JPWO2007020845A1 - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents

Abstract

連続的に信号を受信した場合であっても直流オフセット電圧を除去した後の信号レベルに応じて自動利得制御を実施することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することを目的とする。ダイレクトコンバージョン受信機は、低雑音増幅器１４、ミキサ１６、局部発振器（ＬＯ）２０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３、ベースバンド増幅器（第２の増幅器）２４、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２６、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２８、３２、信号処理部３０、スピーカ３４、ＤＣ成分抽出フィルタ１００、平均値算出回路２００、減算器２１０を備えている。平均値算出回路２００によってベースバンド信号の信号レベルの平均値が算出され、ＤＣ成分抽出フィルタ１００によって抽出された直流オフセット電圧が減算されて制御電圧が生成され、低雑音増幅器１４あるいは入力回路１０の利得が制御される。

Description

本発明は、受信した信号をベースバンド信号に変換して復調処理等を行うダイレクトコンバージョン受信機に関する。

ダイレクトコンバージョン受信機は、受信した高周波信号に対してこの高周波信号と同じ周波数の局部発振信号をミキサで混合することによりベースバンド信号を生成している。このミキサでは、局部発振信号が高周波信号の入力端子側に回り込むことによって、出力信号に直流オフセット電圧が含まれるため、受信感度が劣化する。このため、従来から、ガード区間を利用して直流オフセット電圧の除去を行う受信機が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００１−２４５００６号公報（第５−１１頁、図１−１０）

ところで、上述した特許文献１に開示された直流オフセット電圧の除去はガード区間を利用して行われるものであるため、ＡＭ受信機のように連続して信号を受信する場合には適用することができず、直流オフセット電圧を除去した後の正確な信号レベルに応じて自動利得制御（ＡＧＣ）を実施することができないという問題があった。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、連続的に信号を受信した場合であっても直流オフセット電圧を除去した後の信号レベルに応じて自動利得制御を実施することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、連続的に信号を受信した場合であっても直流オフセット電圧を除去することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナを介して受信した信号が入力され、制御電圧に応じた利得で増幅する第１の増幅器と、受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、第１の増幅器によって増幅された信号と局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１のＤＣ成分抽出フィルタと、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、平均値算出回路によって算出された平均値から第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器とを備える。また、第１のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有する。

また、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナを介して受信した信号を増幅する第１の増幅器と、アンテナと第１の増幅器との間に設けられ、制御電圧に応じた利得を有する入力回路と、受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、第１の増幅器によって増幅された信号と局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１のＤＣ成分抽出フィルタと、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、平均値算出回路によって算出された平均値から第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器とを備える。また、第１のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有する。

また、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナを介して受信した信号が入力され、制御電圧に応じた利得で増幅する第１の増幅器と、受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、第１の増幅器によって増幅された信号と局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタと、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、平均値算出回路によって算出された平均値から第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器と、第２のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分に相当するデータをアナログ電圧に変換する第２のデジタル−アナログ変換器と、ミキサから出力されるベースバンド信号から第２のデジタル−アナログ変換器の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する第２の減算器とを備える。また、第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有する。

また、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナを介して受信した信号を増幅する第１の増幅器と、アンテナと第１の増幅器との間に設けられ、制御電圧に応じた利得を有する入力回路と、受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、第１の増幅器によって増幅された信号と局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタと、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、平均値算出回路によって算出された平均値から第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器と、第２のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分に相当するデータをアナログ電圧に変換する第２のデジタル−アナログ変換器と、ミキサから出力されるベースバンド信号から第２のデジタル−アナログ変換器の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する第２の減算器とを備える。また、第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有する。

第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタは、入力データに対して移動平均を計算することにより、入力データに含まれる低域成分（直流成分）を抽出することができ、しかも、移動平均の計算対象に対応するような数の乗算手段が不要になるため回路規模の削減や処理内容の簡素化が可能になる。特に、入力データをＮ個分累積した後に所定の係数（１／Ｎ）を乗算しているため、移動平均を計算する際の累積処理による丸め誤差の発生を防止することができ、計算精度の低下を抑えることができる。また、係数を１以下であって１／Ｎより大きい値に設定することにより、直流成分の抽出と同時にデータの増幅を行うことができる。しかも、後段の回路等で増幅した場合には下位ビットの情報が欠落した後に増幅を行うことになるが、本発明では下位ビットの情報が欠落する前のデータを取り出すことができるため、Ｓ／Ｎ比やダイナミックレンジを向上させることができる。このような第１のＤＣ成分抽出フィルタを用いて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して、ベースバンド信号の平均値から減算することにより、搬送波の信号レベルを正確に検出することができるため、連続的な受信信号に対して自動利得制御を行うことが可能となる。また、このような第２のＤＣ成分抽出フィルタを用いることにより、連続的に受信した信号に対応するベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して除去することが可能となる。

また、上述した累積手段は、Ｎ＋１個の入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、第１の加算手段による加算結果を、入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、データ保持手段から出力されるデータから遅延手段の出力データを減算した結果を累積値として第１の加算手段と係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段とを有することが望ましい。これにより、入力データが入力される毎に、新しい入力データを累積値に加算するとともに最も古い入力データの分を累積値から差し引いて累積値の更新を行うことができ、簡単な回路構成および少ない処理で移動平均を求めることが可能になる。

また、上述した第１の加算手段およびデータ保持手段のいずれかの出力を係数乗算手段に入力することが望ましい。これらの処理結果は、累積結果そのものあるいは累積結果と同等であり、入力データに対して所定の利得で増幅した出力（移動平均値）を得ることができる。

