JPWO2003003555A1 - 冷陰極管駆動装置および液晶表示装置 - Google Patents

Abstract

冷陰極管を駆動するための昇圧トランスとして、入力電圧の周波数に応じて出力電圧が変化する圧電トランスを用いる冷陰極管駆動装置につき、駆動パルスＮ周期期間である分散周期で周波数設定手段から出力される周波数データに対応した平均周波数の駆動パルスを発生させる分周手段と、予め決められた回数Ａ（Ａ≧２）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールする制御コントローラと、与えられた調光レベルに応じたデューティ幅でかつ制御コントローラから出力される周波数のパルスを発生させるバーストパルス発生手段とを含む。駆動パルスの周波数分散によるディジタル駆動方式とし、駆動回路のスペースの削減と低コスト化とを実現する。良好な調光性能、点灯性能に必要な周波数分解能が得られる。バースト調光方式とし、管電流制御方式に見られるような輝度フリッカを抑制する。

Description

技術分野
本発明は、例えば液晶パネルのバックライトである冷陰極管を駆動するための昇圧トランスとして圧電トランスが用いられる冷陰極管駆動装置、およびその冷陰極管駆動装置を搭載した液晶表示装置に関する。
背景技術
液晶パネルのバックライトである冷陰極管を駆動するための昇圧トランスとして、電磁トランスに代わって、薄型化、高効率化が可能な圧電トランスが用いられるようになってきた。圧電トランスは、圧電素子のピエゾ効果を利用して機械振動を発生させ、二次側電極から圧電トランスの形状で定まる昇圧比で電圧増幅された電圧を取り出す電圧変換素子である。
圧電トランスの一般的な特性を図４０に示す。圧電トランスは共振特性を持つため、一次側に入力される交流電圧の周波数に応じて、二次側の出力電圧が変化する。このような特性から、バックライトの輝度を一定に制御するため方法としては、次の形態が一般的である。すなわち、圧電トランスを駆動する交流電圧の周波数を制御して、二次側電圧の振幅が所望のレベルになるようにし、冷陰極管に安定した電圧を印加する方法である。制御に当っては、共振周波数より高い周波数領域のリニアな傾斜部分を利用する。
図４１はバックライト駆動部の―般的な構成を示す。図４１において、１は圧電トランス、２はコイル、３はスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ（電界効果トランジスタ））、４は冷陰極管、５は冷陰極管４に流れる電流を検出する電流検出器、６は電流検出器５による検出電圧と基準電圧を比較して、その差に応じた周波数の駆動パルスを生成する駆動パルス生成回路である。
図４２は図４１に示す回路の各部の波形を示す。図４２において、電圧Ａは駆動パルス生成回路６の出力電圧波形（駆動パルス）、電圧Ｂは圧電トランス１の入力電圧波形、電圧Ｃは圧電トランス１の出力電圧波形で、この電圧Ｃが冷陰極管４に与えられて、冷陰極管４に電流（管電流）が流れ、電流検出器５で検出される。圧電トランス１の入力電圧は、正弦波電圧が望ましいが、ここでは半波の正弦波電圧で説明する。
コイル２と圧電トランス１は共振回路を構成しており、その共振周波数はコイル２のインダクタンス値と圧電トランス１の入力容量値で決まる。この共振回路にＦＥＴ３を介してエネルギーを与えることにより、前記共振周波数で半波の正弦波波形が得られる（電圧Ｂ）。電圧Ｂが入力された圧電トランス１の出力からは、圧電トランス１自体の持つ共振周波数成分のみが抜き出され、図４２の電圧Ｃの正弦波電圧が出力される。この正弦波電圧Ｃは、図４０に示す特性から電圧Ｂの周波数によってその振幅が変化する。
駆動パルス生成回路６では、この特性を利用し、電流検出器５から得られる電圧と基準電圧を比較し、管電流が所望の値になるように駆動パルス生成回路６の出力電圧の周波数を制御する。図４２の電圧Ａ１〜Ｃ１に駆動パルスの周波数を低くした場合の各部波形を示す。周波数が低くなるに従って正弦波電圧の振幅が大きくなる。
このように圧電トランス１の駆動回路においては、冷陰極管４の輝度を制御するに当たり、駆動パルスの周波数を変えることにより管電流を制御する方法が一般的に用いられる。
上記の技術を実現する回路は、従来、アナログで構成されるのが一般的であった。このため、部品点数が多く、かつ部品スペースも大きいという課題があった。特に、カメラ一体型ＶＴＲやディジタルカメラなどの携帯用映像機器では機器の小型化が重要なため、駆動回路の省スペース化が望まれていた。
これを鑑み、駆動回路をディジタル化し、他のＬＳＩ（例えば液晶コントローラ等）と１チップ化することによって駆動回路のスペースを削減し、かつコスト削減を行う試みがなされている（特開２０００−１３３４８５号公報（文献１）参照）。
ディジタル方式での圧電トランスの駆動で実用的な調光分解能を得るためには、通常、数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚのクロックを必要とする。文献１の技術は、駆動パルスの周波数を分散させる方式で１０ＭＨｚ程度のクロックで、周波数制御による調光分解能を可能にする。
この文献１に示された技術を簡単に説明する。ディジタルで駆動パルスを生成する場合、クロックを単純に分周して駆動パルスを得る方法では調光に必要な周波数分解能が得られない。圧電トランスの共振の鋭さＱは非常に大きく、例えば圧電トランスの駆動周波数を約１００ＫＨｚとした場合、調光に必要な周波数分解能は、１００ＫＨｚ近辺で数１０Ｈｚ刻みの分解能が必要となる。ところが、例えばクロック周波数が１０ＭＨｚで、このクロックを用いて１００ＫＨｚの駆動パルスを生成する場合、１００ＫＨｚ近辺で約１ＫＨｚ程度の周波数分解能しか得られず、調光性能のみならず安定点灯すら実現が困難である。
そこで、図４３に示すように、所定の駆動周期内で分周比を分散させ、平均の周波数で分解能を得るように構成される。この方法により、例えば１００周期の中で分周比を分散させれば、１００倍の周波数分解能を得ることができる。この方法により、冷陰極管駆動装置をディジタルＬＳＩに内蔵することが可能となり、省スペース化、低コスト化が可能となる。
上記文献１に示す駆動方法は、管電流を制御して調光を行う方式である。しかしながら、管電流の制御で調光を行う方法では、
（１）管電流が小さい領域では、冷陰極管に流れる電流が安定しないため、調光レベルをあまり小さくできない。
（２）冷陰極管の発光効率は電流値によって変化し、管電流制御では調光レベルに応じて効率が大きく変化する。
（３）管電流を変えるには駆動周波数を変える必要があるが、圧電トランスの効率は駆動周波数によって変化するため、広い調光範囲で高効率を得るには限界がある。
これらの課題を解決する手段として、輝度フリッカとならない周波数（例えば１００Ｈｚ程度）で間欠的に駆動をＯＮ・ＯＦＦして調光する手法（以下バースト調光と記す）が知られており、このＯＮ・ＯＦＦのデューティ比率を変えることにより調光レベルを変えるものがある。この方法は、圧電トランスを用いたバックライト駆動回路のみならず、従来の電磁トランスを用いたバックライト駆動回路でも広く用いられている。
圧電トランスを用いたバックライト駆動回路で、このバースト調光を実現する方式は、大きくは次の２つがある。１つは回路電源をＯＮ・ＯＦＦさせる方法、もう１つは回路を動作させておいて駆動パルスのみＯＮ・ＯＦＦする方法である。
前者については、従来回路でも対応が可能で、電源ＯＮ時の始動制御と点灯時の通常制御を繰り返すだけであるが、電源をＯＮ・ＯＦＦするために電源ラインに遮断回路が必要であり、この遮断回路によって電力ロスが発生するため、特に携帯用の機器では好ましくない。
一方、後者については、従来回路に加え、駆動ＯＦＦ時に管電流の検出をＯＦＦし、駆動周波数を所定の値に保持する手段が必要である。この場合、電源ラインでのロスがなく、特に携帯用機器用途では優れた方式である。これをアナログ方式で実現する技術については、例えば特開平１１−２９８０６０号公報（文献２）に示されている。
文献２に示されている方式を簡単に説明する。図４４は文献２に示されている方法を簡略化した図で、特徴とするところは、サンプルホールド手段８により、駆動ＯＦＦ時に電流検出器５の電圧を保持し、これによって、電圧制御発振回路１２の発振周波数を一定レベルに保持し、駆動再開時に速やかに点灯を開始するようにしている。
上述したように、アナログ駆動方式では、バースト調光駆動方式については、簡単な回路の追加で、実現可能である。しかしながら、バースト調光を周波数分散方式によるディジタル方式で実現する場合、以下の課題がある。
（１）周波数分散方式は、所定の周期で駆動パルスの周波数を分散させ平均周波数で周波数分解能を得る仕組みであり、分散周期を１セットとして電流制御を行うため、ＯＮ・ＯＦＦのデューティ比率を任意に変えた場合、分散方式の原理上正しい電流検出が行えず、電流制御が著しく不安定になる。
（２）図４５に示すように分散原理を崩さず、分散周期単位でデューティ比率を変える場合、必要な調光分解能を得るためには、調光分解能に応じた分散周期セットが必要になり、これにより、バースト周期の周波数が著しく低くなり、輝度フリッカが大となる。また、バースト周期を輝度フリッカが抑えられるレベルまで高くした場合、調光分解能が得られない。
さらには、アナログ・ディジタル共通の課題として、バースト調光時（特に目標の輝度レベルが小さい場合）の始動制御の課題がある。本来点灯時は、所望の輝度で点灯することが望ましい。しかしながら、従来の駆動回路では以下に説明する理由でこれが困難であった。
所望の輝度で点灯させる方法は次の２つがある。第１の方法は、図４６に示すように、始動時も点灯時と同じくバースト駆動で行う方法である。この方法は、始動時も点灯時と同じバースト制御となるため、余分な回路を必要としない。また、点灯時に目標の輝度レベルに違和感なく移行するため、良好な点灯品位を得ることができる。
しかしながら、この方法では、特に目標の輝度レベルが低い場合、冷陰極管の点灯性が低くなる。
一般に冷陰極管は低温時や、周囲照度が暗い場合、点灯性能が低くなる。この問題は、始動電圧を高くしたり、始動電圧を印加する時間を長くしたりすれば改善されることが知られている。
しかしながら、バースト駆動による始動では、始動電圧を印加する時間が余分に必要であるため、点灯に時間がかかる。
加えて、始動時に圧電トランスに高圧による余分なストレスがかかるのを防ぐため、所定時間経過しても点灯しない場合は始動を停止するという保護機能がある。この保護機能の影響で点灯に至らない場合も発生する。
また、バースト駆動時の始動電圧を高くする方法があるが、圧電トランスにさらにストレスがかかり、信頼性が劣化する。また、高圧による放電防止対策の強化に余分な回路スペースが必要なため得策ではない。
第２の方法は、図４７に示すように始動時は冷陰極管の点灯性を鑑みて連続で駆動し、点灯後速やかにバースト駆動に移行する方法である。この方法は、始動時と点灯時で制御が異なるため、点灯検出手段と制御の切換手段が必要になるが、理想的な点灯検出手段を得ることができれば、冷陰極管の点灯性を低下させることなく、目標の輝度レベルで点灯が可能となる。
しかしながら、従来の点灯検出手段では、点灯検出の遅れが大きく、図４７に示すように、目標の輝度レベルに達するまでに輝度が大きく変化し、点灯品位の問題が発生する。
本発明は、上記した課題を鑑みてなされたもので、第１に、ディジタル方式でバースト調光を実現する駆動方式を提案し、バースト調光可能な冷陰極管駆動装置の低コスト、省スペースを実現することを目的とする。
また、第２に目標の輝度レベルが低い場合でも、点灯性の優れた始動方式を得ることを目的とする。
本発明の他の目的、特徴、利点は、後述から明かになるであろう。
発明の開示
〔第１の解決手段〕
第１の解決手段として、本発明は、負荷である冷陰極管を駆動するための昇圧トランスとして、入力電圧の周波数に応じて出力電圧が変化する圧電トランスを用いる冷陰極管駆動装置であって、それぞれ次のような機能を有する構成要素〜データ変換手段、平滑処理手段、誤差電圧演算手段、周波数設定手段、分周手段、制御コントローラ、バーストパルス発生手段、出力イネーブル手段および電力増幅手段〜を含んでいる。これらの各手段は、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。前記データ変換手段は、前記冷陰極管に流れる電流を検出し、その電流量をディジタルデータに変換する。前記平滑処理手段は、前記データ変換手段の出力データを所定のタイミングで平滑する。前記誤差電圧演算手段は、前記平滑処理手段から得られる平滑データと基準データとを比較し、その差分に相当する誤差データを出力する。前記周波数設定手段は、前記誤差電圧演算手段から与えられる誤差データに基づいて前記圧電トランスを駆動するための駆動パルスの周波数を設定する。前記駆動パルスのＮ周期期間を“分散周期”と呼ぶ。前記分周手段は、所定の周波数のクロックを分周して、前記分散周期で前記周波数設定手段から出力される周波数データに対応した平均周波数の駆動パルスを発生させる。前記制御コントローラは、予め決められた回数Ａ（Ａは２以上の自然数）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールする。前記バーストパルス発生手段は、外部から与えられる調光レベルに応じたデューティ幅のパルスであって、かつ前記制御コントローラから出力される周波数のパルスを発生させる。前記出力イネーブル手段は、前記バーストパルス発生手段の出力値に応じて、前記分周手段が出力する駆動パルスの出力をＯＮ・ＯＦＦする。前記電力増幅手段は、前記出力イネーブル手段からの駆動パルスによるスイッチングで直交変換（インバータ）した上で前記圧電トランスに出力する。以上の構成により、調光レベルを制御して冷陰極管の輝度レベルを調整する。なお、この構成については後述する実施の形態１での図２を参照することができる。
この構成による作用は次のとおりである。制御周期を分散周期（駆動パルスＮ周期分）のＡ倍とし、同一の平均周波数でＡ回駆動するように構成して、バーストパルスのアクティブ期間の幅が分散周期より短くならないように設定している。
分周手段は、分周比の組み合わせによる平均周波数をもつ分散周期での駆動を制御周期にわたってＡ回繰り返すことにより、高精度の周波数分解能を得る。これに対応して、負荷である冷陰極管に流れる電流の検出も分散周期単位とするのが原則となる。しかし、管電流が一定になるようにバースト駆動の制御を１分散周期単位で行うと、バーストパルス幅（ＯＮ期間）が分散周期より短くなり、ＯＮ時の電流を一定に制御することができなくなる。このため、バーストパルス幅（ＯＮ期間）は１分散周期より短くならないように、そして、電流検出のサンプル数が分散周期期間のサンプル数と等しくなるように、同一の平均周波数で複数回駆動（分散周期複数回）する。このように構成することにより、確実に１分散周期中の平均電流を検出する期間を確保する。その結果、管電流一定の制御を良好に行うことができる。
