JP2007049641A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 連続的に信号を受信した場合であっても直流オフセット電圧を除去することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供すること。
【解決手段】 ダイレクトコンバージョン受信機は、低雑音増幅器１４、ミキサ１６、局部発振器（ＬＯ）２０、減算器２２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３、ベースバンド増幅器（第２の増幅器）２４、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２６、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２８、３２、信号処理部３０、スピーカ３４、周波数成分分離フィルタ１００を備えている。周波数成分分離フィルタ１００は、入力データに対して所定個数Ｎの移動平均を計算し、移動平均の計算対象となっている所定個数Ｎの入力データの中から中央あるいはその近傍の入力データを取り出して、この入力データの値から移動平均値を減算した結果とともに、移動平均値を出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、受信した信号をベースバンド信号に変換して復調処理等を行うダイレクトコンバージョン受信機に関する。

ダイレクトコンバージョン受信機は、受信した高周波信号に対してこの高周波信号と同じ周波数の局部発振信号をミキサで混合することによりベースバンド信号を生成している。このミキサでは、局部発振信号が高周波信号の入力端子側に回り込むことによって、出力信号に直流オフセット電圧が含まれるため、受信感度が劣化する。このため、従来から、ガード区間を利用して直流オフセット電圧の除去を行う受信機が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００１−２４５００６号公報（第５−１１頁、図１−１０）

ところで、上述した特許文献１に開示された直流オフセット電圧の除去はガード区間を利用して行われるものであるため、ＡＭ受信機のように連続して信号を受信する場合には適用することができず、直流オフセット電圧を除去することができないという問題があった。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、連続的に信号を受信した場合であっても直流オフセット電圧を除去することができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナを介して受信した信号を増幅する第１の増幅器と、受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、第１の増幅器によって増幅された信号と局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出するとともに、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去した成分を抽出する周波数成分分離フィルタと、周波数成分分離フィルタによって抽出されたＤＣ成分に相当するデータをアナログ電圧に変換するデジタル−アナログ変換器と、ミキサから出力されるベースバンド信号からデジタル−アナログ変換器の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する減算器とを備える。また、周波数成分分離フィルタは、入力データに対して所定個数Ｎの移動平均を計算する移動平均演算手段と、移動平均の計算対象となっている所定個数Ｎの入力データの中から中央あるいはその近傍の入力データを取り出して、この入力データの値から移動平均演算手段による計算によって得られた移動平均値を減算する減算手段とを有し、移動平均演算手段による計算結果を第１の出力として、減算手段による減算結果を第２の出力として取り出す。周波数成分分離フィルタは、入力データに対して移動平均を計算することにより、入力データに含まれる低域成分（直流成分）を抽出することができる。また、この低域成分を入力データから減算することにより、入力データに含まれる直流成分を除去することが可能になる。これにより、入力データに含まれる直流成分とそれ以外の周波数成分の両方を同時に取り出すことが可能になる。特に、移動平均と減算のみが行われているため、移動平均の計算対象に対応するような数の乗算手段（あるいはステップ）が不要になり、回路規模の削減や処理内容の簡素化が可能になる。このような周波数成分分離フィルタを用いることにより、連続的に受信した信号に対応するベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して除去することが可能になる。

また、上述した移動平均演算手段は、所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として乗算する係数乗算手段とを有することが望ましい。これにより、移動平均を計算する際の累積処理による丸め誤差の発生を防止することができ、計算精度の低下を抑えることができる。

また、上述した累積手段は、Ｎ＋１個の入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、第１の加算手段による加算結果を入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、データ保持手段から出力されるデータから遅延手段の出力データを減算した結果を累積値として第１の加算手段と係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段とを有することが望ましい。これにより、入力データが入力される毎に、新しい入力データを累積値に加算するとともに最も古い入力データの分を累積値から差し引いて累積値の更新を行うことができ、簡単な回路構成および少ない処理で移動平均を求めることが可能になる。

また、上述した累積手段、第１の加算手段、データ保持手段、第２の加算手段のいずれかの出力を第１の出力に代えて取り出すことが望ましい。これらの処理結果は、累積結果そのものあるいは累積結果と同等であり、係数（１／Ｎ）を乗算する前に取り出すことにより、入力データに対して所定の利得で増幅した出力を得ることができる。しかも、係数（１／Ｎ）を乗算して下位ビットの情報が欠落する前のデータを取り出すことにより、Ｓ／Ｎ比やダイナミックレンジを向上させることができる。

