JPWO2007116444A1 - 電源装置及び電源制御方法 - Google Patents

Abstract

電源装置は、入力端子１と、出力端子２と、１次巻線と２次巻線を備える主トランス５と、入力端子１と主トランス５の１次巻線との間に接続された１次回路１１と、主トランス５の２次巻線と出力端子２との間に接続された２次回路１２と、インピーダンス変換回路１３とからなる。インピーダンス変換回路１３は、１次回路１１に設けられ、主トランス５の１次巻線に直列に接続され、その内部を流れる電流を減らす機能と、この減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する機能とを備える。インピーダンス変換回路１３は、変圧器９と、変圧器９の２次巻線に直列に接続されたコンデンサ１０とからなる。

Description

本発明は、電源装置及び電源制御方法に関し、特に、トランスにおける偏励磁を防止した大容量の電源装置及び電源制御方法に関する。

例えばフルブリッジ型コンバータのような電源装置においては、図６に示すように、トランス１０５の一次側巻線に直列にコンデンサ１０９を接続することにより、直流成分を遮断し、トランス１０５の偏励磁を防止している。

図６のフルブリッジ型コンバータの１次側の回路において、正の半波の印加期間（図４（Ａ）の正側の場合）においては、実線の矢印で示すルートａに沿って、電流が流れる。即ち、電源１０４（Ｖｉｎ（＋））、入力端子１０１、半導体スイッチ１３３、トランス（主トランス）１０５、コンデンサ１０９、半導体スイッチ１３２、入力端子１０１、電源１０４（Ｖｉｎ（−））の順で、電流が流れる。一方、負の半波の印加期間（図４（Ａ）の負側の場合）においては、点線の矢印で示すルートｂに沿って、電流が流れる。即ち、電源１０４（Ｖｉｎ（＋））、入力端子１０１、半導体スイッチ１３１、コンデンサ１０９、トランス１０５、半導体スイッチ１３４、入力端子１０１、電源１０４（Ｖｉｎ（−））の順で、電流が流れる。従って、コンデンサ１０９により直流成分が遮断されるので、トランス１０５における偏励磁を防止することができる。

なお、インバータの出力電流に基づいて偏励磁による直流成分を抑制する補正量を用いて、偏励磁現象が発生してもインバータの交流出力側に流れる直流成分を抑制できるように、インバータを制御することが知られている（下記特許文献１参照）。

また、スイッチング素子からなる２組の直列回路の中点間にトランスの１次巻線と共振コンデンサの直列回路を設けることにより、簡単な構成で効率の良い変換を行うことが知られている（下記特許文献２参照）。
特開平８−２２３９４４号公報 特開平１０−１３６６５３号公報

本発明者が、図６に示すような電源装置（フルブリッジ型コンバータ）について検討したところ、以下のような問題があることが判った。即ち、前述のように、主トランス１０５の１次巻線に流れる電流（１次電流）が、全てコンデンサ１０９に流れる。このため、電源装置が大容量になるに伴って、コンデンサ１０９に流れる電流が大きくなる。しかし、コンデンサ１０９には、その電流（許容リップル電流）や耐電圧において制約がある。この許容リップル電流や耐電圧の制約を超えて使用することは、安全上の観点から不可能である。そして、コンデンサ１０９の許容リップル電流や耐電圧を大きくすることは困難であり、これらの大きな改善はあまり望むことができない。特に、コンデンサ１０９の許容リップル電流を大きくすることは殆どできない。従って、コンデンサ１０９により主トランス１０５の偏励磁を防止する方法は、大容量の電源装置には適さない。即ち、図６に示すような電源装置は、大容量の電源装置に適しているとは言えない。

本発明は、主トランスにおける偏励磁を防止することにより、安定した動作を可能とした大容量の電源装置を提供することを目的とする。

また、本発明は、主トランスにおける偏励磁を防止することにより、安定した動作を可能とした大容量の電源制御方法を提供することを目的とする。

本発明の電源装置は、入力端子と、出力端子と、１次巻線と２次巻線を備える主トランスと、前記入力端子と前記主トランスの１次巻線との間に接続された１次回路と、前記主トランスの２次巻線と前記出力端子との間に接続された２次回路と、インピーダンス変換回路とからなる。インピーダンス変換回路は、前記１次回路に設けられ、前記主トランスの１次巻線に直列に接続され、当該インピーダンス変換回路の内部を流れる電流を減らす機能と、当該減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する機能とを備える。