また、上述した遅延手段は、半導体メモリによって形成されていることが望ましい。これにより、規模の大きな遅延手段を容易に実現することができる。

また、上述した係数乗算手段の係数は、ｍを１以上の整数としたときに、１／２^m で表され、係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／２^m を係数とする乗算を行うことが望ましい。Ｎ＝２^m とすると係数１／Ｎ＝１／２^m の乗算は、ｍビット分下位にビット位置をシフトさせることにより行うことができ、しかもこの係数が固定の場合には、さらに簡単に配線を工夫してデータを取り出すビット位置をｍビット分上位側にシフトすることにより実現することができる。これにより、実質的に係数乗算手段を用いないＤＣ成分抽出フィルタを構成することが可能になる。

第１の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示す図である。 ＤＣ成分抽出フィルタの詳細構成を示す図である。 ＤＣ成分抽出フィルタの周波数特性をシミュレートした結果を示す図である。 図１に示したダイレクトコンバージョン受信機の変形例を示す図である。 図１に示したダイレクトコンバージョン受信機の他の変形例を示す図である。 周波数成分分離フィルタの構成を示す図である。 周波数成分分離フィルタの周波数特性をシミュレートした結果を示す図である。 第２の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示す図である。 図８に示したダイレクトコンバージョン受信機の変形例を示す図である。 図１の構成に直交復調を追加した第３の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す図である。 図８の構成に直交復調を追加したダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す図である。

符号の説明

１０ 入力回路
１４ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１６ ミキサ
２０ 局部発振器（ＬＯ）
２３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２４ ベースバンド増幅器
２６ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
２８、３２ デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
３０ 信号処理部
３４ スピーカ
１００ ＤＣ成分抽出フィルタ
１００Ａ 周波数成分分離フィルタ
１１０ 遅延回路
１２０、１２２、１２４ 加算器
１３０ Ｄ型フリップフロップ
１３２ 係数乗算器
２００ 平均値算出回路

以下、本発明を適用した一実施形態のダイレクトコンバージョン受信機について詳細に説明する。

〔第１の実施形態〕
図１は、第１の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機は、入力回路１０、低雑音増幅器（ＬＮＡ、第１の増幅器）１４、ミキサ１６、局部発振器（ＬＯ）２０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３、ベースバンド増幅器（第２の増幅器）２４、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２６、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２８、３２、信号処理部３０、スピーカ３４、ＤＣ成分抽出フィルタ１００、平均値算出回路２００、減算器２１０を備えている。上述したＤＣ成分抽出フィルタ１００が第１のＤＣ成分抽出フィルタに、減算器２１０が第１の減算器に、デジタル−アナログ変換器２８が第１のデジタル−アナログ変換器にそれぞれ対応する。

この受信機は、ＡＭ放送波あるいはＦＭ放送波等の連続的に配信される信号を受信するものであるが、間欠受信を行う受信機に本発明を適用することもできる。また、このダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナ１２やスピーカ３４あるいはその他のわずかな部品（例えば信号処理部３０やＤＣ成分抽出フィルタ１００、平均値算出回路２００の動作クロック生成に必要な水晶発振器等）を除くほとんどの部品が、ＭＯＳプロセスあるいはＣＭＯＳプロセスを用いて半導体基板上に一体形成されている。また、信号処理部３０、ＤＣ成分抽出フィルタ１００および平均値算出回路２００は、例えばＤＳＰ（デジタル信号処理装置）を用いて実現することができる。

入力回路１０は、アンテナ１２と低雑音増幅器１４のインピーダンス整合を行い、受信を希望する放送波を選択する同調回路あるいはバンドパスフィルタなどを含んで構成されている。低雑音増幅器１４は、入力回路１０を介して入力された受信信号を増幅する。低雑音増幅器１４の増幅率（利得）は、デジタル−アナログ変換器２８から入力される制御電圧に応じて設定される。ミキサ１６は、低雑音増幅器１４によって増幅された受信信号と局部発振器２０から出力される局部発振信号とを混合してベースバンド信号を出力する。局部発振器２０は、受信を希望する放送波と同じ周波数を有する局部発振信号を出力する。

ローパルフィルタ２３は、ミキサ１６から出力されるベースバンド信号に含まれる必要帯域よりも高い周波数成分を除去する。例えば、ＡＭ放送波を受信する場合を考えると、音声帯域以上の周波数成分が除去される。ベースバンド増幅器２４は、ローパスフィルタ２３を介して入力されるベースバンド信号を増幅する。アナログ−デジタル変換器２６は、ベースバンド増幅器２４から出力される増幅後のベースバンド信号を所定周波数でサンプリングしてデジタルデータに変換する。サンプリング周波数は、必要帯域の２倍以上に設定される。例えば、ＡＭ放送波を受信する場合を考えると、音声帯域の上限値の２倍以上の５０ｋＨｚのサンプリング周波数が用いられる。

信号処理部３０は、デジタルデータに変換されたベースバンド信号に対して復調等の信号処理を行って音声データを生成する。デジタル−アナログ変換器３２は、信号処理部３０から出力されたオーディオデータをアナログのオーディオ信号に変換し、スピーカ３４から出力する。

ＤＣ成分抽出フィルタ１００は、アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流成分（ＤＣ成分）である直流オフセット電圧を抽出する。例えば、１０Ｈｚ以下の周波数成分が抽出される。平均値算出回路２００は、アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータに基づいて、ベースバンド信号の信号レベルの平均値を算出する。減算器２１０は、平均値算出回路２００によって算出された平均値から、ＤＣ成分抽出フィルタ１００によって抽出された直流オフセット電圧を減算する。ベースバンド信号の信号レベルの平均値は、受信信号に含まれる搬送波の信号レベル（振幅）によって変化するが、ベースバンド信号に直流オフセット電圧が含まれている場合には、この平均値には直流オフセット電圧に相当する成分も含まれている。減算器２１０を用いてこの直流オフセット電圧に相当する成分を除去することにより、搬送波の信号レベルを正確に求めることができる。