また、上述した遅延手段は、（Ｎ＋１）／２個の入力データを入力順に保持して出力する縦続接続された第１および第２の分割遅延手段を有しており、前段の第１の分割遅延手段から出力されるデータを中央あるいはその近傍の入力データとして減算手段に入力することが望ましい。これにより、移動平均を求めるために使用した遅延手段の一部（第１の分割遅延手段）を用いることが可能になり、回路および処理の共用によるさらなる回路規模の削減および処理内容の簡素化が可能になる。

また、上述した遅延手段は、半導体メモリによって形成されていることが望ましい。これにより、規模の大きな遅延手段を容易に実現することができる。

また、上述した所定個数Ｎは２のべき乗の数であり、係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／Ｎを係数とする乗算を行うことが望ましい。Ｎ＝２^m とすると係数１／Ｎ＝１／２^m の乗算は、ｍビット分下位にビット位置をシフトさせることにより行うことができ、しかもこの係数が固定の場合には、さらに簡単に配線を工夫してデータを取り出すビット位置をｍビット分上位側にシフトすることにより実現することができる。これにより、実質的に係数乗算手段を用いない周波数成分分離フィルタを構成することが可能になる。

以下、本発明を適用した一実施形態のダイレクトコンバージョン受信機について詳細に説明する。図１は、一実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機は、入力回路１０、低雑音増幅器（ＬＮＡ、第１の増幅器）１４、ミキサ１６、局部発振器（ＬＯ）２０、減算器２２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３、ベースバンド増幅器（第２の増幅器）２４、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２６、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２８、３２、信号処理部３０、スピーカ３４、周波数成分分離フィルタ１００を備えている。この受信機は、ＡＭ放送波あるいはＦＭ放送波等の連続的に配信される信号を受信するものであるが、間欠受信を行う受信機に本発明を適用することもできる。また、この受信機は、アンテナ１２やスピーカ３４あるいはその他のわずかな部品（例えば図示していない信号処理部３０や周波数成分分離フィルタ１００の動作クロック生成に必要な水晶発振器等）を除くほとんどの部品が、ＭＯＳプロセスあるいはＣＭＯＳプロセスを用いて半導体基板上に一体形成されている。また、信号処理部３０および周波数成分分離フィルタ１００は、例えばＤＳＰ（デジタル信号処理装置）を用いて実現することができる。

入力回路１０は、アンテナ１２と低雑音増幅器１４のインピーダンス整合を行い、受信を希望する放送波を選択する同調回路あるいはバンドパスフィルタなどを含んで構成されている。低雑音増幅器１４は、入力回路１０を介して入力された受信信号を増幅する。ミキサ１６は、低雑音増幅器１４によって増幅された受信信号と局部発振器２０から出力される局部発振信号とを混合してベースバンド信号を出力する。局部発振器２０は、受信を希望する放送波と同じ周波数を有する局部発振信号を出力する。

減算器２２は、ミキサ１６から出力されるベースバンド信号からデジタル−アナログ変換器２８の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する。ローパルフィルタ２３は、減算器２２を介して入力されるベースバンド信号に含まれる必要帯域よりも高い周波数成分を除去する。例えば、ＡＭ放送波を受信する場合を考えると、音声帯域以上の周波数成分が除去される。ベースバンド増幅器２４は、ローパスフィルタ２３を介して入力されるベースバンド信号を増幅する。アナログ−デジタル変換器２６は、ベースバンド増幅器２４から出力される増幅後のベースバンド信号を所定周波数でサンプリングしてデジタルデータに変換する。サンプリング周波数は、必要帯域の２倍以上に設定される。例えば、ＡＭ放送波を受信する場合を考えると、音声帯域の上限値の２倍以上の５０ｋＨｚのサンプリング周波数が用いられる。

信号処理部３０は、デジタルデータに変換されたベースバンド信号に対して復調等の信号処理を行って音声データを生成する。デジタル−アナログ変換器３２は、信号処理部３０から出力されたオーディオデータをアナログのオーディオ信号に変換し、スピーカ３４から出力する。

周波数成分分離フィルタ１００は、アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータに基づいて、ベースバンド信号に含まれる直流成分（ＤＣ成分）を抽出するとともに、この直流成分を除去した後のベースバンド信号を出力する。これにより、例えば１０Ｈｚ以下の周波数成分と１０Ｈｚ以上の周波数成分とが分離される。