換言すれば、制御周期を分散周期のＡ倍（自然数）とし、同一の平均周波数でＡ回駆動することにより、駆動パルスの周波数分散によるディジタル駆動方式においても、良好なバースト調光を実現することができる。具体的には次のとおりである。ディジタル駆動方式であるので、駆動回路のスペースの削減と低コスト化とを実現できる。また、周波数分散方式であるので、良好な調光性能、点灯性能に必要な周波数分解能が得られる。また、バースト調光方式であるので、管電流制御方式に見られるような輝度フリッカを抑制することができる。また、駆動パルスのＯＮ・ＯＦＦ方式であるので、電源ＯＮ・ＯＦＦ方式に見られるような電力ロスがなく、遮断回路も不要である。そして、上記のとおり、特に、制御周期を分散周期のＡ倍とし、同一の平均周波数でＡ回駆動する方式のバースト調光を行うので、高い調光分解能を確保しながら、管電流一定制御による輝度フリッカ防止を実現することができる。
上記第１の解決手段において好ましい態様は、前記平滑処理手段について、前記バーストパルス発生手段が生成するバーストパルスのパルス幅に応じて、平滑するデータの取得範囲が前記分散周期の整数倍単位で可変されるように平滑処理手段が構成されていることである。なお、これについては、後述する実施の形態１の図７および図８を参照することができる。より具体的レベルでは、前記バーストパルス発生手段からのバーストパルスと前記制御コントローラからの制御タイミングパルスに基づいて前記データの取得範囲を演算する検出幅調整手段を設けることである。このようにバーストパルス幅に応じてデータ取得範囲を調整することにより、調光レベルが大きくなるほど電流検出精度が向上する。
また、上記において好ましい態様は、前記平滑処理手段が平均処理を行うもの（平均処理手段）として構成されていることである。負荷である冷陰極管に流れる電流を高精度に検出するためには平均処理手段を用いることが好ましい。ただし、特に厳密な輝度精度を必要としない場合には、通常のフィルタ手段に置き換えてもよい。
上記第１の解決手段において、前記平滑処理手段、前記誤差電圧演算手段、前記周波数設定手段、前記分周手段、前記制御コントローラ、前記バーストパルス発生手段および前記出力イネーブル手段からなる制御処理手段については、これをハードウエアで構成することのほか、ソフトウエアで構成してもよし、あるいはそれらのハイブリッド構成でもよい。なお、ソフトウエアで構成する場合については後述する実施の形態１の変形の態様の図２０を参照することができる。
そして、上記の構成の冷陰極管駆動装置を搭載した液晶表示装置は、上記した各課題を解決している。その構成は、液晶パネルと、前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、上記構成の冷陰極管駆動装置とを含み、前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続された構成である。上記構成の冷陰極管駆動装置における出力イネーブル手段からの駆動パルスを電力増幅手段におけるスイッチング素子に供給して圧電トランスを駆動し、調光レベルを制御して液晶パネルに表示する画像の輝度レベルを調整する。
この発明によれば、液晶パネルのバックライトである冷陰極管を圧電トランスで駆動する方式の液晶表示装置において、駆動パルスの周波数分散によるディジタル駆動で圧電トランスを駆動するにつけて、バースト調光を実現することができる。すなわち、所要の調光に必要な周波数分解能が得られるため、管電流が比較的小さい領域でも冷陰極管に流れる電流が安定し、調光レベルを小さくすることができる。そして、ディジタル駆動方式の副次的な効果として、他のＬＳＩとの１チップ化による低コスト化および省スペース化が図られ、小型映像機器の小型化に貢献することができる。
〔第２の解決手段〕
第２の解決手段として、本発明は、負荷である冷陰極管を駆動するための昇圧トランスとして、入力電圧の周波数に応じて出力電圧が変化する圧電トランスを用いる冷陰極管駆動装置であって、第１の解決手段と同様に構成されたデータ変換手段、平滑処理手段、誤差電圧演算手段、周波数設定手段、分周手段、制御コントローラ、バーストパルス発生手段、出力イネーブル手段および電力増幅手段を含んでいることに加えて、前記制御コントローラは、予め決められた回数Ａ×ｋ（Ａ≧２、ｋは前記分散周期に応じて変動する値）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールするように構成され、さらに、新たな構成要素として次のような機能を分散数調整手段を含んでいる。すなわち、前記分散数調整手段は、前記バーストパルス発生手段から出力されるバーストパルス幅に連動して前記分散周期を決める前記Ｎおよびｋの値を設定する。以上の構成により、調光レベルを制御して冷陰極管の輝度レベルを調整する。
上記第１の解決手段と比較して第２の解決手段の特徴は、制御コントローラの構成が異なることと、分散数調整手段が追加されている点である。この分散数調整手段は、ハードウエア、ソフトウエアのいずれでもかまわないし、あるいはそれらのハイブリッド構成でもよい。前記制御コントローラについて、第１の解決手段では与えられた所定の回数Ａ（Ａ≧２）だけ同一の平均周波数で繰り返し駆動を行うように制御周期をコントロールする。これに対して、第２の解決手段では、ｋを分散周期に応じて変動する値として、与えられた所定の回数Ａ×ｋだけ同一の平均周波数で繰り返し駆動を行うように制御周期をコントロールする。加えて、バーストパルス幅に連動して分散周期を決める前記Ｎおよびｋの値を設定するための分散数調整手段を追加している。なお、第２の解決手段の構成については後述する実施の形態２での図９を参照することができる。また、ｋの値を可変することについては、図１０を参照することができる。
上記第２の解決手段において好ましい態様は、前記分散数調整手段について、前記制御コントローラによる制御周期が前記Ｎ（分散周期を決める）の値に関わらず一定になるように、前記分散数調整手段が前記ｋの値を決めることである。
また、上記第２の解決手段において好ましい態様は、前記バーストパルス発生手段から出力されるバーストパルスのデューティに連動して、前記制御コントローラの前記Ａの値を調整するように構成することである。
上記構成による作用は次のとおりである。負荷である冷陰極管に流れる平均電流を正しく検出するには、最低１分散周期の検出範囲が必要である。上記の第１の解決手段１では、バーストパルス幅を分散周期幅より大きくする必要があり、調光レベルの下限に制約がある。これに鑑みたのが第２の解決手段である。すなわち、バーストパルス幅に応じて、分散数Ｎ（分散周期）を変えるが、分散周期が変わっても制御周期（つまりバーストパルスの周期）が変わらないように、同一の平均周波数で駆動する回数を同時に変える。端的には、Ｎ×ｋを一定にする。
１分散周期期間の検出を確保するのに、分散数が多いとバーストパルスのデューティも大きく、分散数が少ないとデューティも小さくてよい。一方、電流精度は分散数が多い方が高い。しかし、調光精度を必要とするのは、通常、映像鑑賞として使用される約５０〜１００％の調光レベルであり、低輝度部では、高輝度部ほど調光精度を必要としない。低輝度モードは待機モードやＯＳＤ（オンスクリーンディスプレイ）のみしか表示しないときに消費電力を削減するために使用される。そこで、低輝度の場合（バーストパルスの幅が所定以下になった場合）は、分散数を小さくして、かつバースト周波数が変わらないように、同一周波数で駆動する回数を多くする（図１０参照）。そこで、バーストパルス幅に応じて分散数を変えることにより、調光レベルを小さくすることが可能となり、調光範囲の拡大が可能になる。
さらに好ましい態様は、前記平滑処理手段について、前記バーストパルス発生手段が生成するバーストパルスのパルス幅に応じて、平滑するデータの取得範囲が前記分散周期の整数倍単位で可変されるように平滑処理手段が構成されていることである。より具体的レベルでは、前記バーストパルス発生手段からのバーストパルスと前記制御コントローラからの制御タイミングパルスに基づいて前記データの取得範囲を演算する検出幅調整手段を設けることである（図７、図８参照）。このようにバーストパルス幅に応じてデータ取得範囲を調整することにより、調光レベルが大きくなるほど電流検出精度が向上する。
また、上記において好ましい態様は、前記平滑処理手段が平均処理を行うもの（平均処理手段）として構成されていることである。負荷である冷陰極管に流れる電流を高精度に検出するためには平均処理手段を用いることが好ましい。ただし、特に厳密な輝度精度を必要としない場合には、通常のフィルタ手段に置き換えてもよい。
上記第２の解決手段において、前記平滑処理手段、前記誤差電圧演算手段、前記周波数設定手段、前記分周手段、前記制御コントローラ、前記分散数調整手段、前記バーストパルス発生手段および前記出力イネーブル手段からなる制御処理手段については、これをハードウエアで構成することのほか、ソフトウエアで構成してもよし、あるいはそれらのハイブリッド構成でもよい。
そして、上記の構成の冷陰極管駆動装置を搭載した液晶表示装置の構成は、液晶パネルと、前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、上記構成の冷陰極管駆動装置とを含み、前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続された構成である。上記構成の冷陰極管駆動装置における出力イネーブル手段からの駆動パルスを電力増幅手段におけるスイッチング素子に供給して圧電トランスを駆動し、調光レベルを制御して液晶パネルに表示する画像の輝度レベルを調整する。
この発明によれば、液晶パネルのバックライトである冷陰極管を圧電トランスで駆動する方式の液晶表示装置において、第１の解決手段と同様に、駆動パルスの周波数分散によるディジタル駆動で圧電トランスを駆動するにつけて、バースト調光を実現することができる。すなわち、所要の調光に必要な周波数分解能が得られるため、管電流が比較的小さい領域でも冷陰極管に流れる電流が安定し、調光レベルを小さくすることができる。加えて、バーストパルス幅に応じて分散数を変えることにより、調光レベルをさらに小さくすることが可能となり、調光範囲を拡大することができる。
〔第３の解決手段〕
第３の解決手段として、本発明は、負荷である冷陰極管を駆動するための昇圧トランスとして、入力電圧の周波数に応じて出力電圧が変化する圧電トランスを用いる冷陰極管駆動装置であって、第１の解決手段と同様に構成されたデータ変換手段、平滑処理手段、誤差電圧演算手段、周波数設定手段、分周手段、制御コントローラ、バーストパルス発生手段、出力イネーブル手段および電力増幅手段を含んでいることに加えて、前記データ変換手段は、前記冷陰極管に流れる電流および前記冷陰極管の入力電圧を検出し、それぞれの電気量をディジタルデータに変換する。さらに、新たな構成要素として次のような機能を有する点灯検出手段、制御周期切換手段および調光レベル切換手段を含んでいる。これらの各手段は、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
前記点灯検出手段は、前記データ変換手段の出力から点灯を検出し、その検出結果の点灯検出パルスを制御周期切換手段および調光レベル切換手段に与える。前記制御周期切換手段は、前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して前記回数Ａの値を切り換え、前記周波数設定手段に与える。前記調光レベル切換手段は、前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して外部から与えられる調光レベルと別途設定された調光レベルとを切り換え、前記バーストパルス発生手段に与える。以上の構成により、調光レベルを制御して冷陰極管の輝度レベルを調整する。
上記第１の解決手段と比較して第３の解決手段の特徴は、データ変換手段の構成が異なることと、新たな構成要素として点灯検出手段と制御周期切換手段と調光レベル切換手段が追加されている点である。データ変換手段については、冷陰極管に流れる電流の検出機能に加えて、冷陰極管の入力電圧を検出する機能を備えている。加えて、データ変換手段の出力から点灯を検出する点灯検出手段と、点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して前記回数Ａの値を切り換える制御周期切換手段と、点灯検出パルスに連動して外部から与えられる調光レベルと別途設定された調光レベルとを切り換える調光レベル切換手段とを追加している。なお、前記制御コントローラについては、第１の解決手段と同様に、予め決められた回数Ａ（Ａは２以上の自然数）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールする。なお、第３の解決手段の構成については後述する実施の形態３での図１３を参照することができる（平滑処理手段については、その一例として平均処理手段とされている）。
上記第３の解決手段において好ましい態様は、前記制御周期切換手段で設定される制御周期を示す回数Ａの値について、点灯時に対し始動時の値の方が小さくなるように設定されていることである。
また、上記第３の解決手段において好ましい態様は、前記分周手段の分散周期が前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して切り換えられ、貫通点灯時の分散周期よりも始動時の分散周期の方が小さくなるように設定されていることである。
また、上記第３の解決手段において好ましい態様は、前記調光レベル切換手段は、前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスが非点灯を示す値のときは１００％連続駆動を示す調光レベルを出力するようにしたことである。
上記構成による作用は次のとおりである。調光レベルとバーストパルス幅とは相関する。バーストパルスが有効のときに圧電トランスが駆動され、冷陰極管に電圧が印加される。調光レベルが低くバーストパルス幅が小さいと、始動時の点灯性能が悪くなる。これに鑑みたのが第３の解決手段である。始動時において、冷陰極管の点灯が実現するまでは、調光レベル切換手段において、高めの調光レベルとなるようにバーストパルス幅を大きめに設定する。例えば、調光レベルを１００％として、連続駆動とする。これによると、圧電トランスから冷陰極管に対する電圧印加の時間を長く確保できる。また、制御周期切換手段において、制御周期を短めに設定する。これにより、ＭＩＮ調光時のバーストパルス幅以内で点灯検出を行い、点灯直後の輝度の変動を抑える。点灯完了によって冷陰極管に管電流が流れると、これを点灯検出手段が検出し、制御周期切換手段および調光レベル切換手段を制御する。点灯検出後すみやかに所望の調光レベルに移行する。以上の相乗により、調光レベルが低い場合であっても、点灯性能が良好なものとなる。
そして、点灯検出手段からの点灯検出パルスに基づいて分散数調整手段を制御し、始動時の分散数を貫通点灯時の分散数より小さくするようにすれば、点灯時の輝度変化であるイレギュラー期間を短くして、点灯品位を改善し、さらに良好な点灯性能が得られる。