本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機はこのような構成を有しており、受信信号の信号レベルに応じた自動利得制御を行う動作について説明する。ベースバンド増幅器２４から出力されるベースバンド信号には、ミキサ１６において局部発振信号が受信信号の入力側に回り込むことによって生じるＤＣ成分と、ベースバンド増幅器２４において発生するオフセット電圧としてのＤＣ成分とが含まれている。ＤＣ成分抽出フィルタ１００は、１０Ｈｚ以下のこれらのＤＣ成分を抽出し、これらのＤＣ成分の電圧レベルに対応するデータを出力する。また、平均値算出回路２００は、直流オフセット電圧に相当する成分が含まれるベースバンド信号の平均値を算出し、平均値に対応するデータを出力する。減算器２１０は、ベースバンド信号の平均値から直流オフセット電圧に相当する成分を減算し、搬送波の信号レベルに対応するデータを出力する。このデータは、デジタル−アナログ変換器２８によって制御電圧に変換され、低雑音増幅器１４に入力される。したがって、低雑音増幅器１４では、搬送波の信号レベルに応じた自動利得制御が行われる。このように、ベースバンド信号から直流オフセット電圧を抽出することができるＤＣ成分抽出フィルタ１００を用いることにより、連続的に受信した搬送波の信号レベルを正確に検出して自動利得制御を行うことが可能になる。

次に、ＤＣ成分抽出フィルタ１００の詳細構成について説明する。図２は、ＤＣ成分抽出フィルタ１００の構成を示す図である。図２に示すＤＣ成分抽出フィルタ１００は、１つの遅延回路１１０と、２つの加算器１２０、１２２と、１つのＤ型フリップフロップ１３０と、１つの係数乗算器１３２とを含んで構成されている。このＤＣ成分抽出フィルタ１００には、例えば５０ｋＨｚのサンプリング周波数ｆでサンプリングされた１６ビットのデジタルデータ（アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータ）が入力されている。

遅延回路１１０は、タップ数が４Ｋ（＝４０９６）に設定されており、ＤＣ成分抽出フィルタ１００に入力される１６ビットのデジタルデータＤ１を入力順に４Ｋ個保持した後に出力する。この遅延回路１１０は、中間タップを有しないため、シフトレジスタあるいはＲＡＭ等の半導体メモリを用いて実現することができる。

加算器１２０は、ＤＣ成分抽出フィルタ１００に入力されるデータＤ１と、後段の加算器１２２から出力されるデータＤ３とを加算する。Ｄ型フリップフロップ１３０は、加算器１２０から出力される加算結果としてのデータＤ４を１クロック分保持して出力する。加算器１２２は、Ｄ型フリップフロップ１３０に保持されたデータＤ５から、遅延回路１１０から出力されるデータＤ６を減算した結果を出力する。係数乗算器１３２は、係数ａが１／（４Ｋ−１）＝１／４０９５に設定されており、加算器１２２から出力されるデータＤ３をａ倍した結果をデータＤ７として出力する。

上述した遅延回路１１０、加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０が累積手段に、係数乗算器１３２が係数乗算手段にそれぞれ対応する。遅延回路１１０が遅延手段に、加算器１２０が第１の加算手段に、加算器１２２が第２の加算手段に、Ｄ型フリップフロップ１３０がデータ保持手段にそれぞれ対応する。

ＤＣ成分抽出フィルタ１００の動作開始時には、遅延回路１１０およびＤ型フリップフロップ１３０がリセットされる。したがって、以後、ＤＣ成分抽出フィルタ１００が動作クロックに同期して動作を開始すると、最初の４Ｋ＋１個のデータＤ１が入力されるまでは、Ｄ型フリップフロップ１３０に保持されたデータＤ５（＝Ｄ３）が加算器１２２を介して加算器１２０に入力されて入力データＤ１に加算され、累積される。

次に、４Ｋ＋１個目のデータＤ１が入力されてこれに対応する累積値がＤ型フリップフロップ１３０に保持されると、このタイミングに同期して遅延回路１１０からは最初のデータＤ１が出力される。したがって、加算器１２２では、それまでの累積値（４Ｋ個分の入力データＤ１の累積値）から最初のデータを差し引いて、２番目の入力データＤ１から４Ｋ＋１個目の入力データまでの４Ｋ−１（＝Ｎ）個分の累積値を出力する。このようにして、以後、新たなデータＤ１が入力される毎に、累積演算の対象となる４Ｋ−１個の入力データＤ１を一つずつずらした累積処理が行われる。この累積処理されたデータＤ３は係数乗算器１３２によってａ（＝１／（４Ｋ−１））倍されてデータＤ７として出力される。

ところで、係数乗算器１３２から出力されるデータＤ７は、４Ｋ−１個の入力データＤ１を累積した後ａ（＝１／（４Ｋ−１））倍して移動平均をとったものであるため、入力データＤ１を４Ｋ−１個分平滑したものであり、入力データＤ１の低域成分（直流成分）を抽出したことになる。

図３は、ＤＣ成分抽出フィルタ１００の周波数特性をシミュレートした結果を示す図である。図３において、横軸は周波数を、縦軸は振幅値をそれぞれ示している。図３に示すように、本実施形態のＤＣ成分抽出フィルタ１００を用いることにより、十数Ｈｚ以下の直流成分が抽出され、それ以上の周波数成分がほとんど除去されている（±０．３ｄＢの範囲内）ことが確認された。

