器８４に供給され、逆拡散のためのスクランブリングコードと乗算され、パターンキャンセルされたスクランブリングコードが逆拡散回路８５に供給される。

逆拡散回路８５は、プリアンブル受信データを、パターンキャンセルされたスクランブリングコードで逆拡散して、プリアンブルパターンキャンセルを行うと同時に振幅相関値を求める。

４つの加算器８６は振幅相関値を累積加算して累積振幅相関値を求め、電力加算部８７において、累積振幅相関値を電力変換して加算することによりプリアンブルプロファイルを生成している。

また、図１１と同様に、減算器８８ａは位相ΔΘ１_０から位相ΔΘ０_０を減算してΔΦ_０，１を求め、減算器８８ｂは位相ΔΘ２_０から位相ΔΘ１_０を減算してΔΦ_０，２を求め、減算器８８ｃは位相ΔΘ３_０から位相ΔΘ２_０を減算してΔΦ_０，３を求めている。そして、平均処理部８９で、ΔΦ_０，１，ΔΦ_０，２，ΔΦ_０，３を平均化して、０オーバーサンプル目からＬオーバーサンプル目までの周波数偏差ΔΦ_０〜ΔΦ_Ｌを求める。

このパス検出部３６の第１実施形態の他の変形例では、逆拡散回路８５でプリアンブルパターンキャンセルを行うと同時に振幅相関値を求めているため、回路構成が簡単となる。

<パス検出部の第１実施形態の別の変形例>
プリアンブル信号の逆拡散を同一コード毎にまとめてパターンキャンセルして累積加算する場合に、プリアンブル情報からメッセージ信号の周波数偏差初期値情報を生成する別の変形例について説明する。

図１３は、パス検出部３６の第１実施形態の別の変形例の回路構成図を示す。同図中、シフトレジスタ９１には、Ａ／Ｄ変換器３５が出力するプリアンブル受信データ（実軸）のＭオーバーサンプルデータが供給されてシフトされる。逆拡散回路９２は、プリアンブル受信データを逆拡散のためのスクランブリングコードで逆拡散してパターンキャンセル回路９５に供給する。

ここで、１６パターンのシグネチャパターンＰ_０〜Ｐ_１５（各パターンは１６シンボルからなる）は４シンボルの部分シグネチャパターンを８パターン組み合わせることで表現できる。したがって、受信信号をスクランブリングコードで逆拡散した結果を、１６シンボル毎に加算し、それを４等分してシグネチャパターンキャンセルを行うことができる。

パターンキャンセル回路９５内の複数の加算器９６は逆拡散結果を１６シンボル毎に加算し、これらの加算出力を４等分して乗算器９７ａ〜９７ｄに供給する。

シグネチャパターンテーブル９３には、上記８パターンの部分シグネチャパターン部分シグネチャパターン（各パターンは４シンボル）が記憶されている。なお、シグネチャパターンテーブル９３における「１」は値０に対応し、「−１」は値１に対応している。

シグネチャパターンテーブル９３から読み出された４パターンの部分シグネチャパターンをセレクタ９４で順次選択して乗算器９７ａ〜９７ｄに順次供給する。各乗算器９７ａ〜９７ｄには別々に選択された部分シグネチャパターンが供給される。

乗算器９７ａ〜９７ｄは、全体として１６シンボルのシグネチャパターンを時系列で複数の加算器９６出力と乗算する。これにより、プリアンブルパターンキャンセルされた累積振幅相関値が得られる。

４つの乗算器９７ａ〜９７ｄで得た累積振幅相関値は、電力加算部９８において、電力変換されて加算されることによりプリアンブルプロファイルが生成される。

また、図１１と同様に、減算器９９ａは位相ΔΘ１_０から位相ΔΘ０_０を減算してΔΦ_０，１を求め、減算器９９ｂは位相ΔΘ２_０から位相ΔΘ１_０を減算してΔΦ_０，２を求め、減算器９９ｃは位相ΔΘ３_０から位相ΔΘ２_０を減算してΔΦ_０，３を求めている。そして、平均処理部１００で、ΔΦ_０，１，ΔΦ_０，２，ΔΦ_０，３を平均化して、０オーバーサンプル目からＬオーバーサンプル目までの周波数偏差ΔΦ_０〜ΔΦ_Ｌを求める。