上記第３の解決手段において、前記平滑処理手段、前記誤差電圧演算手段、前記周波数設定手段、前記分周手段、前記制御コントローラ、前記制御周期切換手段、前記調光レベル切換手段、前記バーストパルス発生手段および前記出力イネーブル手段からなる制御処理手段については、これをハードウエアで構成することのほか、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはそれらのハイブリッド構成でもよい。
そして、上記の構成の冷陰極管駆動装置を搭載した液晶表示装置の構成は、液晶パネルと、前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、上記構成の冷陰極管駆動装置とを含み、前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続された構成である。この液晶表示装置によれば、液晶パネルのバックライトである冷陰極管の調光レベルが低い場合であっても、点灯性能が良好なものとなる。
ところで、バックライトの冷陰極管を駆動させるための圧電トランスに求められるものは、基本的には、調光機能、低電力（高い電力変換効率）等である。さらには、ノートパソコンやディジタルビデオカメラなどの携帯機器に用いる場合、その電源はバッテリである。しかし、バッテリ電源では安定した電源が得られない。したがって、バッテリ電源に着目すると、広い電源電圧範囲で安定した点灯、安定した電力変換効率が望まれる。
その対策として、アナログ駆動方式で電源電圧に応じて駆動のデューティ比を変えることが従来より提案されている。しかし、これをディジタル駆動方式で行う場合、クロック周波数が低いとデューティ比の分解能が粗く、十分な性能が得られない。クロック周波数を高くすれば分解能を確保できるが、回路電力の増加、輻射妨害の増加があり、実用的でなくなる。したがって、広い電源電圧範囲で良好な性能を求めるには、駆動パルスのデューティ比はできるだけ小刻みに調整できることが望ましい。
以下に記述する第４以下の解決手段は、上記課題に鑑みたもので、ディジタル駆動方式で効率劣化のないデューティ制御方式を提案し、広い電源電圧範囲に対応する冷陰極管駆動装置を実現するものである。
電源電圧変動を加味した冷陰極管駆動装置についての本発明は、次のような手段を講じることにより、上記の課題を解決する。
〔第４の解決手段〕
第４の解決手段の本発明は、圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し、前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置において、次のような機能を有する構成要素〜周波数設定手段、分周手段、電源電圧検出手段、パルス幅演算手段およびパルス幅調整手段〜を含んでいる。これらの各手段は、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
前記周波数設定手段は、前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求め、分周手段およびパルス幅演算手段に与えるものである。前記分周手段は、前記周波数設定手段による前記分周比情報に基づいて分周比を分散する状態のパルスである分散パルス（分周比分散駆動パルス）を生成するものである。前記電源電圧検出手段は、電源電圧を検出し、その電源電圧情報を前記パルス幅演算手段に与えるものである。前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段からの電源電圧情報と前記周波数設定手段からの分周比情報とに基づいて分散パルスについてのパルス幅情報を演算し、前記パルス幅調整手段に与えるものである。前記パルス幅調整手段は、前記パルス幅演算手段からのパルス幅情報に基づいて前記分散パルスのパルス幅を拡張した拡張パルスを生成するとともに、前記パルス幅情報に基づいて前記分散パルスと前記拡張パルスとを切り換えて圧電トランスの駆動素子に対して出力するものである。なお、この構成については後述する実施の形態４での図２１を参照することができる。
この構成による作用は次のとおりである。パルス幅演算手段は、検出した電源電圧に応じたパルス幅情報をパルス幅調整手段に与える。原則として、電源電圧が低くなるほどパルス幅を大きくする（図２４参照）。パルス幅調整手段は、分散パルスから拡張パルスを生成するとともに、パルス幅情報つまりは検出電源電圧に基づいて分散パルスと拡張パルスのいずれかを選択して、圧電トランスの駆動素子へ出力する。
分散パルスから拡張パルスを生成することをディジタル的に行う。分散パルスのタイミングをずらせたパルスを生成し、このタイミングのずれたパルスと元の分散パルスとを論理和合成することにより、分散パルスよりもパルス幅の広い拡張パルスを生成することができる。前記のずらせたタイミングの時間幅だけ拡幅されている。どれだけずらせるかは、検出電源電圧に対応したパルス幅情報に基づいて決められる。また、元の分散パルスと拡張パルスのいずれを選択するかもパルス幅情報に基づいて決定される。このような処理により、検出電源電圧に対応したパルス幅の駆動パルスのディジタル的な生成が実現される。ずらせる時間幅をなるべく小さくする。
これにより、ディジタル駆動方式においても広い電源電圧範囲で最適なパルス幅の駆動パルスが得られる。駆動パルスのパルス幅分解能を分散パルスの２倍にすることができる。これは、圧電トランスの駆動において、効率改善による消費電力削減を図るとともに、サージに起因する駆動素子（ＦＥＴ）や圧電トランスの破壊を防止することができ、その効果は大きい。
なお、分散パルスからタイミングのずれたパルスを生成するには、クロックの立ち上がりエッジでラッチする方式、遅延素子を用いる方式、これら両方式を組み合わせた方式がある。
上記第４の解決手段において好ましい態様として、次のものを挙げることができる。前記パルス幅演算手段について、これが、前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力するように構成されている。さらに、前記パルス幅調整手段について、これが、次のような機能を有する構成要素〜パルス幅整形手段、パルス幅拡張手段および切換手段〜を含んで構成されている。すなわち、前記パルス幅整形手段は、前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形する。前記パルス幅拡張手段は、前記パルス幅整形手段の出力をパルス幅が拡張された拡張パルスに変換する。パルス幅拡張手段は１つ以上である。前記切換手段は、前記パルス幅情報の小数部の値に応じて前記パルス幅拡張手段と前記パルス幅整形手段の出力を切り換えて出力する。なお、この構成については後述する実施の形態４での図２５〜図２７を参照することができる。
この構成による作用は次のとおりである。元の分散パルスが１分散周期内に存在する個数が分散数であり、この分散数は自然数である。分散数の調整のみで分散パルスのパルス幅を調整するときは、自然数の単位でしか調整できない。つまり、分散数Ｎの次に大きいパルス幅は（Ｎ＋１）であり、逆に、次に小さいパルス幅は（Ｎ−１）である。これに対して、本対策は、自然数の単位ではなく、小数第１位のレベルでパルス幅を調整するものである。
上記構成の本発明を別の角度から記述すると、次のようにいうことができる。圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、次のような機能を有する構成要素〜周波数設定手段、分周手段、電源電圧検出手段、パルス幅演算手段、パルス幅整形手段、パルス幅拡張手段および切換手段〜を含んで構成されている。すなわち、前記周波数設定手段は、前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める。前記分周手段は、基準の分周比Ｄに対し前記駆動パルスのＫ周期の期間にＬ回（Ｌ＜Ｋ）、Ｄ＋１の分周比の分散パルスを生成する。前記電源電圧検出手段は、入力の電源電圧を検出する。前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力する。前記パルス幅整形手段は、前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形する。前記パルス幅拡張手段は、前記パルス幅整形手段の出力をパルス幅が拡張された拡張パルスに変換する。パルス幅拡張手段は１つ以上である。前記切換手段は、前記パルス幅情報の小数部の値に応じて前記パルス幅拡張手段と前記パルス幅整形手段の出力を切り換えて圧電トランスの駆動素子に対して出力する。なお、この構成については後述する実施の形態４での図２８を参照することができる。
上記において、好ましい態様は、前記パルス幅拡張手段が、前記パルス幅整形手段の出力をそれぞれの遅延差が前記クロックの１周期より短く設定されてパルス幅が拡張された拡張パルスに変換する遅延微調整手段を有していることである。
また、上記において、好ましい態様は、前記遅延微調整手段が、クロックの立下りエッジでラッチするフリップフロップで構成されていることである。この場合、ディジタルＬＳＩの設計手法から逸脱することなく、クロックの立下りエッジを用いた２倍精度のパルス幅分解能が得られる。
〔第５の解決手段〕
第５の解決手段は、電源電圧変動を加味した冷陰極管駆動装置について、次のような手段を講じることにより、上記の課題を解決する。
圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し、前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置において、次のような機能を有する構成要素〜周波数設定手段、分周手段、電源電圧検出手段、パルス幅演算手段およびパルス幅調整手段〜を含んでいる。これらの各手段は、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
前記周波数設定手段は、前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求め、分周手段およびパルス幅演算手段に与えるものである。前記分周手段は、前記周波数設定手段による前記分周比情報に基づいて分周比を分散する状態のパルスである分散パルスを生成し、パルス幅調整手段に与えるものである。前記電源電圧検出手段は、電源電圧を検出し、その電源電圧情報を前記パルス幅演算手段に与えるものである。前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段からの電源電圧情報と前記周波数設定手段からの分周比情報とに基づいて分散パルスについてのパルス幅情報を演算し、前記パルス幅調整手段に与えるものである。前記パルス幅調整手段は、前記パルス幅演算手段からのパルス幅情報に基づいて前記分散パルスのパルス幅を０．５クロック幅拡張した拡張パルスを生成するとともに、前記分散パルスおよび前記拡張パルスのそれぞれを０．５クロック幅遅延させた遅延パルスおよび遅延拡張パルスを生成し、前記パルス幅情報に基づいて前記分散パルス、前記拡張パルス、前記遅延パルスおよび前記遅延拡張パルスを切り換えて圧電トランスの駆動素子に対して出力するものである。なお、この構成については後述する実施の形態５での図３０を参照することができる。
上記第４の解決手段との相違はパルス幅調整手段にある。第５の解決手段におけるパルス幅調整手段は、分散パルスから３種類のパルスを生成し、合計４種類のパルスがら１つを選択する。（１）分散パルス、（２）分散パルスより拡幅した拡張パルス、（３）分散パルスを遅延させた遅延パルス、（４）拡張パルスを遅延させた遅延拡張パルスの４種類である。
これによれば、例えばクロックの立下りエッジを使うなどして既に駆動パルスの分周比において高精度化を図っている場合でも、この効果を妨げることなく、クロックの立下りエッジを効果的に使って駆動パルスのパルス幅を細かく調整することができ、電源電圧に応じた最適なパルス幅を得ることができる。第４の解決手段に比べて、２倍の分解能、つまりトータルで分散パルスの４倍精度の分解能が得られることになり、さらに高精度なパルス幅制御が可能となる（図３１参照）。他の効率改善による消費電力効果、サージによる破壊防止効果についても上記と同様に得ることができる。
第５の解決手段において好ましい態様として、次のものを挙げることができる。前記パルス幅演算手段について、これが、前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力するように構成されている。さらに、前記パルス幅調整手段について、これが、次のような機能を有する構成要素〜パルス幅整形手段、１クロック周期遅延手段、０．５クロック周期遅延手段および切換手段〜を含んでいる。すなわち、前記パルス幅整形手段は、前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形するものである。前記１クロック周期遅延手段は、前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立上りエッジでラッチするものである。前記０．５クロック周期遅延手段は、前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立下りエッジでラッチし、遅延パルスを生成するものである。そして、前記０．５クロック周期遅延手段の出力である遅延パルスと前記パルス幅整形手段の出力である分散パルスとの論理和（第１の論理和）をとって拡張パルスとし、前記０．５クロック周期遅延手段の出力である遅延パルスと前記１クロック周期遅延手段の出力である拡張パルスとの論理和（第２の論理和）をとって遅延拡張パルスとする。
前記切換手段は、次の４つのパターンで得られた各パルスを駆動パルスとして圧電トランスの駆動素子に出力する。
（１）Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ分周比がＤのときにパルス幅整形手段の出力である分散パルスを出力し、
（２）Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ分周比がＤ＋１のときに０．５クロック周期遅延手段の出力である遅延パルスを出力し、
（３）Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ分周比がＤのときに第１の論理和である拡張パルスを出力し、
（４）Ａビットのパルス幅情報の下位１ビット値がハイレベルでかつ分周比がＤ＋１のときに第２の論理和である遅延拡張パルスを出力する。
なお、この構成については後述する実施の形態５での図３０、図３１を参照することができる。