このように、ＤＣ成分抽出フィルタ１００では、入力データに対して移動平均を計算することにより、入力データに含まれる低域成分（直流成分）を抽出することができる。特に、移動平均のみが行われているため、従来構成のＦＩＲフィルタのように移動平均の計算対象に対応するような数の乗算手段（あるいはステップ）が不要になり、回路規模の削減や処理内容の簡素化が可能になる。

また、上述した移動平均演算は、所定個数Ｎの入力データの値を累積するとともに、この累積された値に対して１／Ｎを係数として乗算することにより実現されている。これにより、移動平均を計算する際の累積処理による丸め誤差の発生を防止することができ、計算精度の低下を抑えることができる。特に、この累積処理を行うためには、入力データのビット数よりも１２ビット（累積処理の対象となる入力データの数が４Ｋ個の場合）多いデータを処理することが可能な加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０および係数乗算器１３２を備える必要があるが、これらによる回路規模の増大は遅延回路１１０の規模等に比べるとわずかであるといえる。

また、遅延回路１１０をＲＡＭ等の半導体メモリによって構成することにより、規模の大きな遅延回路を容易に実現することができる。

図４は、図１に示したダイレクトコンバージョン受信機の変形例を示す図である。図１に示した構成では、自動利得制御用の制御電圧を低雑音増幅器１４に入力したが、図４に示すように、入力回路１０に入力して自動利得制御を行うようにしてもよい。例えば、入力回路１０には、ＰＩＮダイオードを用いた可変減衰回路が含まれており、この可変減衰回路における減衰量（利得）を制御電圧に応じて設定するようにしてもよい。

図５は、図１に示したダイレクトコンバージョン受信機の他の変形例を示す図である。図５に示す構成は、図１に示した構成に対して、ＤＣ成分抽出フィルタ１００を周波数成分分離フィルタ１００Ａに置き換えるとともにその接続形態を変更したものである。

周波数成分分離フィルタ１００Ａは、アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流成分（ＤＣ成分）を抽出するとともに、この直流成分を除去した後のベースバンド信号を出力する。これにより、例えば１０Ｈｚ以下の周波数成分と１０Ｈｚ以上の周波数成分とが分離される。一方の１０Ｈｚ以下の周波数成分は、ＤＣ成分抽出フィルタ１００によって抽出された直流オフセット電圧と同等であり、減算器２１０に入力することにより、図１に示した構成と同様に低雑音増幅器１４に対して自動利得制御を行うことができる。また、他方の１０Ｈｚ以上の周波数成分は、ベースバンド信号から直流オフセット電圧を除去した後の信号であって、後段の信号処理部３０に入力される。

次に、周波数成分分離フィルタ１００Ａの詳細構成について説明する。図６は、周波数成分分離フィルタ１００Ａの構成を示す図である。図６に示す周波数成分分離フィルタ１００Ａは、２つの遅延回路１１０Ａ、１１０Ｂ、３つの加算器１２０、１２２、１２４と、１つのＤ型フリップフロップ１３０と、１つの係数乗算器１３２とを含んで構成されている。なお、周波数成分分離フィルタ１００Ａは、図２に示したＤＣ成分抽出フィルタ１００と類似した構成を有しており、理解を容易にするため、基本的に共通する構成については同じ符号が用いられている。この周波数成分分離フィルタ１００Ａには、例えば５０ｋＨｚのサンプリング周波数ｆでサンプリングされた１６ビットのデジタルデータ（アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータ）が入力されている。

一方の遅延回路１１０Ａは、タップ数が２Ｋ（＝２０４８）に設定されており、周波数成分分離フィルタ１００Ａに入力される１６ビットのデジタルデータＤ１を入力順に２Ｋ個保持した後に出力する。同様に、他方の遅延回路１１０Ｂは、タップ数が２Ｋに設定されており、一方の遅延回路１１０Ａから出力されるデジタルデータＤ２を入力順に２Ｋ個保持した後に出力する。これら２つの遅延回路１１０Ａ、１１０Ｂは、ともに中間タップを有しないため、シフトレジスタあるいはＲＡＭ等の半導体メモリを用いて実現することができる。

加算器１２０は、周波数成分分離フィルタ１００Ａに入力されるデータＤ１と、後段の加算器１２２から出力されるデータＤ３とを加算する。Ｄ型フリップフロップ１３０は、加算器１２０から出力される加算結果としてのデータＤ４を１クロック分保持して出力する。加算器１２２は、Ｄ型フリップフロップ１３０に保持されたデータＤ５から、後段の遅延回路１１０Ｂから出力されるデータＤ６を減算した結果を出力する。

係数乗算器１３２は、係数ａが１／（４Ｋ−１）＝１／４０９５に設定されており、加算器１２２から出力されるデータＤ３をａ倍した結果を出力する。加算器１２４は、前段の遅延回路１１０Ａから出力されるデータＤ２から係数乗算器１３２の出力データＤ７を減算する。

上述した遅延回路１１０Ａ、１１０Ｂ、加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０、加算器１２４が減算手段に、遅延回路１１０Ａ、１１０Ｂ、加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０が累積手段に、係数乗算器１３２が係数乗算手段にそれぞれ対応する。２つの遅延回路１１０Ａ、１１０Ｂが遅延手段に、加算器１２０が第１の加算手段に、加算器１２２が第２の加算手段に、Ｄ型フリップフロップ１３０がデータ保持手段にそれぞれ対応する。