また、好ましくは、本発明の一実施態様によれば、前記インピーダンス変換回路が、その１次巻線が前記主トランスの１次巻線に直列に接続された変圧器又は変流器と、前記変圧器の２次巻線に直列に接続されたコンデンサとからなる。

また、好ましくは、本発明の一実施態様によれば、前記変圧器又は変流器がトランスからなり、前記トランスの１次巻線と２次巻線との巻数比により、前記コンデンサの見かけ上の容量を定める。

また、好ましくは、本発明の一実施態様によれば、前記前記変圧器又は変流器が、半導体素子により構成されたインピーダンス変換器からなる。

本発明の電源制御方法は、入力端子と主トランスの１次巻線との間に接続された１次回路と、前記主トランスの２次巻線と出力端子との間に接続された２次回路と、前記１次回路に設けられ、前記主トランスの１次巻線に直列に接続されたインピーダンス変換回路とからなる電源装置における電源制御方法であって、前記主トランスの１次巻線から前記インピーダンス変換回路に向けて電流が流れた場合、前記インピーダンス変換回路によりその内部を流れる電流を減らし、前記インピーダンス変換回路により前記減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する。

本発明の電源装置によれば、主トランスの１次巻線に直列に接続されたインピーダンス変換回路を用いて、その内部を流れる電流を減らし、当該減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する。これにより、主トランスの１次巻線に大きな電流が流れても、直流成分を遮断することができる。この結果、直流成分を確実に遮断して、主トランスの偏励磁を防止することができる。

また、本発明の一実施態様によれば、インピーダンス変換回路が、主トランスの１次巻線に直列に接続された変圧器又は変流器と、その２次巻線に直列に接続されたコンデンサとからなる。これにより、変圧器又は変流器のインピーダンス変換の機能により、コンデンサの容量を、主トランスの１次側から見た場合、等価的に大きな容量とすることができる。この結果、許容リップル電流が大きくないコンデンサによっても、大きな電流に対する直流成分を遮断することができ、主トランスの偏励磁を防止することができる。

また、本発明の一実施態様によれば、変圧器又は変流器であるトランスの１次巻線と２次巻線との巻数比により、コンデンサの見かけ上の容量を定める。これにより、コンデンサの容量を正確に定め、また、主トランスの１次側に流れる電流の許容値を正確に定めることができる。

また、本発明の一実施態様によれば、インピーダンス変換回路が、半導体素子により構成されたインピーダンス変換器からなる。これにより、変圧器又は変流器に代えて、インピーダンス変換器のインピーダンス変換の機能により、コンデンサの容量を等価的に大きな容量とすることができ、許容リップル電流が大きくないコンデンサによっても主トランスの偏励磁を防止することができる。

本発明の電源制御方法によれば、主トランスの１次巻線からインピーダンス変換回路に向けて電流が流れた場合、インピーダンス変換回路により電流を減らし、減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する。これにより、主トランスの１次巻線に大きな電流が流れても、直流成分を遮断することができる。この結果、直流成分を確実に遮断して、主トランスの偏励磁を防止することができ、主トランスの偏励磁を防止した大容量の電源装置を実現することができる。

本発明の電源装置の構成の一例を示す図である。 インピーダンス変換回路の説明図である。 図１の電源装置の動作の説明図である。 主として、図１の電源装置の波形を示す。 本発明の電源装置の構成の他の一例を示す図である。 従来の電源装置の説明図である。

符号の説明

１ 入力端子
２ 出力端子
５ 主トランス
９ 変圧器又は変流器（トランス）
９’ インピーダンス変換器
１０ コンデンサ
１１ １次回路
１２ ２次回路
１３ インピーダンス変換回路
３１〜３４ 半導体スイッチ

図１は、電源装置構成図であり、本発明の一実施態様による電源装置の構成を示す。電源装置は、入力端子１と、出力端子２と、主トランス５と、１次回路１１と、２次回路１２と、インピーダンス変換回路１３とからなる。主トランス５は１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２−１、Ｎ２−２を備える。インピーダンス変換回路１３は１次回路１１に設けられる。なお、Ｎ１は１次巻線の巻数をも表す。Ｎ２−１、Ｎ２−２も同様である。