上記構成の本発明を別の角度から記述すると、次のようにいうことができる。圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、次のような機能を有する構成要素〜周波数設定手段、分周手段、電源電圧検出手段、パルス幅演算手段、パルス幅整形手段、１クロック周期遅延手段、０．５クロック周期遅延手段、パルス幅拡張手段および切換手段〜を含んで構成されている。すなわち、前記周波数設定手段は、前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める。前記分周手段は、基準の分周比Ｄに対し前記駆動パルスのＫ周期の期間にＬ回（Ｌ＜Ｋ）、Ｄ＋１の分周比の分散パルスを生成する。前記電源電圧検出手段は、入力の電源電圧を検出する。前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力する。前記パルス幅整形手段は、前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形する。前記１クロック周期遅延手段は、前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立上りエッジでラッチする。前記０．５クロック周期遅延手段は、前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立下りエッジでラッチする。前記切換手段は、次のような機能を有するものとして構成されている。
（１）前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ前記分周比がＤのときに、前記パルス幅整形手段の出力を圧電トランスの駆動素子に対して出力する。
（２）前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ前記分周比がＤ＋１のときに、前記０．５クロック周期遅延手段の出力を前記駆動素子に対して出力する。
（３）前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ前記分周比がＤのときに、前記０．５クロック周期遅延手段の出力と前記パルス幅整形手段の出力との論理和を前記駆動素子に対して出力する。
（４）前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ前記分周比がＤ＋１のときに、前記０．５クロック周期遅延手段の出力と前記１クロック周期遅延手段の出力との論理和を前記駆動素子に対して出力する。
切換手段はこのように構成されている。
〔第６の解決手段〕
第６の解決手段は、電源電圧変動を加味した冷陰極管駆動装置について、次のような手段を講じることにより、上記の課題を解決する。
圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し、前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置において、次のような機能を有する構成要素〜周波数設定手段、分周手段、電源電圧検出手段、パルス幅演算手段、パルス幅分散手段およびパルス幅調整手段〜を含んでいる。これらの各手段は、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
前記周波数設定手段は、前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求め、分周手段およびパルス幅演算手段に与えるものである。前記分周手段は、前記周波数設定手段による分周比情報に基づいて分周比を分散する状態のパルスである分散パルスを生成し、パルス幅調整手段に与えるものである。前記電源電圧検出手段は、電源電圧を検出し、その電源電圧情報を前記パルス幅演算手段に与えるものである。前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段からの電源電圧情報と前記周波数設定手段からの分周比情報とに基づいて分散パルスについてのパルス幅情報を演算し、パルス幅分散手段に与えるものである。前記パルス幅分散手段は、前記パルス幅演算手段からのパルス幅情報を入力し、所要のタイミングで前記パルス幅情報を増大して前記パルス幅演算手段に出力するものである。前記パルス幅調整手段は、前記分周手段からの分散パルスのパルス幅を前記パルス幅分散手段の出力に応じたパルス幅に調整して圧電トランスの駆動素子に対して出力するものである。なお、この構成については後述する実施の形態６での図３３を参照することができる。
この場合、パルス幅を所定周期で分散させ、所定周期の駆動パルスの中の平均のパルス幅でパルスデューティの分解能を得る方式であるため、上記第４の解決手段、第５の解決手段に比べて格段に高分解能なパルス幅調整が可能となる。これにより、電源電圧に対して滑らかなデューティ制御が可能となり、圧電トランスの駆動効率がさらに改善される。これはバックライト部の電力削減に大きく寄与する。また、この方式は、分周比の分散と連動して使用できるため、従来の効果を妨げることもない。さらに、上記第４の解決手段、第５の解決手段との併用も可能であり、これらを組み合わせれば、効率改善にさらに効果的に作用する。
上記第６の解決手段において好ましい態様は、前記パルス幅演算手段が、前記電源電圧情報と前記周波数設定手段で得られた分周比情報に基づいて前記パルス幅情報をＡビットデータとして出力するように構成され、かつ、前記パルス幅分散手段が、前記分散パルス２のｎ乗周期の期間に前記Ａビットのパルス幅情報のうち下位ｎビットで示される回数だけ前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えて出力するように構成されていることである。
上記構成の第６の解決手段の発明を別の角度から記述すると、次のようにいうことができる。圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、基準の分周比Ｄに対し前記散駆動パルスのＫ周期の期間にＬ回（Ｌ＜Ｋ）、Ｄ＋１の分周比の分散パルスを生成する分周手段と、入力の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記電源電圧情報と前記周波数設定手段で得られた分周比情報に基づいて前記パルス幅情報をＡビットデータとして出力するパルス幅演算手段と、前記分散パルス２のｎ乗周期の期間に前記Ａビットのパルス幅情報のうち下位ｎビットで示される回数だけ前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えて圧電トランスの駆動素子に対して出力するパルス幅分散手段とを含むものである。
上記において、好ましい態様として、次のような構成を挙げることができる。すなわち、前記パルス幅分散手段が、前記分散パルスのパルス幅デューティ比が概ね一定になるように分散パルスを分散するように構成され、かつ、前記分周手段が、前記パルス幅デューティ比を概ね一定にするために、所定の周波数のクロックをＭビットの前記分周比情報の上位Ｍ−ｎビットのデータで示される分周比Ｄで分周する分周手段と、前記分散パルスの２のｎ乗周期の期間に前記Ｍビットの分周比情報のうち下位ｎビットで示される回数だけ１を出力し前記分周手段の分周比をＤ＋１にする分周比分散手段とで構成され、前記パルス幅分散手段は、前記分周比分散手段の出力が１のときを選んで前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えるように構成されている。なお、この構成については図３３の加算器１１０を参照するとよい。
なお、上記いずれの解決手段においても、次のような構成が好ましいものである。
すなわち、前記周波数設定手段の前段にさらに、前記圧電トランスの負荷である冷陰極管に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段から得られる正弦波状の電圧を概略直流電圧に変換する整流手段と、前記整流された電圧信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データを平滑化する平滑処理手段と、外部から与えられる基準データと前記平滑処理手段の出力データとの差データを定数倍し誤差データとして前記周波数設定手段に対して出力する誤差電圧演算手段とを含んでいることである。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明にかかわる液晶表示装置の具体的な実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１は冷陰極管駆動装置を搭載した液晶表示装置の概略構成を示すブロック図である。図１において、１００は映像を表示する液晶パネル、２００は液晶パネル１００に対するバックライト装置（これに冷陰極管２１０が含まれる）、３００は入力された映像信号を液晶駆動信号に変換し、かつバックライト装置２００の輝度を映像信号に合わせて制御するための調光データを出力する液晶駆動装置、４００はバックライトの駆動および調光制御を行うバックライト駆動制御装置（以下、駆動制御装置と略記する）、５００は駆動制御装置４００から出力される駆動パルスを電力増幅する電力増幅部、６００は電力増幅部５００からの駆動パルスに基づいてバックライト装置２００における冷陰極管２１０を駆動する圧電トランス、７００はバックライト装置２００における冷陰極管２１０の駆動状況を電気的に検出し、ディジタルデータに変換して駆動制御装置４００にフィードバックするデータ変換部、８００は液晶駆動装置３００と駆動制御装置４００とを一体化した１チップＬＳＩ、９００は駆動制御装置４００、電力増幅部５００およびデータ変換部７００からなる冷陰極管駆動装置である。本発明は、駆動制御装置４００をディジタルで実現することにより、液晶駆動装置３００と駆動制御装置４００とを１チップＬＳＩ化するものであり、映像と連動したバックライト調光が可能であるとともに、低コスト化、省スペース化を実現する。
以下、いくつかの好ましい実施の形態について具体的に説明していく。説明の便宜上、電源電圧変動を考慮しなくてもよい場合を（Ａ）とし、電源電圧変動を加味する場合を（Ｂ）として区分けして説明する。（Ａ）には実施の形態１〜３が含まれ、（Ｂ）には実施の形態４〜６が含まれる。
（Ａ）電源電圧変動は加味しない冷陰極管駆動装置／液晶表示装置
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る液晶表示装置における冷陰極管駆動装置９００の構成を示すブロック図である。図２において、１は圧電トランス（図１の圧電トランス６００に相当）、２はコイル、３はスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）、４は冷陰極管（図１の冷陰極管２１０に相当）、５は冷陰極管４に流れる電流を検出し電圧信号に変換する電流検出器、７は電流検出器５から取り出される正弦波状の電圧信号を整流し直流電圧に変換する整流手段（例えばピーク検波回路）、１０１は整流手段７から出力される電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータである。なお、電流検出器５につき、図示は抵抗の記号で代表的に表しているが、必ずしも抵抗にとらわれる必要はない。Ａ／Ｄコンバータ１０１は、電圧検出精度を得るために十分なビット数を持ち、かつそのサンプルクロックは制御に求められる応答速度を十分に確保できる周波数であるものとする。以下、Ａ／Ｄコンバータ１０１の出力ディジタル信号をＶａｄと記す。１０２はＡ／Ｄコンバータ１０１から出力される検出電圧Ｖａｄを所定サンプル数Ｎ（サンプル数Ｎついては後で説明する）の範囲内で平均処理を行う平均処理手段（平滑処理手段の好ましい例）である。以下、平均処理手段１０２の出力ディジタル信号をＶａｖｅと記す。１０３は平均処理手段１０２の出力信号Ｖａｖｅと外部から設定される基準データＶｒｅｆを比較して両者の誤差を演算し、その結果を誤差データＶｅｒｒとして出力する誤差電圧演算手段である。１０４は圧電トランス１の駆動パルスの周波数を設定する周波数設定手段であり、この周波数設定手段１０４は、前回の周波数設定値Ｆｐｒｅｖに対し、誤差データＶｅｒｒに対応する周波数だけ加減してＭビットのデータＦｎｅｘｔとして出力する。このデータＦｎｅｘｔは、駆動パルスＮ周期期間の分周比を意味するものであり、具体的にはＦｎｅｘｔ／Ｎの値が駆動パルスのＮ周期期間の平均の分周比Ｄｉｖとなる。１２１は周波数設定手段１０４から出力される周波数データＦｎｅｘｔに基づき、予め定められた周期で制御タイミングパルスを発生させる制御コントローラである。この制御周期は前記駆動パルスＮ周期のＡ倍（Ａは自然数）の周期に設定される。バースト周波数は、制御コントローラ１２１から出力されるタイミングパルスと同一周期となる。１０５は駆動パルスＮ周期の平均の分周比ＤｉｖがＦｎｅｘｔ／Ｎとなるように分周比を分散し、クロックの分周を行う分周手段である。分周手段１０５によって圧電トランス１への駆動パルスが生成される。このＮ周期の駆動パルスからなる周期が分散周期である。１２２は制御コントローラ１２１で得られた制御周期パルスをもとに、外部（図１の液晶駆動装置３００）から与えられる調光データに含まれる調光レベルに相当するデューティ比のパルス（以下バーストパルスと記す）を出力するバーストパルス発生手段である。このバーストパルスは、“Ｈ”レベル期間が前記分散周期より短くならないように設定されている。１２３は分周手段１０５で得られた駆動パルスの出力のイネーブル／ディスエーブルを切り換える出力イネーブル手段であり、前記バーストパルスの値が“Ｌ”レベルの場合にディスエーブルとなり駆動が停止されるように構成されている。また、平均処理手段１０２のサンプル数は、分散周期期間のサンプル数と等しくなるように設定されている。
図１と図２との対応関係は次のとおりである。コイル２およびＦＥＴ３は、出力イネーブル手段１２３から出力される駆動パルスを電力増幅し、圧電トランス１に出力する電力増幅部５００を構成している。また、電流検出器５、整流手段７およびＡ／Ｄコンバータ１０１は、冷陰極管４に流れる電流をディジタルデータに変換するデータ変換部７００を構成している。また、平均処理手段１０２、誤差電圧演算手段１０３、周波数設定手段１０４、制御コントローラ１２１、分周手段１０５、バーストパルス発生手段１２２、出力イネーブル手段１２３は、ディジタル回路で構成された駆動制御装置４００を構成している。この駆動制御装置４００は、データ変換部７００から出力された冷陰極管４の電流情報と、外部から入力される調光レベルおよび基準データとに基づいて、圧電トランス１に与える駆動パルスを生成し、冷陰極管４の発光量を制御する。
次に、上記のように構成された液晶表示装置の冷陰極管駆動装置９００の動作について、まず、全体の駆動概念から説明する。
本実施形態の第１の特徴とするところは、制御周期を駆動パルスＮ周期（分散周期）のＡ倍（Ａは自然数）とし、同一の平均周波数で、Ａ回駆動し、バーストパルスの“Ｈ”レベル期間の幅が分散周期より短くならないように設定されていることである。また、第２の特徴とするところは、平均処理手段１０２のサンプル数Ｎが分散周期期間のサンプル数と等しくなるように設定されていることである。この２つの特徴の意味するところを図３を参照に説明する。