本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機はこのような構成を有しており、次に、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する動作について説明する。ベースバンド増幅器２４から出力されるベースバンド信号には、ミキサ１６において局部発振信号が受信信号の入力側に回り込むことによって生じるＤＣ成分と、ベースバンド増幅器２４において発生するオフセット電圧としてのＤＣ成分とが含まれている。周波数成分分離フィルタ１００は、１０Ｈｚ以下のこれらのＤＣ成分を抽出し、これらのＤＣ成分の電圧レベルに対応するデータを出力する。このデータは、デジタル−アナログ変換器２８によって直流オフセット電圧に変換され、減算器２２に入力される。減算器２２は、ミキサ１６から出力されるベースバンド信号から、デジタル−アナログ変換器２８から出力される直流オフセット電圧を減算して（除去して）出力する。このように、１０Ｈｚ以下のＤＣ成分を抽出することができる周波数成分分離フィルタ１００を用いることにより、連続的に受信した信号に対応するベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を抽出して除去することが可能になる。しかも、周波数成分分離フィルタ１００では、１０Ｈｚ以下のＤＣ成分を除去する動作も行われるため、ベースバンド信号に残った直流オフセット電圧についても確実に除去することができる。

次に、周波数成分分離フィルタ１００の詳細構成について説明する。図２は、周波数成分分離フィルタ１００の構成を示す図である。図２に示す周波数成分分離フィルタ１００は、２つの遅延回路１１０、１１２と、３つの加算器１２０、１２２、１２４と、１つのＤ型フリップフロップ１３０と、１つの係数乗算器１３２とを含んで構成されている。この周波数成分分離フィルタ１００には、例えば５０ｋＨｚのサンプリング周波数ｆでサンプリングされた１６ビットのデジタルデータ（アナログ−デジタル変換器２６から出力されるデジタルデータ）が入力されている。

一方の遅延回路１１０は、タップ数が２Ｋ（＝２０４８）に設定されており、周波数成分分離フィルタ１００に入力される１６ビットのデジタルデータＤ１を入力順に２Ｋ個保持した後に出力する。同様に、他方の遅延回路１１２は、タップ数が２Ｋに設定されており、一方の遅延回路１１０から出力されるデジタルデータＤ２を入力順に２Ｋ個保持した後に出力する。これら２つの遅延回路１１０、１１２は、ともに中間タップを有しないため、シフトレジスタあるいはＲＡＭ等の半導体メモリを用いて実現することができる。

加算器１２０は、周波数成分分離フィルタ１００に入力されるデータＤ１と、後段の加算器１２２から出力されるデータＤ３とを加算する。Ｄ型フリップフロップ１３０は、加算器１２０から出力される加算結果としてのデータＤ４を１クロック分保持して出力する。加算器１２２は、Ｄ型フリップフロップ１３０に保持されたデータＤ５から、後段の遅延回路１１２から出力されるデータＤ６を減算した結果を出力する。

係数乗算器１３２は、係数ａが１／（４Ｋ−１）＝１／４０９５に設定されており、加算器１２２から出力されるデータＤ３をａ倍した結果を出力する。加算器１２４は、前段の遅延回路１１０から出力されるデータＤ２から係数乗算器１３２の出力データＤ７を減算する。

上述した遅延回路１１０、１１２、加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０、係数乗算器１３２が移動平均演算手段に、加算器１２４が減算手段に、遅延回路１１０、１１２、加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０が累積手段に、係数乗算器１３２が係数乗算手段にそれぞれ対応する。２つの遅延回路１１０、１１２が遅延手段に、一方の遅延回路１１０が第１の分割遅延手段に、他方の遅延回路１１２が第２の分割遅延手段に、加算器１２０が第１の加算手段に、加算器１２２が第２の加算手段に、Ｄ型フリップフロップ１３０がデータ保持手段にそれぞれ対応する。

周波数成分分離フィルタ１００の動作開始時には、２つの遅延回路１１０、１１２およびＤ型フリップフロップ１３０がリセットされる。したがって、以後、周波数成分分離フィルタ１００が動作クロックに同期して動作を開始すると、最初の４Ｋ＋１個のデータＤ１が入力されるまでは、Ｄ型フリップフロップ１３０に保持されたデータＤ５（＝Ｄ３）が加算器１２２を介して加算器１２０に入力されて入力データＤ１に加算されて累積される。

次に、４Ｋ＋１個目のデータＤ１が入力されてこれに対応する累積値がＤ型フリップフロップ１３０に保持されると、このタイミングに同期して後段の遅延回路１１２からは最初のデータＤ１が出力される。したがって、加算器１２２では、それまでの累積値（４Ｋ個分の入力データＤ１の累積値）から最初のデータを差し引いて、２番目の入力データＤ１から４Ｋ＋１個目の入力データまでの４Ｋ−１（＝Ｎ）個分の累積値を出力する。このようにして、以後、新たなデータＤ１が入力される毎に、累積演算の対象となる４Ｋ−１個の入力データＤ１を一つずつずらした累積処理が行われる。この累積処理されたデータＤ３は係数乗算器１３２によってａ（＝１／（４Ｋ−１））倍された後に加算器１２４の一方の入力端に入力される。