周波数成分分離フィルタ１００Ａの動作開始時には、２つの遅延回路１１０Ａ、１１０ＢおよびＤ型フリップフロップ１３０がリセットされる。したがって、以後、周波数成分分離フィルタ１００Ａが動作クロックに同期して動作を開始すると、最初の４Ｋ＋１個のデータＤ１が入力されるまでは、Ｄ型フリップフロップ１３０に保持されたデータＤ５（＝Ｄ３）が加算器１２２を介して加算器１２０に入力されて入力データＤ１に加算されて累積される。

次に、４Ｋ＋１個目のデータＤ１が入力されてこれに対応する累積値がＤ型フリップフロップ１３０に保持されると、このタイミングに同期して後段の遅延回路１１０Ｂからは最初のデータＤ１が出力される。したがって、加算器１２２では、それまでの累積値（４Ｋ個分の入力データＤ１の累積値）から最初のデータを差し引いて、２番目の入力データＤ１から４Ｋ＋１個目の入力データまでの４Ｋ−１（＝Ｎ）個分の累積値を出力する。このようにして、以後、新たなデータＤ１が入力される毎に、累積演算の対象となる４Ｋ−１個の入力データＤ１を一つずつずらした累積処理が行われる。この累積処理されたデータＤ３は係数乗算器１３２によってａ（＝１／（４Ｋ−１））倍された後に加算器１２４の一方の入力端に入力される。

また、このような累積処理と並行して、累積演算の対象となった４Ｋ−１個の入力データＤ１の中央のデータＤ２が遅延回路１１０Ａから取り出される。このデータＤ２は、加算器１２４の他方の入力端に入力される。加算器１２４では、係数乗算器１３２から出力されるデータＤ７を減算した結果を出力する。

ところで、加算器１２４の一方の入力端に入力されるデータＤ７は、４Ｋ−１個の入力データＤ１を累積した後ａ（＝１／（４Ｋ−１））倍して移動平均をとったものであるため、入力データＤ１を４Ｋ−１個分平滑したものであり、入力データＤ１の低域成分（直流成分）を抽出したことになる。したがって、加算器１２４において、データＤ２からこの低域成分を減算することにより、直流成分を取り除いた高域成分のみを第２の出力として取り出すことができる。また、加算器１２４の一方の入力端に接続された係数乗算器１３２からは、入力データから直流成分を抽出して第１の出力として取り出すことができる。

図７は、周波数成分分離フィルタ１００Ａの周波数特性をシミュレートした結果を示す図である。図７において、横軸は周波数を、縦軸は振幅値をそれぞれ示している。図７に示すように、本実施形態の周波数成分分離フィルタ１００Ａを用いることにより、十数Ｈｚ以下の直流成分が除去された出力ＯＵＴ１と、十数Ｈｚ以下の直流成分が抽出された出力ＯＵＴ２を得ることができた。

このように、周波数成分分離フィルタ１００Ａでは、データに対して移動平均を計算することにより、入力データに含まれる低域成分（直流成分）を抽出することができる。また、この低域成分を入力データから減算することにより、入力データに含まれる直流成分を除去することが可能になる。これにより、入力データに含まれる直流成分とそれ以外の周波数成分の両方を同時に取り出すことが可能になる。特に、移動平均と減算のみが行われているため、移動平均の計算対象に対応するような数の乗算手段（あるいはステップ）が不要になり、回路規模の削減や処理内容の簡素化が可能になる。

また、上述した移動平均演算は、所定個数Ｎの入力データの値を累積するとともに、この累積された値に対して１／Ｎを係数として乗算することにより実現されている。これにより、移動平均を計算する際の累積処理による丸め誤差の発生を防止することができ、計算精度の低下を抑えることができる。特に、この累積処理を行うためには、入力データのビット数よりも１２ビット（累積処理の対象となる入力データの数が４Ｋ個の場合）多いデータを処理することが可能な加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０および係数乗算器１３２を備える必要があるが、これらによる回路規模の増大は遅延回路１１０Ａ、１１０Ｂの規模等に比べるとわずかであるといえる。

また、遅延回路１１０Ａ、１１０ＢをＲＡＭ等の半導体メモリによって構成することにより、規模の大きな遅延回路を容易に実現することができる。

なお、図２や図６に示した構成では、ＤＣ成分抽出フィルタ１００において、係数乗算器１３２から出力されるデータＤ７を、入力データに含まれる直流成分として取り出しているが、図２において示すＡ（加算器１２２の出力）、Ｂ（Ｄ型フリップフロップ１３０の出力）のいずれかから累積データあるいはこれと同等のデータを取り出して、加算器１２２から出力されるデータの代わりに係数乗算器１３２に入力するようにしてもよい。

また、上述した実施形態では、累積処理の対象となるデータの個数Ｎで累積値を除算するために係数乗算器１３２の係数ａを１／Ｎに設定したが、この係数ａを１以下であって１／Ｎより大きい値に設定するようにしてもよい。係数ａを１以下であって１／Ｎより大きい値に設定することにより、直流成分の抽出と同時にデータの増幅を行うことができる。しかも、後段の回路等で増幅した場合には下位ビットの情報が欠落した後に増幅を行うことになるが、このような係数の設定を行う場合には、下位ビットの情報が欠落する前のデータを取り出すことができるため、Ｓ／Ｎ比やダイナミックレンジを向上させることができる。

また、上述した実施形態では、移動計算の対象となっているデータの数Ｎ（＝４Ｋ−１個）を奇数に設定したが、この数Ｎを偶数に設定するとともに２のべき乗の数にすることにより（Ｎ＝２^m ）、係数乗算器１３２を簡単なビットシフト回路によって、あるいはさらに簡単に、配線を工夫してデータを取り出すビット位置を上位側にシフトすることにより実現することができる。例えば、Ｎ＝４０９６＝２¹²とすると、下位の１２ビットの信号線を使用せずに下位から１３ビット目より上位の所定ビット数に対応する信号線のみからデータＤ７を取り出すことにより、係数ａ＝１／２¹²の乗算処理を行うようにしてもよい。これにより、実質的に係数乗算器を用いないＤＣ成分抽出フィルタ１００を構成することが可能になる。