図３は実施形態１の動作概念を説明するためのタイミング図である。図３（Ａ）は制御コントローラ１２１から出力される制御周期パルス、図３（Ｂ）は分周手段１０５から出力される駆動パルス（その実体は図４（Ｃ）に図示されている）、図３（Ｃ）はバーストパルス発生手段１２２から出力されるバーストパルス（これで制御周期内におけるオンデューティを決める）、図３（Ｄ）は出力イネーブル手段１２３から出力される駆動パルス、図３（Ｅ）は冷陰極管４に流れる管電流、図３（Ｆ）は整流手段７から出力される電流検出信号、図３（Ｇ）は平均処理手段１０２で平均処理を行うデータ範囲を示し、図３（Ｈ）は平均処理手段１０２の出力データＶａｖｅを示す。図３では便宜上、上記Ａの値を４としている。具体的には、図３（Ａ）の制御周期パルスが示す１制御周期の期間において、図３（Ｂ）に示す同じ平均周波数１（あるいは平均周波数２）での繰り返しのパターンが４回となっている。
本実施形態における分周手段１０５は、駆動パルスＮ周期の平均の周波数で高精度の周波数分解能を得る。このため、分周手段１０５で得られた駆動パルスで圧電トランス１が駆動され、冷陰極管４に流れる電流を検出する場合、この分散周期単位で検出を行う必要がある。
一方、バースト駆動時はＯＮ期間の電流が一定になるように制御を行うが、１分散周期単位で制御を行った場合、バーストパルス幅（ＯＮ期間）が分散周期より短くなるため、ＯＮ時の電流を一定に制御することができなくなる。このため、図３（Ａ）に示すように、同一の平均周波数で複数回駆動（分散周期複数回）し、バーストパルス幅（ＯＮ期間）は１分散周期より短くならないように設定し、確実に１分散周期中の平均電流を検出する期間を確保する。このため、電流値検出においても、従来の文献２のようにバーストパルスが“Ｈ”レベル期間（ＯＮ期間）で電流検出するのではなく、本方式は、図３（Ｇ）に示すように、バーストパルスが“Ｈ”レベル期間（ＯＮ期間）で、かつ第１の分散周期期間（４回ある分散周期の最初の期間）でのみ電流を検出する。
以上、本実施形態の特徴とするところを説明したが、以下に、図１に示す冷陰極管駆動装置の実際の制御の流れを具体的数値例を示して説明する。
ここでは説明を簡単にするために、分散周期を４（Ｎ＝４）、制御周期を分散周期の４倍（Ａ＝４）とする。また、Ａ／Ｄコンバータ１０１の分解能を３ビットとし、目標の管電流値は、Ａ／Ｄコンバータ１０１から出力されるディジタルデータ換算で６．５とする。Ａ／Ｄコンバータ１０１からは小数データは出力されないが、分散周期期間での平均データとして見た場合、小数が存在する。つまり、外部から与える基準データＶｒｅｆとして、１１０１０（＝６．５で、上位３ビット１１０は整数部６、下位２ビット１０は小数部０．５）を与える。今、駆動パルスを生成するための平均の分周比が５．５の場合、周波数設定手段１０４から出力される周波数データＦｎｅｘｔは１０１１０を出力する。このうち上位３ビットが整数部を示し、下位２ビットが小数部を示している。分散周期Ｎを４と設定しているため、小数部は２ビットとなる。これにより、分周手段１０５では、図４（Ｃ）に示す駆動パルスが出力される。図４（Ｃ）において、１つの分散周期に４周期分の駆動パルスが描かれているが、これが分散周期Ｎである。分周比の分散方法は種々の方法があるが、ここでは特に限定しない。
図４（Ｄ）に示すバーストパルスが与えられたときの管電流波形を図４（Ｅ）に示す。図４（Ｅ）に示すように、電流値は駆動パルスの周波数に応じた値になる。図４（Ｆ）に、この管電流を電流検出器５により検出し、ピーク検波による整流手段７で得られる出力波形を示す。この例では、分散周期期間のＡ／Ｄ出力データは図４（Ｇ）に示すように、“４”，“５”，“４”，“５”のように得られている。平均処理手段１０２では、この第１の分散周期期間のデータを平均し（（４＋５＋４＋５）／４＝４．５）、その結果の４．５のデータを出力する。誤差電圧演算手段１０３では、平均値４．５と外部から与えられる基準データ（＝６．５）とを比較し、その差データである２．０（＝６．５−４．５）を出力する。次いで、周波数設定手段１０４では、前回の周波数設定値（＝６．５）に誤差電圧演算手段１０３の出力データ（＝２．０）が加えられ、次回の周波数設定データ８．５が出力される。以下、この制御は、管電流が外部から与えられる基準データＶｒｅｆに等しくなるまで続けられ、ＯＮ時の平均電流が一定に保たれる。
ここで、ＯＮ時の平均電流は、厳密にはバーストパルス幅によって変化する。これを図５を用いて説明する。図５において（Ａ）は分周比の分散例で、分周比に応じた電流が冷陰極管４に流れる。本例の電流検出期間は、図５に示す通り第１の分散周期期間のみであり、この間の平均分周比は４．５である。
ところで、例えばバーストパルスが図５（Ｂ）に示すパルス幅の場合、この間の平均分周比は約４．４３（≒３１／７）となる。また、図５（Ｃ）に示すパルス幅の場合、その平均分周比は４．５（≒２７／６）であり、図５（Ｄ）に示すパルス幅の場合、その平均分周比は４．４（≒２２／５）となる。このように実際には、流れている平均電流値と検出電流値は異なる。バーストパルス幅が小さくなるにつれてその誤差が大きくなる。
しかし、実際に輝度に与える影響はバーストパルス幅による調光精度の方が大きく、図５の例では、バーストパルス幅による輝度レベル差は、それぞれ１／１６＝６．７５％であるのに対し、電流検出誤差による影響は、（Ｂ）の場合が（４．５−４．４３）／４．５＝１．５％、（Ｃ）の場合は０％、（Ｄ）の場合は（４．５−４．４）／４．５＝２．２％でしかない。さらに、実際には、分周比は４や５よりもはるかに大きい。例えば、１０ＭＨｚのクロックで１００ＫＨｚのパルスを生成する場合は１００分周となる。図３（Ｄ）で駆動パルスを細かく描いていることは、そのことを示唆している。また、分散周期も４よりはるかに多い（例えば２５６分散）。このため、実際にはその検出誤差はほとんど無視できるレベルになる。
以上の説明のように本実施形態では、制御周期を駆動パルスＮ周期（分散周期）のＡ倍（Ａは自然数）とし、同一の平均周波数で、Ａ回駆動し、平均処理手段１０２のサンプル数Ｎが分散周期期間のサンプル数と等しくなるようにすることにより、駆動パルスの周波数分散によるディジタル駆動方式においても、バースト調光を実現できる。これにより、他のＬＳＩと１チップ化による低コストかつ省スペース化に有利なディジタル方式での冷陰極管駆動装置を提供でき、小型映像機器のさらなる小型化に対する効果は大きい。
なお、本実施形態では、電流検出期間を第１の分散周期期間としているが、電流検出期間については、特にこの期間でなくともよい。冷陰極管４は、電圧が印加されたときに、直ぐに管電流が流れて点灯を始めるわけではなく、若干の遅延が生じるからである。バースト駆動時は図６（Ｅ）に示すように、ＯＦＦからＯＮに移行した後、しばらくしてから管電流が流れ始めるため、電流検出期間を上記第１の分散周期期間とすれば、正確な平均電流を検出できず都合が悪くなる。このため、図６（Ｆ）に示すように、駆動再開から点灯までの遅れ時間を考慮して、検出幅を変えずに検出位置をずらせばよい。
更にこの電流検出期間は分散周期１周期幅である必要はなく、図７に示すようにバーストパルス幅に応じて、分散周期×２の幅、分散周期×３の幅と、電流検出期間を変化させても良い。このときのブロック図を図８に示す。
図８において、１２４はバーストパルス発生手段１２２からのバーストパルスと制御コントローラ１２１からの制御タイミングパルスから、検出範囲を演算する検出幅調整手段であり、バーストパルス幅に応じて検出範囲を調整する。この場合、調光レベルが大きくなるほど電流検出精度が向上する。
なお、本実施形態では、１分散周期期間の冷陰極管４に流れる平均電流を検出するために平均処理手段を用いたが、特に厳密な輝度精度を必要としない場合には通常のフィルタ手段に置き換えることができる。この平均処理手段やフィルタ手段を統括して平滑処理手段ということができる。特許請求の範囲では、平滑処理手段としている。
また、駆動制御装置４００を構成する各要素〜平均処理手段１０２、誤差電圧演算手段１０３、制御コントローラ１２１、周波数設定手段１０４、バーストパルス発生手段１２２、分周手段１０５および出力イネーブル手段１２３、さらに検出幅調整手段１２４〜については、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２に係る冷陰極管駆動装置について説明する。冷陰極管４に流れる平均電流を正しく検出するには、最低１分散周期の検出範囲が必要である。実施形態１では、バーストパルス幅を分散周期幅より大きくする必要があり、調光レベルの下限に制約がある。本実施形態２は、これを解決する。
図９は、実施形態２に係る冷陰極管駆動装置の構成を示すブロック図である。図９において、１０４ａは圧電トランス１の駆動パルスの周波数を設定する周波数設定手段であり、前回の周波数設定値Ｆｐｒｅｖに対し誤差データＶｅｒｒに対応する周波数だけ加減してＭビットのデータＦｎｅｘｔとして出力する。図２に示す実施形態１で説明した周波数設定手段１０４と異なるところは、小数を含む分周比を示すＭビットのデータのうち、小数部の有効ビット数が、実施形態１では固定であるのに対し、本実施形態２では可変となっていることである。この小数部の有効ビット数の変え方については後で明確にする。１２１ａは周波数設定手段１０４ａから出力される周波数データＦｎｅｘｔに基づき制御を行う制御コントローラであり、その制御周期は前記駆動パルスＮ周期のＡ×ｋ倍（Ａは自然数、ｋの値は分散周期に応じて変化する値）の周期に設定されている。
１０５ａは駆動パルスＮ周期の平均の分周比ＤｉｖがＦｎｅｘｔ／Ｎとなるように分周比を分散しクロックの分周を行う分周手段で、圧電トランス１の駆動パルスが生成される。ここで、図２に示す実施形態１による分周手段１０５と異なるところは、分散周期を決めるＮの値を分周手段外部から設定できるように構成されていることである。１２５はバーストパルス発生手段１２２から出力されるバーストパルスの幅から、分散数を決定し、分周手段１０４ａに分散数Ｎの値を出力するとともに、周波数設定手段１０４ａに切換信号を出力する。さらに制御コントローラ１２１ａに対してｋの値を設定する。このｋの値は、分散数Ｎの値が変わっても制御周波数が変わらないように、（ｋ×Ｎ）の値が一定になるように決められる。その他の構成については図２に示す実施形態１の場合と同様であるで、説明を省略する。
次に、上記のように構成された冷陰極管駆動装置の特徴について説明する。本実施形態の特徴は、バーストパルス幅に応じて、分散数Ｎを変え（つまり分散周期が変わる）、分散周期が変わっても制御周期（つまりバーストパルスの周期）が変わらないように、同一の平均周波数で駆動する回数を同時に変えることである。
この様子を図１０に示す。図１０（Ａ）は、駆動パルスＮ周期で平均の周波数精度を得るように分周比が分散されている。このとき、同一の平均周波数で４回駆動される。図１０（Ｂ）は駆動パルスＮ／２周期で平均の周波数精度を得るように分周比が分散されている。このとき、上記図１０（Ａ）と同一の制御周期となるように、同一の平均周波数で８回駆動される。
冷陰極管４に流れる平均電流を正しく検出するには、実施形態１で説明した通り、最低１分散周期の検出範囲が必要である。図１０（Ａ）の場合、１分散周期期間の検出を確保するには、バーストパルスのデューティは最低２５％必要であるのに対し、図１０（Ｂ）では１２．５％でよい。一方で、電流精度は分散数が多い方が高いため、図１０（Ｂ）の場合、同図（Ａ）に比べて半分の精度になる。
しかしながら、調光精度を必要とするのは、通常、映像鑑賞として使用される約５０〜１００％の調光レベルであり、低輝度部では、高輝度部ほど調光精度を必要としない。低輝度モードは待機モードやＯＳＤ（オンスクリーンディスプレイ）のみしか表示しないときに消費電力を削減するために使用される。そこで、低輝度の場合（バーストパルスの幅が所定以下になった場合）は、分散数を小さくして、かつバースト周波数が変わらないように、同一周波数で駆動する回数を多くする。
以上説明したように、本実施形態では、バーストパルス幅に応じて分散数を変えることにより、調光レベルを小さくすることが可能であり、調光範囲の大幅拡大が可能になる。
なお、ここでは調光レベルを小さくするために分散数を変える方法で説明したが、もちろん、バースト周波数低下によるフリッカが回避できる場合は、バースト周波数を変える手法がある。この場合、図１１に示すように、分散数は一定のまま、同一周波数で駆動する分散周期の回数Ａを変えればよい。
この場合の実施の形態を図１２に示す。図１２において、１２１ｂは同一周波数で駆動する回数Ａの値を制御コントローラ外部から設定できるように構成された制御コントローラであり、１２６はバーストパルスに連動して制御コントローラ１２１ｂの駆動回数Ａの値を設定する制御周期設定手段であり、所定以下の調光レベルになった場合にＡの値を大きくし、ＭＩＮ調光レベルを小さくできるようにしている。図１２に示す構成にすることにより、バースト周波数（ＯＮ・ＯＦＦの周波数）は変化するが、実施形態１の場合に比べ大幅に調光範囲を拡大できる効果を有する。
ここで、特に言及しなかったが、本実施形態においても、実施形態１で説明したバーストパルスのデューティに応じて検出範囲を変える手段や、平均処理を単純なフィルタ手段に変えることとの併用なども可能である。
なお、駆動制御装置４００を構成する各要素〜平均処理手段１０２、誤差電圧演算手段１０３、制御コントローラ１２１ａ、周波数設定手段１０４ａ、バーストパルス発生手段１２２、分周手段１０５ａ、出力イネーブル手段１２３および分散数調整手段１２５、さらに制御周期設定手段１２６〜については、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置について説明する。
図１３は、本発明の実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置の構成を示すブロック図である。本実施形態は、調光レベルが小さい場合でも始動時の点灯性能および点灯品位を低下させることのない冷陰極管駆動装置を提供するものである。
図１３において、１４は圧電トランス１の出力電圧を検出するための電圧検出手段、１５は電圧検出手段１４で検出した圧電トランス１の検出電圧をＯＮ・ＯＦＦするための遮断手段で、ＯＦＦのときには遮断手段１５の出力電圧が“Ｌ”レベルになるように構成されている。７ａは遮断手段１５から出力される圧電トランス１の出力電圧検出と、電流検出器５から出力される管電流検出のＭＡＸ検出を行うピーク検出手段である。電流検出器５、ピーク検出手段７ａ、電圧検出手段１４、遮断手段１５およびＡ／Ｄコンバータ１０１により、冷陰極管４に流れる電流と圧電トランス１の出力電圧を時分割で検出し、ディジタルデータに変換するデータ変換部７００ａを構成している。１２７はＡ／Ｄコンバータ１０１のディジタル出力データから点灯検出を行う点灯検出手段で、点灯検出を行うために遮断手段１５を所定の周期でＯＮ・ＯＦＦ制御している。点灯検出手段１２７は、遮断手段１５に対して検出切換パルスを出力し、また後述の調光レベル切換手段１２８および制御周期切換手段１２９に対して点灯検出パルスを出力するように構成されている。この点灯検出手段１２７については、後で詳細に説明する。
１２８は点灯検出手段１２７から出力される点灯検出パルスに基づいてバーストパルス発生手段１２２に与える調光レベルを切り換える調光レベル切換手段であり、始動時は、あらかじめ設定された調光レベルを出力するように構成されている。なお、ここでは、始動時の調光レベルを１００％（連続駆動）とする。