また、このような累積処理と並行して、累積演算の対象となった４Ｋ−１個の入力データＤ１の中央のデータＤ２が遅延回路１１０から取り出される。このデータＤ２は、加算器１２４の他方の入力端に入力される。加算器１２４では、係数乗算器１３２から出力されるデータＤ７を減算した結果を出力する。

ところで、加算器１２４の一方の入力端に入力されるデータＤ７は、４Ｋ−１個の入力データＤ１を累積した後ａ（＝１／（４Ｋ−１））倍して移動平均をとったものであるため、入力データＤ１を４Ｋ−１個分平滑したものであり、入力データＤ１の低域成分（直流成分）を抽出したことになる。したがって、加算器１２４において、データＤ２からこの低域成分を減算することにより、直流成分を取り除いた高域成分のみを第２の出力として取り出すことができる。また、加算器１２４の一方の入力端に接続された係数乗算器１３２からは、入力データから直流成分を抽出して第１の出力として取り出すことができる。

図３は、周波数成分分離フィルタ１００の周波数特性をシミュレートした結果を示す図である。図３において、横軸は周波数を、縦軸は振幅値をそれぞれ示している。図３に示すように、本実施形態の周波数成分分離フィルタ１００を用いることにより、十数Ｈｚ以下の直流成分が除去された出力ＯＵＴ１と、十数Ｈｚ以下の直流成分が抽出された出力ＯＵＴ２を得ることができた。

このように、周波数成分分離フィルタ１００では、データに対して移動平均を計算することにより、入力データに含まれる低域成分（直流成分）を抽出することができる。また、この低域成分を入力データから減算することにより、入力データに含まれる直流成分を除去することが可能になる。これにより、入力データに含まれる直流成分とそれ以外の周波数成分の両方を同時に取り出すことが可能になる。特に、移動平均と減算のみが行われているため、移動平均の計算対象に対応するような数の乗算手段（あるいはステップ）が不要になり、回路規模の削減や処理内容の簡素化が可能になる。

また、上述した移動平均演算は、所定個数Ｎの入力データの値を累積するとともに、この累積された値に対して１／Ｎを係数として乗算することにより実現されている。これにより、移動平均を計算する際の累積処理による丸め誤差の発生を防止することができ、計算精度の低下を抑えることができる。特に、この累積処理を行うためには、入力データのビット数よりも１２ビット（累積処理の対象となる入力データの数が４Ｋ個の場合）多いデータを処理することが可能な加算器１２０、１２２、Ｄ型フリップフロップ１３０および係数乗算器１３２を備える必要があるが、これらによる回路規模の増大は遅延回路１１０、１１２の規模等に比べるとわずかであるといえる。

また、遅延回路１１０、１１２をＲＡＭ等の半導体メモリによって構成することにより、規模の大きな遅延回路を容易に実現することができる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。図２に示した構成では、係数乗算器１３２から出力されるデータＤ７を、入力データに含まれる直流成分として取り出しているが、図２において示すＡ（加算器１２２の出力）、Ｂ（Ｄ型フリップフロップ１３０の出力）、Ｃ（加算器１２０の出力）のいずれかから累積データあるいはこれと同等のデータを、係数乗算器１３２から出力されるデータＤ７の代わりに取り出すようにしてもよい。係数（１／Ｎ）を乗算する前のデータを取り出すことにより、入力データに対して所定の利得で増幅した出力を得ることができる。しかも、係数（１／Ｎ）を乗算して下位ビットの情報が欠落する前のデータを取り出すことにより、Ｓ／Ｎ比やダイナミックレンジを向上させることができる。