<パス検出部の第２実施形態>
パス検出部３６での周波数偏差算出において、第１実施形態では、プリアンブル検出、かつ、最大電力となった１つのタイミングの周波数偏差を周波数偏差初期値としている。しかし、実際はメッセージ信号の逆拡散タイミングとしては複数のタイミングが存在するため、逆拡散に設定する複数のタイミング全ての周波数偏差値を平均した結果を周波数偏差初期値情報とする実施形態について説明する。

図１４は、パス検出部３６の第２実施形態の回路構成図を示す。同図中、図６と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

図１４において、加算器５４の出力するプロファイルＰ_０〜Ｐ_Ｌをメモリ１１１に順次記憶し、また、減算器５５の出力する周波数偏差ΔΦ_０〜ΔΦ_Ｌを上記プロファイルＰ_０〜Ｐ_Ｌと関連付けてメモリ１１２に順次記憶する。

並べ替え部１１３は、図１５に示すようなプリアンブルプロファイルの複数のピークそれぞれをサンプル点として抽出し、複数のサンプル点をプロファイルの電力値が大きい順に並べ替える。このとき、各サンプル点に関連付けている周波数偏差値も同時に並べ替える。ブロック１１４内に並べ替え後のサンプル点及びこれに関連付けている周波数偏差値の状態を示す。

平均処理部１１５は、電力値が最大のサンプル点からＭ（Ｍは例えば４）番目のサンプル点までの周波数偏差値の平均値を求め、その結果を周波数偏差初期値情報として出力する。

<パス検出部の第２実施形態の変形例>
更に、複数の逆拡散タイミングを検出するために図１５のように複数のしきい値ＴＨ１〜ＴＨｎを設定し、そのしきい値毎にベクトル合成時の重み係数（Ｗ０，Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３）を設定することで、各逆拡散タイミングの周波数偏差情報に対して重み付けを実施した周波数偏差を算出し、その結果を周波数偏差初期情報とする変形例について説明する。

図１６は、パス検出部３６の第２実施形態の変形例の回路構成図を示す。同図中、図６と同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

図１６において、加算器５４の出力するプロファイルＰ_０〜Ｐ_Ｌをメモリ１１１に順次記憶し、また、減算器５５の出力する周波数偏差ΔΦ_０〜ΔΦ_Ｌを上記プロファイルＰ_０〜Ｐ_Ｌと関連付けてメモリ１１２に順次記憶する。

並べ替え部１１３は、図１５に示すようなプロファイルの複数のピークそれぞれをサンプル点として抽出し、複数のサンプル点をプロファイルの電力値が大きい順に並べ替える。このとき、各サンプル点に関連付けている周波数偏差値も同時に並べ替える。ブロック１１４に、並べ替え後のサンプル点及びこれに関連付けている周波数偏差値の状態を示す。

比較部１２０は、並べ替え後のサンプル点それぞれの電力値を図１５に示すしきい値ＴＨ１〜しきい値ＴＨｎと比較して、比較結果を重み選択部１２１に供給する。重み選択部１２１は、例えば、電力値がしきい値ＴＨ１を超えるとき重みＷ０＝１／１を選択し、電力値がしきい値ＴＨ１未満でしきい値ＴＨ２を超えるとき重みＷ１＝１／２を選択し、電力値がしきい値ＴＨ２未満でしきい値ＴＨ３を超えるとき重みＷ２＝１／４を選択し、電力値がしきい値ＴＨ３未満でしきい値ＴＨ４を超えるとき重みＷ３＝１／８を選択して乗算器１２２−１〜１２２−Ｍに供給する。なお、しきい値と重みを更に増加させても良い。

ブロック１１４からは電力値が最大のサンプル点からＭ（Ｍは例えば４）番目のサンプル点までの周波数偏差値が読み出されて乗算器１２２−１〜１２２−Ｍに供給されており、乗算器１２２−１〜１２２−Ｍにおいて、各周波数偏差値に重み付けがなされて平均処理部１２３に供給される。

平均処理部１２３は、電力値が最大のものからＭ番目のサンプル点までの重み付けされた後の周波数偏差値の平均値を求め、その結果を周波数偏差初期値情報として出力する。

上記の実施形態によれば、ＰＲＡＣＨのようなプリアンブル信号に続いて送信されるメッセージ信号のようなバースト的な信号に対して周波数偏差が存在する場合にでも、メッセージ信号の初期段階から周波数偏差の検出精度の向上が図られ、更に時間が経過するたびに周波数偏差の検出精度の向上が可能となることで、メッセージ信号の受信特性を向上することができる。また、これを既存回路から大幅な回路規模増加なしに実現できる。