１２１ｂは同一周波数で駆動する回数Ａの値を外部から設定できるように構成された制御コントローラであり、図１２に示す制御コントローラと同一である。１２６ａは制御コントローラ１２１ｂの第１の制御周期を設定する第１の制御周期設定手段であり、１２６ｂは制御コントローラ１２１ｂの第２の制御周期を設定する第２の制御周期設定手段である。１２９は点灯検出手段１２７から出力される点灯検出パルスによって第１の制御周期設定手段１２６ａから出力される制御周期情報と第２の制御周期設定手段１２６ｂから出力される制御周期情報を切り換えて出力する制御周期切換手段である。このように、周波数設定手段１０４に出力する制御周期を起動時と点灯時で切り換えるように構成されている。ここで、第１の制御周期設定手段１２６ａは始動時の制御周期を設定し、その周期は分散周期２回（上記Ａの値が２になる）に設定され、第２の制御周期設定手段１２６ｂは点灯時の制御周期を設定し、点灯時は実施形態１と同様、分散周期４回（上記Ａの値が４になる）に設定されているものとする。その他の構成については、図２を用いて説明した実施形態１に係る構成と同様であるので説明は省略する。
このように構成された図１３に示す平均処理手段１０２、誤差電圧演算手段１０３、周波数設定手段１０４、制御コントローラ１２１ｂ、分周手段１０５、バーストパルス発生手段１２２、出力イネーブル手段１２３、点灯検出手段１２７、調光レベル切換手段１２８、第１の制御周期設定手段１２６ａ、第２の制御周期設定手段１２６ｂおよび制御周期切換手段１２９からなる部分で駆動制御装置４００ｃを構成する。
次に、図１３に示す本実施形態に係る構成の冷陰極管駆動装置の特徴について説明する。本実施形態の特徴とするところは以下の点である。
（１）始動時は点灯性能を確保できる連続駆動とし、点灯検出後すみやかに所望の調光レベルに移行する。
（２）点灯直後の輝度の変動を抑えるため、ＭＩＮ調光時のバーストパルス幅以内で点灯検出を行う。
特に、（２）を実現するために、始動時と点灯時の制御周期を切り換え、始動時には制御周期を短くするようにしている。
まず、図１４に始動時と点灯時の制御周期を示す。図１４（Ａ）は始動時の１制御期間の駆動パルスを示し、同一の平均周波数で２回駆動する。図１４（Ｃ）は点灯時の１制御期間の駆動パルスを示し、同一の平均周波数で４回駆動する。図１４（Ｂ）は始動時の電圧（電流）検出期間で、遅延Ａだけずらして検出を行う。図１４（Ｄ）は点灯時の電圧（電流）検出期間で始動時と同様に遅延Ａだけずらして検出を行う。
次に、始動時の制御から点灯時の制御に切り換えるための点灯検出手段１２７の動作について説明する。図１５は始動時における点灯検出手段１２７の動作を示す図で、図１５（Ｃ）は電圧検出手段１４から出力される圧電トランス１の出力電圧検出信号、図１５（Ｄ）は電流検出器５から出力される電流検出信号で、始動時は冷陰極管４が点灯していないため、電流は流れていない。制御周期切換手段１２９は第１の制御周期設定手段１２６ａを選択しており、制御周期として同一駆動２回分が設定されている。調光レベル切換手段１２８は連続駆動の調光レベルを選択してバーストパルス発生手段１２２に出力する。
図１５（Ｅ）は点灯検出手段１２７から遮断手段１５へ出力される点灯検出のための検出パルスである検出切換パルスで、この検出切換パルスが“Ｈ”レベルのときに遮断手段１５がＯＦＦされて、ピーク検出手段７ａからは電流検出信号のピーク値が出力される。点灯検出は検出切換パルスが“Ｈ”レベルのときのピーク検出手段７ａの出力レベルで判断される。つまり、点灯していないときは管電流は流れていないため、ピーク検出手段７ａの出力はゼロレベルになるのに対し、点灯を開始すれば管電流が流れるため、ピーク検出手段７ａの出力は管電流レベルに相当する電圧値が出力される。したがって、検出切換パルスが“Ｈ”レベルのときに、ピーク検出手段７ａの出力が“Ｌ”レベルのときは点灯しておらず、所定レベル以上のときは点灯していると判断できる。
図１５では、時刻Ｔ１において点灯を開始し、図１５（Ｄ）のように管電流が流れ出している。次に、時刻Ｔ２において図１５（Ｅ）の検出切換パルスが“Ｈ”レベルのとき、図１５（Ｆ）のピーク検出手段７ａの出力は管電流に相当するレベルとなって点灯検出され、図１５（Ｇ）の点灯検出パルスが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへと移行している。
次に、図１６に始動時の制御から点灯時の制御に移行するときの各部波形を示す。図１６に示すように時刻Ｔ１で冷陰極管４が点灯を開始し、管電流が流れ出す。直後の時刻Ｔ２で検出切換パルスによって点灯が検出され、点灯検出パルスが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルへと移行する。
時刻Ｔ２で点灯検出パルスが“Ｈ”レベルになると、制御周期切換手段１２９は第２の制御周期設定手段１２６ｂを選択する状態に切り換えられる。これによって、制御周期が同一駆動２回分から４回分に切り換わり、同時に調光レベル切換手段１２８は、連続駆動の調光レベルに代えて、外部から与えられる調光レベルに切り換えられ、バーストパルス発生手段１２２に出力する。これによって、図１６（Ｈ）に示すように、時刻Ｔ２からバーストパルスが出力され、バースト調光に切り換わる。この過程で、点灯前後の管電流は図１６（Ｄ）に示すようにイレギュラー期間が存在し、このイレギュラー期間に相当する輝度変化が発生する。しかし、この期間は最大で点灯時の制御周期の５０％に抑えられており、実使用において点灯時の輝度変化が大幅に改善される。また実際には、点灯時の制御周期は４ではなく、例えば、バースト周波数を１５０Ｈｚ、圧電トランス１の駆動周波数を１５０ＫＨｚ、分散数を１００とした場合、分散周波数（１／分散周期）は１５０ＫＨｚ／１００＝１．５ＫＨｚとなり、バースト周波数を１５０Ｈｚとするには、制御周期は分散周期の１０倍となる。この場合、最大のイレギュラー期間は図１７に示すように、点灯時の制御周期の２０％になり、実際、このときの輝度レベル変化は無視できる。
さらに、始動時の分散数を点灯時の分散数より小さくするようにすれば、このイレギュラー期間は一層短くなり、良好な点灯性能が得られる。この例を図１８に示す。
図１８において、１２５ａは周波数設定手段１０４ａの分散周期を切り換える分散数調整手段である。周波数設定手段１０４ａは図９に示す実施形態２における周波数設定手段と同一の動作を行い、分散数調整手段１２５ａの出力に応じて分散数が変わる。図９に示す実施形態２の分散数調整手段１２５と異なるところは、実施形態２の分散数調整手段１２５は、バーストパルス発生手段１２２からのバーストパルスの幅すなわち調光レベルに応じて分散数を変える仕組みであったが、本実施形態における分散数調整手段１２５ａは点灯時と起動時で切り換える仕組みとなっている。このため、点灯検出手段１２７からの点灯検出パルスが分散数調整手段１２５ａに入力されている。その他の動作は、図１３に示す例と同一である。
図１９に起動から点灯に至るまでの各部波形を図示するが、本実施形態では、起動時の点灯検出周期が図１３の実施形態に対し１／２になるため、起動時の点灯時のイレギュラー期間が図１３の例に比べて半分になる。
以上説明したように、本発明による実施形態３に係る冷陰極管駆動装置によれば、始動時を連続駆動とすることにより、点灯性能を劣化させずにバースト調光に移行できる。また、始動時と点灯時の制御周期を変えることにより、または分散数を変えることにより、点灯時の輝度変化がほとんど無視できるレベルにまで改善でき、点灯品位を大幅に改善できる効果を有する。
なお、駆動制御装置４００ｃを構成する各要素〜平均処理手段１０２、誤差電圧演算手段１０３、制御コントローラ１２１ｂ、周波数設定手段１０４、バーストパルス発生手段１２２、分周手段１０５、出力イネーブル手段１２３、点灯検出手段１２７、調光レベル切換手段１２８、第１の制御周期設定手段１２６ａ、第２の制御周期設定手段１２６ｂおよび制御周期切換手段１２９、さらに分散数調整手段１２５ａ〜については、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
ここで、上記実施形態１〜３の他の特徴は、駆動制御装置の処理がディジタル化可能なため、ソフトウエアによる制御も可能である。つまりマイコンプログラムとして構築可能なため、容易にシステムが構築可能である。
図２０は実施形態１の場合を例にフローチャートを示したものである。
図２０において、ステップＳ１はデータ読み込みを行う処理、ステップＳ２はデータ取り込み回数が所定の回数に達したかを判断し、所定回数に達していない場合はステップＳ１に戻り、再度データを取り込む。所定回数に達すれば、ステップＳ３で取得したデータの平均を演算する。ここで所定回数とは分散周期の整数倍の駆動パルス数である。これらステップＳ１〜Ｓ３は図２に示す実施形態１の平均処理手段１０２に相当する。ステップＳ４は外部から与えられる基準データと平均データを比較する。ステップＳ４は実施形態１の誤差電圧演算手段１０３に相当する。ここで基準データの方が大きければ、ステップＳ５において次の分周比を大きく（つまり駆動周波数が低くなるように）設定し、冷陰極管４に流れる電流が大きくなるようにする。他方、基準データの方が小さければ、ステップＳ６において分周比を小さく設定し、逆に冷陰極管４に流れる電流が小さくなるように設定する。このステップＳ５，Ｓ６は図２の周波数設定手段１０４に相当する。ステップＳ７では設定された分周比でクロック（ソフト上ではマイコンクロックあるいはマイコンクロックから作られたタイマーに相当）を分周する。これは図２の分周手段１０５に相当する。ステップＳ８は分周されたデータ（駆動パルスに相当）の数をカウントし、分散の回数が所定回数になったかどうかを判断し、所定回数になっていなければステップＳ７に戻って再度同じ周波数設定で分周を行う。この部分が図２の制御コントローラ１２１に相当する。その後、ステップＳ９では外部から与えられる調光レベルをもとにバーストパルス幅を演算し、バーストパルスが“Ｈ”レベルのときに出力ポートから上記分周されたデータを出力し、他方、“Ｌ”レベルのときは出力ポートを“Ｌ”レベルにする。この部分が図２のバーストパルス発生手段１２２に相当する。ステップＳ１０〜Ｓ１２が図２の出力イネーブル手段１２３に相当する。
以上、図２の実施形態１の場合を例に簡単にソフト動作を説明したが、特にここでは具体例を示さないが、他の実施形態においても同様にソフトウエアによる処理が可能である。
（Ｂ）電源電圧変動を加味する冷陰極管駆動装置／液晶表示装置
ところで、バックライトを駆動させるために圧電トランスの駆動に求められるものは、基本的には、調光機能、低電力（高い電力変換効率）等である。さらにノートパソコンやディジタルビデオカメラなどの携帯機器に用いる場合、安定した電源が得られないバッテリ電源を考慮し、広範囲な電源電圧で安定した点灯、安定した電力変換効率が望まれる。
上記の課題を改善するため、特開平８−３３３４９号公報（文献３）では、電源電圧に応じて駆動パルスのパルス幅（デューティ比）を変えて、広い電源電圧範囲に対応する方法が示されている。以下、この方式をデューティ制御と記す。
文献３の原理を図４８に基づいて簡単に説明する。図４８において、（Ａ）は圧電トランスのスイッチングトランジスタであるＦＥＴのゲートに与える駆動パルスで、（Ｂ）は駆動パルスにより発生したＦＥＴのドレイン電圧を示している。このドレイン電圧は電源電圧により変化する。電源電圧を高くすると、（Ｃ）に示すように、ドレイン電圧の振幅が大きくなり、ドレイン電圧が０Ｖになる前にＦＥＴがＯＮする。このような状態になると、ＦＥＴがＯＮした瞬間にドレインとＧＮＤが短絡することにより大きな電流（サージ電流）が流れる。このことは、ＦＥＴの破壊につながる。あるいは、この急激な電流が圧電トランスに流れると、圧電トランスの破壊につながる。このため、電源電圧に応じて駆動パルス幅を調整し、急激なサージ電流が流れないようにする。
図４８（Ｄ）は、電源電圧を大きくした場合の駆動パルスを示し、（Ａ）の駆動パルスに対してパルス幅を小さくしている。これにより、（Ｅ）に示すようにドレイン電圧が０ＶのところでＦＥＴをＯＮするようにする。この方法により広い電源電圧でも、ロスの少ない駆動が可能になる。
上述したように、文献３では、駆動パルスのデューティ比を電源電圧に応じて変えることにより、広い電源電圧範囲での使用が可能となる。
しかし、これをディジタル駆動方式で行う場合、１０ＭＨｚ程度のクロックではデューティ比率の分解能が粗く、十分な性能が得られない（クロックを高くすれば分解能は得られるが、回路電力の増加、輻射妨害の増加で実用的でなくなる）。広い電源電圧範囲で良好な性能を求める場合、駆動パルスのデューティ比率はできるだけ小刻みに調整できることが望ましい。少なくとも電源電圧０．１Ｖ刻みで可変できることが望ましい。
図４９にディジタル駆動方式でデューティ調整する場合の様子を示しており、クロックの周波数が低いほど分解能は粗くなり、理想から大きくずれるポイントが出てくる。
実例を挙げて説明する。１０ＭＨｚのクロックを１００分周し、１００ｋＨｚの周波数の駆動パルスを生成した場合、生成されたパルスのパルス幅はクロック１周期幅〜９９周期幅まで１周期毎に調整可能である。つまり、デューティ比は１％刻みで調整できる。
しかしながら、例えば理想のデューティカーブが電源電圧５Ｖ〜１０Ｖでデューティ３０％〜２０％であった場合、１％刻みでは、１０段階調整（０．５Ｖ刻み）しかできないことを意味する。これでは、十分な性能は得られない。
本発明の実施の形態４以下では、上記した課題に鑑みてなされたもので、ディジタル駆動方式で効率劣化のないデューティ制御方式を提案し、広範囲な電源電圧に対応する冷陰極管駆動装置を実現することを目的とする。
（実施の形態４）
図２１は、本発明の実施の形態４における冷陰極管駆動装置の構成を示すブロック図である。図２１において、１は圧電トランス、２はコイル、３はスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）、４は冷陰極管、５は冷陰極管４に流れる電流を検出し電圧信号に変換する電流検出器である。なお、電流検出器５につき、図示は抵抗の記号で代表的に表しているが、必ずしも抵抗にとらわれる必要はない。７は電流検出器５から取り出される正弦波状の電圧信号を整流し直流電圧に変換する整流手段、１０１は整流手段７から出力される電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ（第１のＡ／Ｄコンバータ）であり、電圧検出精度を得るために十分なビット数を持ち、かつそのサンプルクロックは制御に求められる応答速度を十分に確保できる周波数であるものとする。以下、Ａ／Ｄコンバータ１０１の出力ディジタル信号をＶａｄと記す。１０２はＡ／Ｄコンバータ１０１から出力される検出電圧Ｖａｄを所定サンプル数の範囲内で平滑処理を行う平滑処理手段で、以下、平滑処理手段１０２ａの出力ディジタル信号をＶａｖｅと記す。１０３は平滑処理手段１０２ａの出力信号Ｖａｖｅと外部から設定される基準データＶｒｅｆを比較して両者の誤差を演算し、誤差データＶｅｒｒとして出力する誤差電圧演算手段である。１０４は圧電トランス１の駆動パルスの周波数を設定する周波数設定手段であり、前回の周波数設定値Ｆｐｒｅｖに対し誤差データＶｅｒｒに対応する周波数だけ加減してＭビットのデータＦｎｅｘｔとして出力する。このＦｎｅｘｔは、駆動パルスＮ周期期間の平均の分周比を意味するものである。１０５は駆動パルスＮ周期の平均の分周比ＤｉｖがＦｎｅｘｔ／Ｎとなるように分周比を分散し、クロックの分周を行う分周手段で、圧電トランス１に対する駆動パルスが生成される。以下、分周手段１０５から出力される分周比分散の駆動パルスをｐｚｐｌｓと記す。