入力端子１は、複数個（即ち、２個）設けられる。入力端子１の間に、電源４が接続される。電源４は、この電源装置に電源、例えば後述する図４（Ａ）に示すような電圧波形を有する電源を供給する。なお、電源４はこれに限られず、他の種々の電源であっても良い。

１次回路（入力回路）１１は、入力端子１と主トランス５の１次巻線Ｎ１との間に接続される。１次回路１１は、第１〜第４のスイッチング素子、例えば半導体スイッチ３１〜３４からなるブリッジ回路からなる。第１及び第２の半導体スイッチ３１及び３２が、この順に直列に接続され、第１の直列回路を構成する。第３及び第４の半導体スイッチ３３及び３４が、この順に直列に接続され、第２の直列回路を構成する。第１及び第２の直列回路が、並列に接続され、入力端子１の間に挿入される。

半導体スイッチ３１〜３４は、周知のように、例えば電力用のＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ、ＳＩＴ、サイリスタ、ＧＴＯ等の半導体素子からなる。半導体スイッチ３１〜３４の制御電極（ゲート電極又はベース電極等）には、各々、制御回路（図示せず）から所定の制御信号が供給される。これにより、半導体スイッチ３１〜３４は、基本的には、電源４の出力の振幅の変化に対応するように、そのＯＮ／ＯＦＦが制御される。

インピーダンス変換回路１３は、主トランス５の１次巻線Ｎ１に直列に接続される。インピーダンス変換回路１３は、その内部に生じる（内部を流れる）電流を減らす機能（即ち、インピーダンスを変換する機能）と、当該減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する機能（即ち、直流を遮断する機能）とを備える。従って、インピーダンス変換回路１３は、主トランス５の１次巻線Ｎ１からインピーダンス変換回路１３に向けて電流が流れた場合、この電流を減らし、減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する。

この例では、インピーダンス変換回路１３が、その１次巻線Ｎ１’が主トランス５の１次巻線Ｎ１に直列に接続された変圧器９と、変圧器９の２次巻線Ｎ２’に直列に接続されたコンデンサ１０とからなる。即ち、コンデンサ１０が、変圧器９を介して、主トランス５の１次巻線Ｎ１に接続されると考えることができる。インピーダンスを変換する機能は変圧器９が本来備える機能であり、直流を遮断する機能はコンデンサ１０が本来備える機能である。なお、変圧器９に代えて、変流器９を用いて、インピーダンスを変換する機能を実現するようにしても良い。

主トランス５の１次巻線Ｎ１の一方の端子は、インピーダンス変換回路１３を介して、直列に接続された第１及び第２の半導体スイッチ３１及び３２の接続点（中点）に接続される。主トランス５の１次巻線Ｎ１の他方の端子は、直列に接続された第３及び第４の半導体スイッチ３３及び３４の接続点（中点）に接続される。

２次回路（出力回路）１２は、主トランス５の２次巻線Ｎ２−１、Ｎ２−２と出力端子２との間に接続される。出力端子２は、複数個（即ち、２個）設けられる。出力端子２の間に、この電源装置の出力である直流電圧が出力される。２次回路１２は、ダイオード６１及び６２、インダクタンス７、コンデンサ８からなる。なお、ダイオード６１及び６２は、周知のように、ダイオードに代えてＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ等で構成しても良い。主トランス５の２次巻線Ｎ２−１、Ｎ２−２の双方の端子に接続されたダイオード６１及び６２を介して、主トランス５の出力電圧が、出力端子２の一方に出力される。出力端子２の他方は、主トランス５の２次巻線Ｎ２−１とＮ２−２との中点に接続される。即ち、中点によって、主トランス５の２次巻線Ｎ２が、その第１部分Ｎ２−１とその第２部分Ｎ２−２との巻数比が等しくなるように、２分割される。インダクタンス７及びコンデンサ８は平滑回路を構成し、この平滑回路が出力端子２の間に挿入される。これにより、主トランス５の出力電圧が整流、平滑される。

図２（Ａ）は、インピーダンス変換回路１３の説明図である。前述のように、インピーダンス変換回路１３は、変圧器９とコンデンサ１０とからなる。この例では、変圧器（又は変流器）９がトランス９からなり、トランス９の１次巻線Ｎ１’と２次巻線Ｎ２’との巻数比により、コンデンサ１０の見かけ上の容量を定める。