Claims (9)

1. 端末より送信されるプリアンブル信号を検出して逆拡散タイミングを求めるパス検出手段と、前記パス検出手段から通知される逆拡散タイミングを用いて前記端末より送信されるメッセージ信号の逆拡散を行う逆拡散手段と、前記逆拡散されたメッセージ信号のパイロット信号から前記逆拡散されたメッセージ信号の周波数偏差を算出する算出手段と、を有する無線基地局装置であって、
   前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号を検出する際に前記プリアンブル信号の周波数偏差を検出し初期値情報として前記算出手段に供給する初期値情報検出手段を有し、
   前記算出手段は、前記メッセージ信号の周波数偏差の算出に前記初期値情報を用いる初期値情報追加手段を有する、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
2. 請求項１記載の無線基地局装置において、
   前記パス検出手段は、前記端末より送信されるプリアンブル信号とパターンキャンセルされたコードとの振幅相関値を求め、プリアンブル信号長の前記振幅相関値を複数ブロックに分割し、ブロック毎に加算して累積振幅相関値を算出し、
   前記初期値情報検出手段は、ブロック毎の累積振幅相関値から得たブロック毎の位相から周波数偏差を求める、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
3. 請求項２記載の無線基地局装置において、
   前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号長の前記累積振幅相関値に基づくプロファイルから逆拡散タイミングを決定し、
   前記初期値情報検出手段は、前記逆拡散タイミングにおける前記ブロック毎の位相から周波数偏差を求め前記初期値情報とする、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
4. 請求項３記載の無線基地局装置において、
   前記パス検出手段は、プリアンブル信号の逆拡散を、プリアンブル信号のシグネチャパターンを複数の部分シグネチャパターンに分解した場合の同一の部分シグネチャパターン毎にまとめてパターンキャンセルし、前記プリアンブル信号長の前記振幅相関値を求める、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか１項記載の無線基地局装置において、
   前記算出手段からの周波数偏差情報を用いて前記逆拡散されたメッセージ信号の伝搬路推定を行う伝搬路推定手段をさらに有し、
   前記算出手段は、前記初期値情報を前記逆拡散されたメッセージ信号の周波数偏差の初期値に用い、
   前記伝搬路推定手段は、前記算出手段からの周波数偏差情報を前記逆拡散されたメッセージ信号の第１スロットから適用して伝搬路推定を行う、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
6. 請求項２記載の無線基地局装置において、
   前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号長の前記累積振幅相関値に基づくプロファイルをしきい値と比較して複数の逆拡散タイミングを決定し、
   前記複数の逆拡散タイミングにおける前記周波数偏差を平均して前記初期値情報とする、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
7. 請求項２記載の無線基地局装置において、
   前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号長の前記累積振幅相関値に基づくプロファイルを複数のしきい値と比較して複数の逆拡散タイミングと重みを決定し、
   前記複数の逆拡散タイミングにおける前記周波数偏差を前記重みで重み付け平均して前記初期値情報とする、
   ことを特徴とする無線基地局装置。
8. 端末より送信されるプリアンブル信号を検出して逆拡散タイミングを求め、求められた逆拡散タイミングを用いて前記端末より送信されるメッセージ信号の逆拡散を行い、前記逆拡散されたメッセージ信号のパイロット信号から前記逆拡散されたメッセージ信号の周波数偏差を算出する周波数偏差検出方法であって、
   前記プリアンブル信号を検出する際に前記プリアンブル信号の周波数偏差を検出して初期値情報とし、
   前記メッセージ信号の周波数偏差の算出に前記初期値情報を用いる、
   ことを特徴とする周波数偏差検出方法。
9. 端末より送信されるプリアンブル信号を検出して逆拡散タイミングを求めるパス検出手段と、前記パス検出手段から通知される逆拡散タイミングを用いて前記端末より送信されるメッセージ信号の逆拡散を行う逆拡散手段と、前記逆拡散されたメッセージ信号のパイロット信号から前記逆拡散されたメッセージ信号の周波数偏差を算出する算出手段とを、無線基地局装置に有する移動体通信システムであって、
   前記パス検出手段は、前記プリアンブル信号を検出する際に前記プリアンブル信号の周波数偏差を検出し初期値情報として前記算出手段に供給する初期値情報検出手段を有し、
   前記算出手段は、前記メッセージ信号の周波数偏差の算出に前記初期値情報を用いる初期値情報追加手段を有する、
   ことを特徴とする移動体通信システム。

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