図２２（Ｂ）に分周手段１０５で生成された分散パルスｐｚｐｌｓの例を示し、同図（Ｃ）に同時に得られる分周比データを示す。また、同図（Ａ）はクロックである。
ここまでの構成は文献１（特開２０００−１３３４８５号公報）に記載された構成と同一であり、動作も同一である。本実施形態の特徴は以下の手段１０６〜１０８を含んでいることである。
１０６は電源電圧を検出しディジタル値として出力する電源電圧検出手段であり、例えば図２３に示すように構成される。図２３において、１０６ａ、１０６ｂは抵抗であり、電源電圧を分圧し、第２のＡ／Ｄコンバータ１０６ｃの入力ダイナミックレンジに適合する電圧に変換する。第２のＡ／Ｄコンバータ１０６ｃは入力された電圧をディジタル値に変換するものである。以下、電源電圧検出手段１０６の出力信号をＶｐｗｒと記す。
次に、１０７は周波数設定手段１０４で得られる周波数データＦｎｅｘｔと電源電圧検出手段１０６で得られる電源電圧情報Ｖｐｗｒから予め決められた電源電圧と駆動パルスのデューティ値との関係に基づいて駆動パルスのデューティ値（以下、Ｖｄｕｔｙと記す）を算出するパルス幅演算手段である。パルス幅のデューティ比は、“Ｈ”レベルの期間と“Ｌ”レベルの期間の比である。このパルス幅デューティ比がパルス幅情報に相当する。
例えば、電源電圧と駆動パルスのデューティ値との関係の一例を図２４に示すが、パルス幅演算手段１０７の演算方式は種々の方式があり、ここでは特に限定しない。この種々の方式とは例えば、予め電源電圧Ｖｐｗｒとデューティ値Ｖｄｕｔｙの関係をＲＯＭ（リードオンリーメモリ）に格納しておくＲＯＭ方式、あるいは、図２４に示す曲線を線形近似で演算する方式などである。
１０８はパルス幅演算手段１０７から出力されるデューティ値Ｖｄｕｔｙに基づき、パルス幅の調整を行うパルス幅調整手段である。
図２５はパルス幅調整手段１０８の具体的な構成例を示したものである。図２５において、１０８ａは分散パルスｐｚｐｌｓを入力してデューティ値Ｖｄｕｔｙの値に応じたパルス幅に変換するパルス幅整形手段（デコード手段）である。
ここで、デューティ値ＶｄｕｔｙをＡビットのディジタルデータとしたとき、パルス幅整形手段１０８ａで参照されるのは上位Ａ−１ビットのデータとし、このＡ−１ビットの値に等しいパルス幅の信号が出力されるものとする。
以下、０ビット目からＡ−１ビット目のＡビットのバス幅を持つ信号Ｖｄｕｔｙの上位Ａ−１ビットのデータを表す記法として、Ｖｄｕｔｙ［Ａ−１：１］と記す。また、最下位ビットのデータをＶｄｕｔｙ［０］と記す。
図２６にパルス幅整形手段１０８ａの入出力波形を示す。図２６（Ｄ）に示すように、出力されるパルスのパルス幅は同図（Ｃ）に示すＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］の値と等しくなる。
図２５中の１０８ｂはパルス幅整形手段１０８ａの出力信号をラッチ出力するＤフリップフロップ（以下、ＤＦＦと記す）で、この出力信号を元パルスｐｚｐｌｓａと記す。１０８ｃは元パルスｐｚｐｌｓａをクロックの立下りエッジでラッチ出力するＤＦＦで、この出力信号をパルスｐｚｐｌｓｂと記す。１０８ｄはＯＲゲートで、このＯＲゲートの出力信号を拡張パルスｐｚｐｌｓｃと記す。これらＤＦＦ１０８ｃとＯＲゲート１０８ｄでパルス幅拡張手段１０８ｇを構成している。すなわち、遅延させた上で論理和をとることにより、パルス幅を拡張している。１０８ｅはＶｄｕｔｙ［０］が１のときは拡張パルスｐｚｐｌｓｃを出力し、Ｖｄｕｔｙ［０］が０のときは元パルスｐｚｐｌｓａを出力するセレクタである。このセレクタ１０８ｅの出力がＦＥＴ３を駆動する駆動パルスｐｚｄｒｖとなる。また、１０８ｆはクロックを反転するためのインバータである。このインバータ１０８ｆでクロックを反転して、ＤＦＦ１０８ｃではクロックの立ち下がりエッジでのラッチを行う点に注目する必要がある。
次いで、図２１および図２５に示すように構成された冷陰極管駆動装置の動作を説明する。本実施形態の特徴とするところを中心に説明する。
本実施形態の特徴とするところは、クロックの立下りエッジを用い、駆動パルスｐｚｄｒｖのパルス幅分解能を２倍にする技術である。
通常のディジタルＬＳＩにおいては、設計から検証、製造までの手順が確立された同期回路で構成されるのが一般的である。このため、このような同期回路では非同期処理となるクロックの立下りエッジは使われない。しかしながら、この非同期処理も、ＬＳＩの出力ピンの直前では比較的容易に検証が可能であるため、この立下りエッジを使う処理を回路の最後段で行えるようにしている。
つまり、パルス幅演算手段１０７から出力されるパルス幅情報のデューティ値Ｖｄｕｔｙの値を上位ビットと下位ビットに分け、まず第１段階ではデューティ値Ｖｄｕｔｙの上位ビットを使い、通常の同期処理で所定のパルス幅のパルスを生成し、さらに第２段階ではデューティ値Ｖｄｕｔｙの下位ビットを使い、クロックの立下りエッジを用いた処理でさらに分解能を上げて、第２段階の処理の後では同期処理は行わないように構成したものである。
図２７は、デューティ値Ｖｄｕｔｙから２段階のパルス幅生成の波形を示した図で、（Ａ）はクロック、（Ｂ）は分周手段１０５からの分散パルスｐｚｐｌｓ、（Ｃ）はデューティ値Ｖｄｕｔｙ、（Ｄ）はデューティ値Ｖｄｕｔｙの上位Ａ−１ビットのデータＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］、（Ｅ）はＶｄｕｔｙの最下位ビットのデータＶｄｕｔｙ［０］である。
例えば、Ｖｄｕｔｙが１０すなわち２進数表記で（１０１０）_２の場合、上位Ａ−１ビットのデータＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］は（１０１）_２で５であり、最下位ビットのデータＶｄｕｔｙ［０］は（０）_２で０である。また、Ｖｄｕｔｙが９すなわち２進数表記で（１００１）_２の場合、上位Ａ−１ビットのデータＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］は（１００）_２で４であり、最下位ビットのデータＶｄｕｔｙ［０］は（１）_２で１である。
また、図２７において、（Ｆ）はパルス幅整形手段１０８ａから出力されたパルスがクロックの立ち上がりエッジでラッチされた元パルスｐｚｐｌｓａ、（Ｇ）は元パルスｐｚｐｌｓａがクロックの立下りエッジでラッチされたパルスｐｚｐｌｓｂである。
まず、第１段階のパルス幅生成処理はパルス幅整形手段１０８ａで行われる。このときのパルス幅はＶｄｕｔｙを２で割り、小数部を切り捨てたデータであるＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］となる。
例えば、Ｖｄｕｔｙ＝１０のときはＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］＝５であり、Ｖｄｕｔｙ＝９のときはＶｄｕｔｙ［Ａ−１：１］＝４となる。
ＤＦＦ１０８ｃおよびＯＲゲート１０８ｄからなるパルス幅拡張手段１０８ｇでは、元パルスｐｚｐｌｓａのパルス幅をクロックの０．５周期分広くする処理が行われる。これにより、得られた拡張パルスｐｚｐｌｓｃを図２７（Ｈ）に示す。
次いで、セレクタ１０８ｅでは、Ｖｄｕｔｙ［０］の値が１のとき、つまり切り捨てられた値が１のときは０．５周期幅広の拡張パルスｐｚｐｌｓｃを出力し、逆にＶｄｕｔｙ［０］の値が０のとき、つまり切り捨てられた値がないとき（０のとき）は元パルスｐｚｐｌｓａを出力する。これにより、得られる駆動パルスｐｚｄｒｖのパルス幅は図２７（Ｉ）に示すように５周期幅、４．５周期幅、５周期幅と、Ｖｄｕｔｙの値に応じたパルス幅が得られる。すなわち、Ｖｄｕｔｙが１０のときは、その２分の１の５となり、Ｖｄｕｔｙが９のときも同じく２分の１の４．５が得られる。四捨五入などの丸め処理がなく、正しく２分の１に対応し、分解能が向上されている。
この駆動パルスｐｚｄｒｖは同期回路を介在することなく、そのままピンから出力されるので、ディジタルＬＳＩの設計、検証に問題を来すことはない。
以上のように、本実施形態では、ディジタルＬＳＩの設計手法から逸脱することなく、クロックの立下りエッジを用いた２倍精度のパルス幅分解能が得られ、これにより、ディジタル駆動方式においても広範囲な電源電圧で最適なパルス幅の駆動パルスが得られる。これは、圧電トランスを駆動する上で、効率改善による消費電力削減、サージのためにＦＥＴや圧電トランスの破壊されることを防止することにつながり、その効果は大きい。
上記実施形態では、クロックの立下りエッジを利用した方法であったが、この代わりに遅延素子を組み合わせて使うこともできる。
図２８は遅延素子とクロックの立下りエッジを使う方式を組み合わせたパルス幅調整手段の例である。
図２８において、１０８ｇ１、１０８ｇ２は遅延素子で、その遅延量はクロック１周期の１／４に設定されている。１０８ｄ１〜１０８ｄ３はＯＲゲート、１０８ｅ１〜１０８ｅ３はセレクタである。他の構成要件は図２５に示すパルス幅調整手段と同一である。ただし、図２５ではデューティ値ＶｄｕｔｙはＡビットとし、Ｖｄｕｔｙ［Ａ−１：１］がパルス幅整形手段１０８ａに入力され、Ｖｄｕｔｙ［０］でクロックの立下りエッジによるパルス幅の微調整が行われていたが、図２８では、デューティ値ＶｄｕｔｙをＡ＋１ビットとし、上位Ａ−１ビットであるＶｄｕｔｙ［Ａ：２］がパルス幅整形手段１０８ａに入力され、デューティ値Ｖｄｕｔｙの下位２ビットであるＶｄｕｔｙ［１：０］で微調整が行われるようにしている。
以下、図２９に示す各部タイミング波形図を基に説明する。
図２９において、（Ｆ）はＶｄｕｔｙ［Ａ：２］の値で決まるパルス幅の駆動パルスを発生するパルス幅整形手段１０８ａの出力をクロックの立上りエッジでラッチ出力されたパルスｐｚｐｌｓａであり、概略上記図２５の実施形態４で説明したものと同一である。このパルスｐｚｐｌｓａが遅延素子１０８ｇ１により、クロックの１／４周期分だけ遅延し、図２９（Ｇ）に示す波形が得られる。また、同図（Ｈ）はパルスｐｚｐｌｓａをクロックの立下りエッジでラッチされたパルスｐｚｐｌｓｂで、これは上記図２５で説明したものと同一である。さらに、このパルスｐｚｐｌｓｂが遅延素子１０８ｇ２で遅延され、パルスｐｚｐｌｓｂに対しクロックの１／４周期だけ遅れた図２９（Ｉ）の信号が得られる。これらの信号がそれぞれＯＲゲート１０８ｄ１〜１０８ｄ３を通ることにより、図２９（Ｊ）〜（Ｌ）に示すように元のパルスｐｚｐｌｓａに対しパルス幅が１／４クロック周期の分解能で徐々に広くなる３つの拡張パルスｐｚｐｌｓｃ１、ｐｚｐｌｓｃ２、ｐｚｐｌｓｃ３が得られる。セレクタ１０８ｅ１〜１０８ｅ３はＶｄｕｔｙ［１：０］の値に応じてパルスｐｚｐｌｓａおよびｐｚｐｌｓｃ１〜ｐｚｐｌｓｃ３を切り換えてＦＥＴ３へ出力するもので、Ｖｄｕｔｙ［１：０］が０のときはパルス幅が一番狭いパルスｐｚｐｌｓａが選択され、Ｖｄｕｔｙ［１：０］が１のときはパルス幅が２番目のパルスｐｚｐｌｓ１が選択され、Ｖｄｕｔｙ［１：０］が２のときはパルス幅が３番目のパルスｐｚｐｌｓ２が選択され、Ｖｄｕｔｙ［１：０］が３のときにパルス幅が一番広い拡張パルスｐｚｐｌｓｃ３が選択される。ＦＥＴ３に出力される駆動パルスｐｚｄｒｖを図２９（Ｍ）に示す。
具体例では、Ｖｄｕｔｙ＝２１＝（１０１０１）_２で、Ｖｄｕｔｙ［Ａ：２］＝（１０１）_２＝５、Ｖｄｕｔｙ［１：０］＝（０１）_２＝１であるが、このとき駆動パルスｐｚｄｒｖの周期は５．２５周期となり、これは２１を４で割った値に丁度等しくなっている。また、Ｖｄｕｔｙ＝２０＝（１０１００）_２で、Ｖｄｕｔｙ［Ａ：２］＝（１０１）_２＝５、Ｖｄｕｔｙ［１：０］＝（００）_２＝０であるが、このとき駆動パルスｐｚｄｒｖの周期は５周期となり、これは２０を４で割った値に丁度等しくなっている。また、Ｖｄｕｔｙ＝１９＝（１００１１）_２で、Ｖｄｕｔｙ［Ａ：２］＝（１００）_２＝４、Ｖｄｕｔｙ［１：０］＝（１１）_２＝３であるが、このとき駆動パルスｐｚｄｒｖの周期は４．７５周期となり、これは１９を４で割った値に丁度等しくなっている。図示はしていないが、Ｖｄｕｔｙ＝１８＝（１００１０）_２で、Ｖｄｕｔｙ［Ａ：２］＝（１００）_２＝４、Ｖｄｕｔｙ［１：０］＝（１０）_２＝２であるが、このとき駆動パルスｐｚｄｒｖの周期は４．５０周期となり、これは１８を４で割った値に丁度等しくなっている。
このように上記図２８の構成では、クロックの立下りエッジを使ってのパルス幅分解能向上に加え、さらにクロックの１／４周期分だけ遅延する遅延素子１０８ｇ１、１０８ｇ２によりさらに２倍の分解能、つまりトータルで４倍精度の分解能が得られることになり、さらに高精度なパルス幅制御が可能となる。
ここで、遅延素子を用いる方法では、以下の点に注意する必要がある。一般に遅延素子の遅延量は温度や電源電圧によって変化する。このため温度、電圧が変化した場合に均等な分解能が得られない。例えば、本来、“０．２５”、“０．５”、“０．７５”、“１．０”…と変化しなければならないところが、例えば、“０．１”、“０．５”、“０．６”、“１．０”…と変化したりする。
本手法は遅延素子の遅延量をクロックの１／４周期としているが、クロックの周波数が変わった場合に連動して遅延量が変わるわけではないので、固定のクロック周波数で用いるか、あるいは遅延素子を複数設け、クロック周波数によって切り換えるなどの処理が必要になる。
遅延素子を用いる方法はこのような制約があるが、確実に分解能を上げることが可能なため、クロックの立下りエッジを使うだけで不十分な場合に有効である。
ここでクロックの立下りエッジを用いる方法は、温度や電圧によって遅延量が変わることはないので、条件が変わっても均一な分解能が得られる。
また、図２８ではクロックの立下りエッジによる処理と遅延素子の組み合わせの例であったが、クロックの立下りエッジの処理は遅延素子と同一の働きをするものであるため、クロックの立下りエッジを使わず、遅延素子のみの構成でも効果が得られる。
なお、各構成要素〜平滑処理手段１０２ａ、誤差電圧演算手段１０３、周波数設定手段１０４、分周手段１０５、パルス幅演算手段１０７およびパルス幅調整手段１０８〜については、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５における冷陰極管駆動装置について説明する。上記図２５および図２８に示す実施の形態は、高分解能なパルス幅生成に有効であるが、特開２０００−１３９０８１号公報（文献４）に示されているように、駆動パルスの分周比自体をクロックの立下りエッジを使って駆動周波数の分解能を上げている場合は、このままでは使用できない。そこで本実施形態では、分周比がクロックの立下りエッジを使っている場合でも、効果的に駆動パルスのパルス幅の分解能を上げることができる手法を提案するものである。