即ち、図２（Ａ）に示すように、変圧器９の１次巻線Ｎ１’には、主トランス５の１次巻線Ｎ１の等価インピーダンスＺ１が接続され、変圧器９の２次巻線Ｎ２’にはコンデンサ１０の等価インピーダンスＺ２が接続されると考えることができる。この時、図２（Ａ）に示すように、電圧及び電流が発生するものとする。

この場合、Ｖ１／Ｖ２＝Ｎ１’／Ｎ２’であり、Ｉ２／Ｉ１＝Ｎ１’／Ｎ２’であるので、Ｖ１＝（Ｎ１’／Ｎ２’）・Ｖ２となり、Ｉ１＝（Ｎ２’／Ｎ１’）・Ｉ２となる。故に、Ｚ１＝Ｖ１／Ｉ１＝（（Ｎ１’／Ｎ２’）・Ｖ２）／（（Ｎ２’／Ｎ１’）・Ｉ２）＝（（Ｎ１’／Ｎ２’）・Ｖ２）・（Ｎ１’／（Ｎ２’・Ｉ２））＝（Ｎ１’／Ｎ２’）² ・（Ｖ２／Ｉ２）＝（Ｎ１’／Ｎ２’）² ・Ｚ２となる。即ち、Ｚ１＝ｋＺ２（但し、ｋ＝（Ｎ１’／Ｎ２’）² ）である。

従って、この例では、変圧器９の２次巻線の数Ｎ２’が１次巻線の数Ｎ１’よりも大きくなるように設定する。これにより、２次側の（即ち、コンデンサ１０の）電圧Ｖ２は高くなるが、２次側の電流Ｉ２を減らすことができる。また、コンデンサ１０の見かけ上のインピーダンスを、実際のインピーダンスＺ２よりも大きい値Ｚ１であるかのようにみせることができる。

このように、変圧器９を介してコンデンサ１０を接続することにより、変圧器９の巻数比を利用して、主トランス５の１次電流を減らしてコンデンサ１０に供給する。即ち、変圧器９の１次側（入力側）から見たコンデンサ１０の容量を、変圧器９の巻数比に応じて等価的に大きくする。これにより、主トランス５の１次電流が大きくても、コンデンサ１０に流れる電流を小さくすることができる。これにより、大容量の電力変換を行うブリッジ型コンバータの偏励磁を防止することができる。

図３は、図１の電源装置の動作の説明図である。なお、図３において、図示の簡単化のために、符号１１〜１３を省略している。

最初に、電源４（Ｖｉｎ）を入力とする図１の電源装置における、正の半波の動作を説明する。この場合、制御回路（図示せず）からの制御信号により、半導体スイッチ３２及び３３が導通（ＯＮ）する。同時に、半導体スイッチ３１及び３４は非導通（ＯＦＦ）とされる。これにより、図３において点線ａで示すルートが形成され、このルートに電流が流れる。

即ち、電流は、電源４（Ｖｉｎ（＋））から、入力端子１、半導体スイッチ３３、主トランス５の１次巻線Ｎ１、変圧器９の１次巻線Ｎ１’、半導体スイッチ３２、入力端子１、電源４（Ｖｉｎ（−））の順に流れる。この際、同時に、変圧器９の２次巻線Ｎ２’において、巻線方向に電圧が誘起され、前述のように、変圧器９の巻数比に応じた電流が流れ、コンデンサ１０を充電する。

次に、電源４（Ｖｉｎ）を入力とする図１の電源装置における、負の半波の動作を説明する。この場合、制御回路（図示せず）からの制御信号により、半導体スイッチ３１、３４が導通（ＯＮ）する。同時に、半導体スイッチ３２及び３３は非導通（ＯＦＦ）とされる。これにより、図３において一点鎖線ｂで示すルートが形成され、このルートに電流が流れる。

即ち、電流は、電源４（Ｖｉｎ（＋））から、入力端子１、半導体スイッチ３１、変圧器９の１次巻線Ｎ１’、主トランス５の１次巻線Ｎ１、半導体スイッチ３４、入力端子１、電源４（Ｖｉｎ（−））の順に流れる。この際、同時に、変圧器９の２次巻線Ｎ２’において、巻線方向とは逆向き（即ち、正の半波の場合とは逆向き）に電圧が誘起され、変圧器９の巻数比に応じた電流が流れ、コンデンサ１０を放電し、充電する。