また、図６に示した構成では、移動計算の対象となっている４Ｋ−１個のデータの中の中央のデータＤ２を取り出して加算器１２４に入力したが、このデータＤ２は、中央位置からではなくその近傍から取り出すようにしてもよい。理論上は、リニアな位相特性を実現するためには、４Ｋ−１個の中の中央のデータＤ２を取り出すことが望ましいが、実際にはデータＤ２を取り出す位置が若干中央からずれても位相特性が極端に悪化せずに周波数特性および位相特性をほぼ維持することができる。しかも、前段の遅延回路１１０Ａによって保持されるデータ数と後段の遅延回路１１０Ｂによって保持されるデータ数の差を１あるいはその他の奇数に設定することにより、これらの値の合計値を奇数にすることができる。この場合には、係数乗算器１３２の係数ａ＝１／ＮのＮの値を偶数にすることができるため、さらにこのＮを２のべき乗の数にすることにより、係数乗算器１３２を簡単なビットシフト回路によって、あるいはさらに簡単に、配線を工夫してデータを取り出すビット位置を上位側にシフトすることにより実現することができる。例えば、Ｎ＝４０９６＝２¹²とすると、下位の１２ビットの信号線を使用せずに下位から１３ビット目より上位の所定ビット数に対応する信号線のみを加算器１２４の一方端に接続し、これにより係数ａ＝１／２¹²の乗算処理を行うようにしてもよい。これにより、実質的に係数乗算器を用いない周波数成分分離フィルタ１００Ａを構成することが可能になる。

〔第２の実施形態〕
図８は、第２の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示す図である。図８に示すダイレクトコンバージョン受信機は、図１に示したダイレクトコンバージョン受信機と比べて、ＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂ、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２８Ａ、減算器２２を追加した点が異なっており、それ以外の構成については共通する。第１の実施形態と同様に、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機も、アンテナ１２やスピーカ３４あるいはその他のわずかな部品を除くほとんどの部品が、ＭＯＳプロセスあるいはＣＭＯＳプロセスを用いて半導体基板上に一体形成されている。また、信号処理部３０、ＤＣ成分抽出フィルタ１００、１００Ｂおよび平均値算出回路２００は、例えばＤＳＰを用いて実現することができる。上述したＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂが第２のＤＣ成分抽出フィルタに、デジタル−アナログ変換器２８Ａが第２のデジタル−アナログ変換器に、減算器２２が第２の減算器にそれぞれ対応する。

ＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂは、アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流成分（ＤＣ成分）である直流オフセット電圧（デジタルデータ）を抽出する。ＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂの基本構成は図２に示すＤＣ成分抽出フィルタ１００と同じであり、詳細な構成および動作の説明は省略する。ＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂの出力は、デジタル−アナログ変換器２８Ａによってアナログ電圧に変換される。

減算器２２は、ミキサ１６とローパスフィルタ２３の間に挿入されている。減算器２２は、ミキサ１６から出力されるベースバンド信号からデジタル−アナログ変換器２８Ａの出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する。ベースバンド増幅器２４から出力されるベースバンド信号には、ミキサ１６において局部発振信号が受信信号の入力側に回り込むことによって生じるＤＣ成分と、ベースバンド増幅器２４において発生するオフセット電圧としてのＤＣ成分とが含まれている。ＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂは、１０Ｈｚ以下のこれらのＤＣ成分を抽出し、これらのＤＣ成分の電圧レベルに対応するデータを出力する。このデータは、デジタル−アナログ変換器２８Ａによって直流オフセット電圧に変換され、減算器２２に入力される。減算器２２は、ミキサ１６から出力されるベースバンド信号から、デジタル−アナログ変換器２８Ａから出力される直流オフセット電圧を減算して（除去して）出力する。

このように、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機では、１０Ｈｚ以下のＤＣ成分を抽出することができるＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂを用いることにより、連続的に受信した信号に対応するベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して除去することが可能になる。また、ＤＣ成分抽出フィルタ１００を用いることにより、連続的に受信した搬送波の信号レベルを正確に検出して低雑音増幅器１４の増幅率を可変することにより、自動利得制御を行うことが可能になる。

なお、図８において点線で示すように、デジタル−アナログ変換器２８の出力電圧を入力回路１０に入力して自動利得制御を行うようにしてもよい。この場合の入力回路１０の動作は、第１の実施形態において図４に示す構成を用いて説明した通りである。

また、本実施形態では、ミキサ１６とローパスフィルタ２３の間に減算器２２を挿入したが、代わりに減算器２２をローパスフィルタ２３とベースバンド増幅器２４の間に挿入するようにしてもよい。

また、本実施形態では、２つのＤＣ成分抽出フィルタ１００、１００Ｂを用いているが、これらはともにベースバンド信号に含まれるＤＣ成分を抽出するために用いられているため、これら２つのＤＣ成分抽出フィルタ１００、１００Ｂのいずれか一方を省略するようにしてもよい。例えば、図９に示すように、ＤＣ成分抽出フィルタ１００Ｂを省略し、ＤＣ成分抽出フィルタ１００の出力をデジタル−アナログ変換器２８Ａに入力してもよい。

〔第３の実施形態〕
ところで、上述した第１および第２の実施形態では、ベースバンド信号に含まれるオフセット電圧を抽出することにより、このオフセット電圧を除去したり、低雑音増幅器１４等の自動利得制御を行ったりする場合の基本動作を説明したが、実用的なダイレクトコンバージョン受信機を考えた場合には、直交復調を行ってベースバンド信号の同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）を分離して処理する必要がある。