また、上述した実施形態では、移動計算の対象となっている４Ｋ−１個のデータの中の中央のデータＤ２を取り出して加算器１２４に入力したが、このデータＤ２は、中央位置からではなくその近傍から取り出すようにしてもよい。理論上は、リニアな位相特性を実現するためには、４Ｋ−１個の中の中央のデータＤ２を取り出すことが望ましいが、実際にはデータＤ２を取り出す位置が若干中央からずれても位相特性が極端に悪化せずに周波数特性および位相特性をほぼ維持することができる。しかも、前段の遅延回路１１０によって保持されるデータ数と後段の遅延回路１１２によって保持されるデータ数の差を１あるいはその他の奇数に設定することにより、これらの値の合計値を奇数にすることができる。この場合には、係数乗算器１３２の係数ａ＝１／ＮのＮの値を偶数にすることができるため、さらにこのＮを２のべき乗の数にすることにより、係数乗算器１３２を簡単なビットシフト回路によって、あるいはさらに簡単に配線を工夫してデータを取り出すビット位置を上位側にシフトすることにより実現することができる。例えば、Ｎ＝４０９６＝２¹²とすると、下位の１２ビットの信号線を使用せずに下位から１３ビット目より上位の所定ビット数に対応する信号線のみを加算器１２４の一方端に接続し、これにより係数ａ＝１／２¹²の乗算処理を行うようにしてもよい。これにより、実質的に係数乗算器を用いない周波数成分分離フィルタ１００を構成することが可能になる。

一実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の基本構成を示す図である。 周波数成分分離フィルタの詳細構成を示す図である。 周波数成分分離フィルタの周波数特性をシミュレートした結果を示す図である。

符号の説明

１０ 入力回路
１４ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１６ ミキサ
２０ 局部発振器（ＬＯ）
２２ 減算器
２３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２４ ベースバンド増幅器
２６ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
２８、３２ デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
３０ 信号処理部
３４ スピーカ
１００ 周波数成分分離フィルタ
１１０ 遅延回路
１２０、１２２ 加算器
１３０ Ｄ型フリップフロップ
１３２ 係数乗算器

Claims (8)

1. アンテナを介して受信した信号を増幅する第１の増幅器と、
   受信を希望する信号と同じ周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振器と、
   前記第１の増幅器によって増幅された信号と前記局部発振信号とを混合してベースバンド信号を生成するミキサと、
   前記ミキサから出力されるベースバンド信号を増幅する第２の増幅器と、
   前記第２の増幅器によって増幅された信号をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器と、
   前記アナログ−デジタル変換器から出力されるデータに基づいて、前記ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧としてのＤＣ成分を抽出するとともに、前記ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去した成分を抽出する周波数成分分離フィルタと、
   前記周波数成分分離フィルタによって抽出されたＤＣ成分に相当するデータをアナログ電圧に変換するデジタル−アナログ変換器と、
   前記ミキサから出力されるベースバンド信号から前記デジタル−アナログ変換器の出力電圧を減算することにより、ベースバンド信号に含まれる直流オフセット電圧を除去する減算器と、
   を備え、前記周波数成分分離フィルタは、入力データに対して所定個数Ｎの移動平均を計算する移動平均演算手段と、前記移動平均の計算対象となっている前記所定個数Ｎの入力データの中から中央あるいはその近傍の入力データを取り出して、この入力データの値から前記移動平均演算手段による計算によって得られた移動平均値を減算する減算手段とを有し、前記移動平均演算手段による計算結果を第１の出力として、前記減算手段による減算結果を第２の出力として取り出すことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
2. 請求項１において、
   前記移動平均演算手段は、前記所定個数Ｎの入力データの値を累積する累積手段と、前記累積手段によって累積された値に対して１／Ｎを係数として乗算する係数乗算手段とを有することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
3. 請求項２において、
   前記累積手段の出力を前記第１の出力に代えて取り出すことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
4. 請求項２において、
   前記累積手段は、
   Ｎ＋１個の前記入力データを入力順に保持して出力する遅延手段と、
   前記入力データに累積値を加算する第１の加算手段と、
   前記第１の加算手段による加算結果を、前記入力データの入力間隔に相当する時間保持して出力するデータ保持手段と、
   前記データ保持手段から出力されるデータから前記遅延手段の出力データを減算した結果を前記累積値として前記第１の加算手段と前記係数乗算手段のそれぞれに向けて出力する第２の加算手段と、
   を有することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
5. 請求項４において、
   前記第１の加算手段、前記データ保持手段、前記第２の加算手段のいずれかの出力を前記第１の出力に代えて取り出すことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
6. 請求項４または５において、
   前記遅延手段は、（Ｎ＋１）／２個の前記入力データを入力順に保持して出力する縦続接続された第１および第２の分割遅延手段を有しており、
   前段の前記第１の分割遅延手段から出力されるデータを前記中央あるいはその近傍の入力データとして前記減算手段に入力することを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
7. 請求項６において、
   前記遅延手段は、半導体メモリによって形成されていることを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
8. 請求項２〜７のいずれかにおいて、
   前記所定個数Ｎは２のべき乗の数であり、前記係数乗算手段は、ビット位置をシフトさせることで１／Ｎを係数とする乗算を行うことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。

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