従って、フルブリッジ型コンバータの１次回路１１において、変圧器９を介して、コンデンサ１０が充放電される。これにより、コンデンサ１０により直流成分を遮断することができ、かつ、変圧器９によりインピーダンス変換をすることができる。この時、このインピーダンス変換により、等価的にコンデンサ１０の容量を大きくすることができる。この結果、フルブリッジ型コンバータにおいて正の半波の印加期間と負の半波の印加期間とを等しく制御することができる。従って、主トランス５の偏励磁を防止することができ、フルブリッジ型コンバータのような電源装置を安定に動作させることができる。

図４は、主として、図１の電源装置の波形を示す。特に、図４（Ａ）は図６の電源装置が正常に動作している場合の波形を示し、図４（Ｂ）は図６の電源装置においてコンデンサ１０９を省略した場合の波形を示し、図４（Ｃ）は図１の電源装置の波形を示す。

図４（Ａ）においては、コンデンサ１０９により、主トランス１０５の偏励磁が防止されている。この結果、電源１０４からの入力波形において正側（１周期における正の半波の印加期間）におけるパルス幅ｔ１と負側（１周期における負の半波の印加期間）におけるパルス幅ｔ２とが等しくなり、主トランス１０５の１次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ_T1も入力波形に応じた正常な波形となる。この波形は、大容量ではない電源装置においては、コンデンサ１０９により主トランス１０５の偏励磁を防止することができることを示す。

一方、図４（Ｂ）においては、コンデンサ１０９が省略されたため、主トランス１０５の偏励磁が発生する。即ち、電源１０４からの入力波形において、正側におけるパルス幅ｔ１と負側におけるパルス幅ｔ２とが等しくなくなり、主トランス１０５の１次巻線Ｎ１に流れる電流Ｉ_T1も入力波形に応じて異常な波形となる。この場合、主トランス１０５が、偏励磁により飽和して、最終的には過電流（矢印で示す）により破壊されてしまう。

この波形は、コンデンサ１０９を省略した場合の例である。しかし、大容量の電力変換を行う電源装置においては、コンデンサ１０９の耐電圧や許容リップル電流の制約から、コンデンサ１０９を適用（接続）することができず、主トランス１０５の偏励磁を防止することができない。

これに対して、図４（Ｃ）においては、この電流Ｉ_T2-N1 の振幅（電流値）は、図４（Ａ）におけるコンデンサ１０９に流れる電流Ｉ_T1のそれよりも大きい。即ち、この波形は、大容量の電源装置における波形（大電流の波形）を示す。それにも拘らず、変圧器９の２次巻線Ｎ２’（即ち、コンデンサ１０）に流れる電流Ｉ_T2-N2 の振幅は、電流Ｉ_T2-N1 のそれよりも抑えられている。即ち、インピーダンス変換回路１３により、コンデンサ１０に流れる電流値が小さく抑えられている。これにより、コンデンサ１０は、直流成分を確実に遮断することができる。

この結果、電源４からの入力波形において、正側におけるパルス幅ｔ１と負側におけるパルス幅ｔ２とが等しくなる（図示せず）。電源４からの入力波形は、図４（Ａ）に類似し、その振幅のみが大きいと考えれば良い。また、変圧器９の１次巻線Ｎ１’に流れる電流Ｉ_T2-N1 は、入力波形に応じた正常な波形となる。従って、この波形は、本発明のインピーダンス変換回路１３により、主トランス５の偏励磁が防止されていることを示す。

以上から判るように、許容リップル電流が大きくないコンデンサ１０によっても、主トランス５の偏励磁を防止することができる。これにより、コンデンサ１０を用いて主トランス５の偏励磁を防止した大容量の電源装置を実現することができる。

図５は、本発明の電源装置の構成の他の一例を示す図である。この例は、図１の電源装置において、インピーダンス変換回路１３を構成する変圧器（又は変流器）９を、半導体素子により構成されたインピーダンス変換器（Ｚconv）９’に置き換えた例であり、他の構成は図１と同一である。インピーダンス変換器９’は、例えば演算増幅器等の半導体素子を用いて、インピーダンスを変換するように構成される。