図１０は、図１の構成に直交復調を追加した第３の実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す図である。図１０に示すダイレクトコンバージョン受信機は、図１に示したダイレクトコンバージョン受信機に比べて、ミキサ３１６、移相器３２１、ローパスフィルタ３２３、ベースバンド増幅器３２４、アナログ−デジタル変換器３２６を追加するとともに、信号処理部３０を信号処理部３３０に置き換えた点が異なっている。

局部発振器２０から出力される局部発振信号は、移相器３２１を通すことにより、位相が９０°シフトされて出力される。この位相シフト後の局部発振信号がミキサ３１６に入力される。これにより、ミキサ１６から出力されるベースバンド信号（Ｉ信号）に対して位相が９０°シフトしたベースバンド信号が生成される。

ローパルフィルタ３２３は、ミキサ３１６から出力されるベースバンド信号に含まれる必要帯域よりも高い周波数成分を除去する。ベースバンド増幅器３２４は、ローパスフィルタ３２３を介して入力されるベースバンド信号を増幅する。アナログ−デジタル変換器３２６は、ベースバンド増幅器３２４から出力される増幅後のベースバンド信号を所定周波数でサンプリングしてデジタルデータに変換する。信号処理部３３０は、デジタルデータに変換されたＩ信号とＱ信号を用いて復調等の信号処理を行って音声データを生成する。

なお、図１０に示すダイレクトコンバージョン受信機では、Ｉ信号の処理系統にＤＣ成分抽出フィルタ１００と平均値算出回路２００とを接続したが、Ｑ信号の処理系統にＤＣ成分抽出フィルタ１００と平均値算出回路２００とを接続するようにしてもよい。また、図１０において点線で示すように、デジタル−アナログ変換器２８の出力電圧を入力回路１０に入力して自動利得制御を行うようにしてもよい。

図１１は、図８の構成に直交復調を追加したダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す図である。図１１に示すダイレクトコンバージョン受信機は、図８に示したダイレクトコンバージョン受信機に比べて、ミキサ３１６、移相器３２１、減算器３２２、ベースバンド増幅器３２４、アナログ−デジタル変換器３２６、ＤＣ成分抽出フィルタ３００Ｂ、ＤＡＣ３２８Ａを追加するとともに、信号処理部３０を信号処理部３３０に置き換えた点が異なっている。図１０に示す構成と基本的に同じ動作を行う構成については、同じ符号が付されている。

なお、図１１に示すダイレクトコンバージョン受信機では、Ｉ信号の処理系統にＤＣ成分抽出フィルタ１００と平均値算出回路２００とを接続したが、Ｑ信号の処理系統にＤＣ成分抽出フィルタ１００と平均値算出回路２００とを接続するようにしてもよい。また、図１１において点線で示すように、デジタル−アナログ変換器２８の出力電圧を入力回路１０に入力して自動利得制御を行うようにしてもよい。また、減算器２２の接続位置をローパスフィルタ２３とベースバンド増幅器２４の間に、減算器３２２の接続位置をローパスフィルタ３２３とベースバンド増幅器３２４の間にそれぞれ変更してもよい。

本発明によれば、ＤＣ成分抽出フィルタによって入力データに対して移動平均を計算することにより、入力データに含まれる低域成分（直流成分）を抽出することができ、しかも、移動平均の計算対象に対応するような数の乗算手段が不要になるため回路規模の削減や処理内容の簡素化が可能になる。特に、入力データをＮ個分累積した後に所定の係数（１／Ｎ）を乗算しているため、移動平均を計算する際の累積処理による丸め誤差の発生を防止することができ、計算精度の低下を抑えることができる。また、係数を１以下であって１／Ｎより大きい値に設定することにより、直流成分の抽出と同時にデータの増幅を行うことができる。しかも、後段の回路等で増幅した場合には下位ビットの情報が欠落した後に増幅を行うことになるが、本発明では下位ビットの情報が欠落する前のデータを取り出すことができるため、Ｓ／Ｎ比やダイナミックレンジを向上させることができる。このようなＤＣ成分抽出フィルタを用いて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して、ベースバンド信号の平均値から減算することにより、搬送波の信号レベルを正確に検出することができるため、連続的な受信信号に対して自動利得制御を行うことが可能となる。また、このようなＤＣ成分抽出フィルタを用いることにより、連続的に受信した信号に対応するベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して除去することが可能となる。

Claims (22)