インピーダンス変換器９’が、図２（Ｂ）に示すように、インピーダンス変換の係数ｋを有する場合、主トランス５の１次巻線Ｎ１と直列に接続される等価インピーダンスＺ１と、コンデンサ１０の等価インピーダンスＺ２との関係は、Ｚ１＝ｋ・Ｚ２と表される。係数ｋは、図２（Ａ）に示す場合における（Ｎ１’／Ｎ２’）² に相当する。従って、係数ｋを適切な値とすることにより、主トランス５の１次電流が大きくても、これを減らしてコンデンサ１０に供給し、この電流の直流成分を遮断することができる。これにより、図１の電源装置と同様に、主トランス５の偏励磁を防止することができ、フルブリッジ型コンバータのような電源装置を安定に動作させることができる。なお、演算増幅器等の電源は、主トランス５からインピーダンス変換器９’に流れる電流を用いて、例えば局所電源として生成するようにすれば良い。

以上、本発明をその実施の形態に従って説明したが、本発明は、その主旨の範囲内で種々の変形が可能である。

例えば、図１及び図５の例においては、インピーダンス変換回路１３が、主トランス５の１次巻線Ｎ１の一方の端子と半導体スイッチ３１及び３２の接続点との間に接続されるが、これに代えて、主トランス５の１次巻線Ｎ１の他方の端子と半導体スイッチ３３及び３４の接続点との間に接続されるようにしても良い。即ち、主トランス５の１次巻線Ｎ１に直列に接続されれば良い。

また、本発明は、図１及び図５に示すフルブリッジ型コンバータに限らず、プッシュプル型コンバータ等の種々のスイッチングコンバータに適用することができ、また、コンデンサを用いて直流成分を遮断している形式の種々の電源装置に適用することができる。

以上、説明したように、本発明によれば、電源装置及び電源制御方法において、インピーダンス変換回路を設けることにより、主トランスの１次巻線に大きな電流が流れても、主トランスの偏励磁を防止することができる。これにより、主トランスの偏励磁を防止した大容量の電源装置を実現することができる。特に、本発明によれば、主トランスの１次側から見た場合におけるコンデンサの容量を、等価的に大きな容量とすることができる。これにより、許容リップル電流が大きくないコンデンサによっても、大容量の電源装置における偏励磁を防止することができる。従って、コンデンサを用いて主トランスの偏励磁を防止した大容量の電源装置を実現することができる。

Claims (7)

1. 入力端子と、
   出力端子と、
   １次巻線と２次巻線を備える主トランスと、
   前記入力端子と前記主トランスの１次巻線との間に接続された１次回路と、
   前記主トランスの２次巻線と前記出力端子との間に接続された２次回路と、
   前記１次回路に設けられ、前記主トランスの１次巻線に直列に接続されたインピーダンス変換回路であって、当該インピーダンス変換回路の内部を流れる電流を減らす機能と、当該減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する機能とを備えるインピーダンス変換回路とからなる
   ことを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記インピーダンス変換回路が、その１次巻線が前記主トランスの１次巻線に直列に接続された変圧器又は変流器と、前記変圧器の２次巻線に直列に接続されたコンデンサとからなる
   ことを特徴とする電源装置。
3. 請求項２に記載の電源装置において、
   前記変圧器又は変流器がトランスからなり、前記トランスの１次巻線と２次巻線との巻数比により、前記コンデンサの見かけ上の容量を定める
   ことを特徴とする電源装置。
4. 請求項２に記載の電源装置において、
   前記変圧器又は変流器が、半導体素子により構成されたインピーダンス変換器からなる
   ことを特徴とする電源装置。
5. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記１次回路が、半導体素子からなるブリッジ回路からなる
   ことを特徴とする電源装置。
6. 請求項５に記載の電源装置において、
   前記１次回路が、第１乃至第４の半導体スイッチからなるブリッジ回路からなり、
   前記主トランスの１次巻線の一方の端子が、前記インピーダンス変換回路を介して、直列に接続された前記第１及び第２の半導体スイッチの接続点に接続され、前記主トランスの１次巻線の他方の端子が、直列に接続された前記第３及び第４の半導体スイッチの接続点に接続される
   ことを特徴とする電源装置。
7. 入力端子と主トランスの１次巻線との間に接続された１次回路と、前記主トランスの２次巻線と出力端子との間に接続された２次回路と、前記１次回路に設けられ、前記主トランスの１次巻線に直列に接続されたインピーダンス変換回路とからなる電源装置における電源制御方法であって、
   前記主トランスの１次巻線から前記インピーダンス変換回路に向けて電流が流れた場合、前記インピーダンス変換回路によりその内部を流れる電流を減らし、
   前記インピーダンス変換回路により前記減らされた電流に含まれる直流成分を遮断する
   ことを特徴とする電源制御方法。

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