1. アンテナを介して受信した信号が入力され、制御電圧に応じた利得で増幅する第１の増幅器と、
   受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、
   前記第１の増幅器によって増幅された信号と前記局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、
   前記ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、
   前記第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、
   前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、前記ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１のＤＣ成分抽出フィルタと、
   前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、
   前記平均値算出回路によって算出された平均値から前記第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、
   前記第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの前記制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器と、
   を備え、前記第１のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、前記累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有するダイレクトコンバージョン受信機。
2. 請求項１において、
   前記累積手段は、
   Ｎ＋１個の前記入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、
   前記入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、
   前記第１の加算手段による加算結果を、前記入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、
   前記データ保持手段から出力されるデータから前記遅延手段の出力データを減算した結果を前記累積値として前記第１の加算手段と前記係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段と、
   を有するダイレクトコンバージョン受信機。
3. 請求項２において、
   前記第１の加算手段および前記データ保持手段のいずれかの出力を前記係数乗算手段に入力するダイレクトコンバージョン受信機。
4. 請求項２において、
   前記遅延手段は、半導体メモリによって形成されているダイレクトコンバージョン受信機。
5. 請求項１において、
   前記係数乗算手段の係数は、ｍを１以上の整数としたときに、１／２^m で表され、
   前記係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／２^m を係数とする乗算を行うダイレクトコンバージョン受信機。
6. アンテナを介して受信した信号を増幅する第１の増幅器と、
   前記アンテナと前記第１の増幅器との間に設けられ、制御電圧に応じた利得を有する入力回路と、
   受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、
   前記第１の増幅器によって増幅された信号と前記局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、
   前記ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、
   前記第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、
   前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、前記ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１のＤＣ成分抽出フィルタと、
   前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、
   前記平均値算出回路によって算出された平均値から前記第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、
   前記第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの前記制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器と、
   を備え、前記第１のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、前記累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有するダイレクトコンバージョン受信機。
7. 請求項６において、
   前記累積手段は、
   Ｎ＋１個の前記入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、
   前記入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、
   前記第１の加算手段による加算結果を、前記入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、
   前記データ保持手段から出力されるデータから前記遅延手段の出力データを減算した結果を前記累積値として前記第１の加算手段と前記係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段と、
   を有するダイレクトコンバージョン受信機。
8. 請求項７において、
   前記第１の加算手段および前記データ保持手段のいずれかの出力を前記係数乗算手段に入力するダイレクトコンバージョン受信機。
9. 請求項７において、
   前記遅延手段は、半導体メモリによって形成されているダイレクトコンバージョン受信機。
10. 請求項６において、
    前記係数乗算手段の係数は、ｍを１以上の整数としたときに、１／２^m で表され、
    前記係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／２^m を係数とする乗算を行うダイレクトコンバージョン受信機。
11. アンテナを介して受信した信号が入力され、制御電圧に応じた利得で増幅する第１の増幅器と、
    受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、
    前記第１の増幅器によって増幅された信号と前記局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、
    前記ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、
    前記第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、
    前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、前記ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタと、
    前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、
    前記平均値算出回路によって算出された平均値から前記第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、
    前記第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの前記制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器と、
    前記第２のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分に相当するデータをアナログ電圧に変換する第２のデジタル−アナログ変換器と、
    前記ミキサから出力されるベースバンド信号から前記第２のデジタル−アナログ変換器の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する第２の減算器と、
    を備え、前記第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、前記累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有するダイレクトコンバージョン受信機。
12. 請求項１１において、
    前記累積手段は、
    Ｎ＋１個の前記入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、
    前記入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、
    前記第１の加算手段による加算結果を、前記入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、
    前記データ保持手段から出力されるデータから前記遅延手段の出力データを減算した結果を前記累積値として前記第１の加算手段と前記係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段と、
    を有するダイレクトコンバージョン受信機。
13. 請求項１２において、
    前記第１の加算手段および前記データ保持手段のいずれかの出力を前記係数乗算手段に入力するダイレクトコンバージョン受信機。
14. 請求項１２において、
    前記遅延手段は、半導体メモリによって形成されているダイレクトコンバージョン受信機。
15. 請求項１１において、
    前記係数乗算手段の係数は、ｍを１以上の整数としたときに、１／２^m で表され、
    前記係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／２^m を係数とする乗算を行うダイレクトコンバージョン受信機。
16. 請求項１１において、
    前記第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタのいずれか一方を省略し、他方の出力を前記第１の減算器と前記第２のデジタル−アナログ変換器に入力するダイレクトコンバージョン受信機。
17. アンテナを介して受信した信号を増幅する第１の増幅器と、
    前記アンテナと前記第１の増幅器との間に設けられ、制御電圧に応じた利得を有する入力回路と、
    受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、
    前記第１の増幅器によって増幅された信号と前記局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、
    前記ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、
    前記第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、
    前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、前記ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出する第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタと、
    前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータの平均値を算出する平均値算出回路と、
    前記平均値算出回路によって算出された平均値から前記第１のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分を減算する第１の減算器と、
    前記第１の減算器によって減算された後のデータをアナログの前記制御電圧に変換する第１のデジタル−アナログ変換器と、
    前記第２のＤＣ成分抽出フィルタによって抽出されたＤＣ成分に相当するデータをアナログ電圧に変換する第２のデジタル−アナログ変換器と、
    前記ミキサから出力されるベースバンド信号から前記第２のデジタル−アナログ変換器の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する第２の減算器と、
    を備え、前記第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタは、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、前記累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として、あるいは１以下であって１／Ｎより大きい係数を乗算する係数乗算手段とを有するダイレクトコンバージョン受信機。
18. 請求項１７において、
    前記累積手段は、
    Ｎ＋１個の前記入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、
    前記入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、
    前記第１の加算手段による加算結果を、前記入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、
    前記データ保持手段から出力されるデータから前記遅延手段の出力データを減算した結果を前記累積値として前記第１の加算手段と前記係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段と、
    を有するダイレクトコンバージョン受信機。
19. 請求項１８において、
    前記第１の加算手段および前記データ保持手段のいずれかの出力を前記係数乗算手段に入力するダイレクトコンバージョン受信機。
20. 請求項１８において、
    前記遅延手段は、半導体メモリによって形成されているダイレクトコンバージョン受信機。
21. 請求項１７において、
    前記係数乗算手段の係数は、ｍを１以上の整数としたときに、１／２^m で表され、
    前記係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／２^m を係数とする乗算を行うダイレクトコンバージョン受信機。
22. 請求項１７において、
    前記第１および第２のＤＣ成分抽出フィルタのいずれか一方を省略し、他方の出力を前記第１の減算器と前記第２のデジタル−アナログ変換器に入力するダイレクトコンバージョン受信機。
    

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