図３０は本発明の実施形態５における冷陰極管駆動装置のパルス幅調整手段の構成を示すブロック図である。パルス幅調整手段以外の構成については図２１と同一である。
図３０において、１０８ｂ１はＤＦＦ１０８ｂの出力する元パルスｐｚｐｌｓａをクロックの立上りエッジでラッチ出力するＤＦＦ、１０８ｄ４および１０８ｄ５はＯＲゲート、１０８ｅ４はＶｄｕｔｙ［０］が１のときにはＯＲゲート１０８ｄ４の出力信号を出力し、０のときには元パルスｐｚｐｌｓａを出力するセレクタ、１０８ｄ５はＶｄｕｔｙ［０］が１のときにはＯＲゲート１０８ｄ５の出力信号を出力し、０のときには拡張パルスｐｚｐｌｓｂを出力するセレクタ、１０８ｅ６は分周手段１０５から送られてくる信号（以下、この信号をｂｕｎａｄｄと記し、詳細は後で説明する）が１のときにはセレクタ１０８ｅ５の出力信号を出力し、他方、０のときにはセレクタ１０８ｅ４の出力信号を出力するセレクタである。
ここで、本実施形態の動作を説明する上で、駆動パルスの分周比自体をクロックの立下りエッジ処理により分解能を上げる方式は重要であるので、簡単に説明する。
図５０は文献４（特開２０００−１３９０８１号公報）に記されたクロックの立下りエッジを使って駆動パルスの周波数の分解能を上げる手法の構成であり、１０５ａは周波数設定手段１０４から出力される周波数データＦｎｅｘｔのうち下位Ｎビットのデータを入力し、駆動パルス２のＮ乗周期でＦｎｅｘｔ［Ｎ−１：０］で与えられる回数だけ１を出力する分散手段である。ここで分散手段１０５ｄが１を出力するタイミングは別途定められた分散手法によるが、ここでは本発明の趣旨から外れるので特に説明しない。
１０５ｂはＦｎｅｘｔ［Ｍ−１：Ｎ］と分散手段１０５ｄの出力信号を加えて出力する加算器である。分散手段１０５ｄの出力は１か０のどちらかであるので、加算器１０５ｂの出力は、Ｆｎｅｘｔ［Ｍ−１：Ｎ］か、Ｆｎｅｘｔ［Ｍ−１：Ｎ］＋１の値しか取り得ない。１０５ｃは加算器１０５ｂの出力信号で示された値だけクロックを分周する分周手段である。これら１０４ａ、１０５ｂ、１０５ｃの構成要素で分周手段１０５を構成している。
１０８ａはすでに説明した図２５や図２８の実施の形態のパルス幅整形手段（パルス幅デコード手段）である。このパルス幅整形手段１０８ａは、文献４では分周手段１０５ｃに含まれているが、ここでは便宜上分けている。１０８ｈはパルス幅整形手段１０８ａの出力信号をクロックの立下りエッジでラッチ出力する逆エッジ処理手段である。文献４でクロックの立下りエッジのことを逆エッジと記載しているが、これらは同じ意味である。また、この逆エッジ処理手段１０８ｈの具体的構成は図２５のＤＦＦ１０８ｃと同一である。１０８ｅ７は分散手段１０５ｄの値が１のときは逆エッジ処理手段１０８ｈの出力信号を出力し、０のときはパルス幅整形手段１０８ａの出力信号を出力するセレクタである。このセレクタ１０８ｅ７の出力信号が駆動パルスｐｚｄｒｖとなる。この構成の中で分散手段１０５ｄの出力信号が図３０の実施形態の分散信号ｂｕｎａｄｄである。
図５１は文献４で示されているクロックの逆エッジ処理による分周比の高分解能化の動作を簡単に示したタイミング波形図である。図５１には、周波数設定手段１０４から出力される周波数データＦｎｅｘｔ［Ｍ−１：Ｎ］（同図（Ｂ））と分散手段１０５ｄの出力値（同図（Ｃ））が加算され、この加算値（同図（Ｄ））が分周比となり、分周手段１０５ｃからパルスが出力される様子を示している（同図（Ｅ））。
さらにパルス幅整形手段１０８ａによって適正なパルス幅に調整されたときの駆動パルスの周波数は同図（Ｆ）に示すようにクロックの１０周期、１１周期、１０周期、１０周期…と１周期毎の分解能をもつ。
ここで逆エッジ処理手段１０８ｈとセレクタ１０８ｅ７により分散手段１０５ｄの出力の分散信号ｂｕｎａｄｄが１のときの駆動パルスを０．５周期遅延させることにより、同図（Ｈ）に示すようにクロック０．５周期毎の分解能を持つ駆動パルスに変換するものである。この方式のポイントは、分散手段１０５ｄと連動させて、分散手段１０５ｄの出力が１のとき駆動パルスを０．５周期遅延させるだけで、０．５周期刻みの分解能をもつ駆動パルスに変換できることである。
この方式と上記実施形態のクロックの立下りエッジを使いパルス幅分解能を上げる方式を組み合わせるには次のようにすればよい。
まず、図３１に示すようにパルス幅Ｗとパルス幅Ｗ＋１を持つ駆動パルス（このパルスはパルス幅整形手段１０８ａから出力されるもので、図３１（Ｂ）に示す）に対し、クロック０．５周期分パルス幅を広げたパルス（同図（Ｃ））と、これら２つのパルスを０．５周期遅延させたパルス（それぞれ同図（Ｄ）、（Ｅ））を用意する。
図３０に示すＶｄｕｔｙ［０］が１のときはパルス幅を０．５周期広げたパルスを選択する。つまり図３１の（Ｃ）あるいは（Ｅ）を選択する。Ｖｄｕｔｙ［０］が０のときはその逆で（Ｂ）あるいは（Ｄ）を選択する。この論理は図２５の実施形態で説明したとおりである。
次に、分散手段１０５ｄの出力である分散信号ｂｕｎａｄｄが１のときは０．５周期遅延した駆動パルスを選択する。つまり図３１の（Ｄ）あるいは（Ｅ）である。Ｂｕｎａｄｄ信号が０のときはその逆で同図（Ｂ）あるいは（Ｃ）を選択する。以上の論理をまとめると、
（１） Ｖｄｕｔｙ＝０、ｂｕｎａｄｄ＝０のときは、パルス幅整形手段１０８ａの出力をそのまま出力（図３１（Ｂ））
（２） Ｖｄｕｔｙ＝０、ｂｕｎａｄｄ＝１のときは、パルス幅整形手段１０８ａの出力を０．５周期遅延させて出力（同図（Ｄ））
（３） Ｖｄｕｔｙ＝１、ｂｕｎａｄｄ＝０のときは、パルス幅整形手段１０８ａの出力のパルス幅を０．５周期拡張して出力（同図（Ｃ））
（４） Ｖｄｕｔｙ＝１、ｂｕｎａｄｄ＝１のときは、パルス幅整形手段１０８ａの出力のパルス幅を０．５周期拡張し、かつ０．５周期遅延させて出力（同図（Ｅ））
となる。
図３０に示すパルス幅調整手段は、この論理に基づいて構成されたもので、ＤＦＦ１０８ｂが出力する元パルスｐｚｐｌｓａが図３１（Ｂ）のパルスに相当し、ＯＲゲート１０８ｄ４が出力する拡張パルスｐｚｐｌｓｃが図３１（Ｃ）のパルスに相当し、ＤＦＦ１０８ｃが出力する遅延パルスｐｚｐｌｓｂが図３１（Ｄ）のパルスに相当し、ＯＲゲート１０８ｄ５が出力する遅延拡張パルスｐｚｐｌｓｅが図３１（Ｅ）のパルスに相当する。また、セレクタ１０８ｅ４〜１０８ｅ６は上記の論理で切換出力するためのものである。
このようにすることにより図３１（Ｈ）に示す駆動パルスが得られ、クロックの立下りエッジを利用したパルス幅の分解能向上と駆動パルスの周波数の分解能向上の両立が可能となる。
以上説明したように、本実施形態による冷陰極管駆動装置では、既に駆動パルスの分周比がクロックの立下りエッジを使った高精度化を図っている場合でも、この効果を妨げることなく、クロックの立下りエッジを効果的に使って駆動パルスのパルス幅を細かく調整することができ、電源電圧に応じた最適なパルス幅を得ることができる。これにより高効率な駆動ができる（消費電力の削減）とともに、本方式はディジタルＬＳＩの設計ルールから逸脱することはないので、ＬＳＩ化においても特に問題となることはなく、安価なディジタルＬＳＩとして提供可能である。
（実施の形態６）
次に、本発明の実施の形態６の冷陰極管駆動装置について説明する。これは、さらにパルス幅制御の高分解能化が可能な方式を提供するものである。駆動パルスのパルス幅の調整は分解能が細かければ細かいほど望ましく、さらにいえば最低でも電源電圧０．１Ｖ刻みで調整可能な分解能が望ましい。既に課題のところで実例を挙げて説明したように、電源電圧５Ｖ〜１０Ｖでおおよそ０．１Ｖ刻みの分解能を得るには、この間で必要な分解能は５０である。もしこの間でデューティを２０％〜３０％変えたい場合、デューティは０．２％刻みで変える必要がある。
もちろんデューティ値に対する効率への感度が無視できるくらい少なければ、分解能は小さくても差支えないが、上記図２５の構成の実施形態ではデューティは０．５％刻みの分解能（１００分周して駆動パルスを生成する場合の分解能）であり、遅延素子を併用する図２８の構成においても０．２５％刻みである。これでは不十分な場合もある。もちろん図２８において遅延素子の遅延量を１／４クロック周期とせずに、さらに細かくすれば分解能は上がるが、温度特性や電源電圧による遅延量のばらつきを考えた場合には限界がある。
そこで本実施形態では、文献１（特開２０００−１３３４８５号公報）の周波数分散方法を応用し、図３２に示すようにデューティ比率を分散させてデューティ比の見かけの分解能を上げて分解能を上げる方法を提供するものである。ただし、ディジタル方式の場合、既に駆動パルスの分周比が分散されているため、デューティ比率の単純な分散では均一な波形にならず、必ずしも十分な効率が得られない。本実施形態のポイントは、既に駆動パルスの分周比が分散されている場合でも、この中に効果的にパルス幅の分散を盛り込む方式である。
以下にその方法を説明する。図３３は本発明の実施の形態６の冷陰極管駆動装置の構成を示すブロック図である。
図３３において、１０９はパルス幅演算手段１０７の出力Ｖｄｕｔｙの下位ｎビットの値Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］と、周波数設定手段１０４の出力Ｆｎｅｘｔの下位ｎビットの値Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］を入力し、駆動パルスの周期２のｎ乗回にＶｄｕｔｙ［ｎ−１：０］で与えられる回数だけ１を出力するように構成されたパルス幅分散演算手段である。
例えばｎ＝４で、Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］＝１の場合、駆動パルス１６周期に１回だけ１を出力する。ここで１を出力する位置は１６通り（第１周期に１を出力する場合ないし第１６周期に１を出力する場合までの１６通り）あるが、この出力位置については本発明のポイントとなるところで、後で詳しく説明する。また、このｎの値は駆動パルスの分散数とする。
１１０はパルス幅演算手段１０７のＡビット出力Ｖｄｕｔｙのうち、Ｖｄｕｔｙ［Ａ−１：ｎ］の値とパルス幅分散演算手段１０９の出力値とを加算してパルス幅調整手段１０８に出力する加算器である。この加算器１１０の出力値がパルス幅データとなる。パルス幅分散演算手段１０９と加算器１１０でパルス幅分散手段１１１を構成する。その他の構成、動作については図２１に示す実施形態４と同じである。ただし、ここでは説明を簡単にするためにパルス幅調整手段１０８は単にパルス幅整形手段１０８ａのみで構成されており、クロックの立下りエッジによる高分解能化が行われていないものとする。つまり、加算器１１０の出力値がそのままパルス幅になるものとする。なお、本実施形態では、分周手段１０５の分散手段１０５ｄ（特許請求の範囲に記載の分周比分散手段に相当する）の出力は、圧電トランスの駆動パルスの２のｎ乗周期の期間において、
Ｐ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１（ただしＰ_ｘは０あるいは１の数値）周期目の分散手段１０５ｄの出力は、周波数設定手段１０４から出力されるＭビットデータの内の下位ｎビットデータ（Ｑ_０・２^０＋Ｑ_１・２^１＋…＋Ｑ_ｎ−１・２^ｎ−１（ただしＱ_ｘは０あるいは１の数値））から、Ｐ_０・Ｑ_ｎ−１＋＿Ｐ_０・Ｐ_１・Ｑ_ｎ−２＋…＋＿Ｐ_０・＿Ｐ_１…＿Ｐ_ｎ−２・Ｐ_ｎ−１・Ｑ_０（ただし＿ＰｘはＰｘの反転を意味する）となるように構成されているものとする。以下、この分散を示す式を数式１と記す。
本発明のポイントとなるパルス幅分散演算手段１０９の具体構成図を図３４に示す。ここで、図３４はｎの値を４とした場合の構成図である。図３４において１０９ａは周波数設定手段１０４の出力データＦｎｅｘｔの下位ｎビットデータ（ここではｎ＝４としているので、これをＦｎｅｘｔ［３：０］と記す）とパルス幅演算手段１０７の出力データＶｄｕｔｙの下位ｎビットデータ（同様にｎ＝４であるので、これをＶｄｕｔｙ［３：０］と記す）を比較して、Ｆｎｅｘｔ［３：０］≧Ｖｄｕｔｙ［３：０］のとき１を出力する比較手段である。また、１０９ｂ１〜１０９ｂ８はそれぞれ負論理入力を持つＡＮＤゲートであり、１０９ｃは分周手段１０５から出力される駆動パルスの数をカウントするカウンタ手段で、このカウンタ手段１０９ｃは０〜２^ｎ−１までを繰り返しカウントするように構成されている。ここではｎ＝４であるため、０〜１５を繰り返しカウントする４ビットカウンタとする。ここで４ビットカウンタ１０９ｃの出力をＣｏｕｎｔと記し、Ｃｏｕｎｔのｓビット目の信号をＣｏｕｎｔ［ｓ］と記す。１０９ｄ０は比較手段１０９ａの出力が１のときはＡＮＤゲート１０９ｂ１の出力を選択し、他方０のときはＡＮＤゲート１０９ｂ２の出力を選択するセレクタであり、以下、１０９ｄ１〜１０９ｄ３についても１０９ｄ０と同一の動作をするセレクタである。１０９ｅ０はＣｏｕｎｔ［０］を反転するインバータで、１０９ｅ１〜１０９ｅ３も同様の動作をするインバータである。１０９ｆ０はセレクタ１０９ｄ０の出力が１のときインバータ１０９ｅ０の出力を選択し、他方０のときはＣｏｕｎｔ［０］を選択して出力するセレクタであり、１０９ｆ１〜１０９ｆ３も同様の動作をするセレクタである。１０９ｇ１〜１０９ｇ３はそれぞれ負論理入力をもつＡＮＤゲートであり、１０９ｈ０〜１０９ｈ３はＡＮＤゲート、１０９ｉはＯＲゲートである。
図３４に示す回路動作は次のように表される。分周比分散手段の出力が数式１で表されるとき、図３４に示すパルス幅分散演算手段１０９のＰ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１（ただしＰｘは０あるいは１の数値）周期目の出力は、Ａビット出力Ｖｄｕｔｙのうち下位ｎビットデータ（Ｒ_０・２^０＋Ｒ_１・２^１＋…＋Ｒ_ｎ−１・２^ｎ−１とおく。ただしＲｘは０あるいは１の数値）からＳ_０・Ｒ_ｎ−１＋＿Ｓ_０・Ｓ_１・Ｒ_ｎ−２＋…＋＿Ｓ_０・＿Ｓ_１…＿Ｓ_ｎ−２・Ｓ_ｎ−１・Ｒ_０（ただし、＿ＳｘはＳｘの反転を意味し前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記Ａビットのパルス幅情報の下位ｎビットのデータより大きいときはＳｘ＝（Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・＿Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・＿Ｐｘ＋＿（Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・＿Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・Ｐｘ、前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記ＡビットのＶｄｕｔｙの下位ｎビットのデータより小さいときはＳｘ＝（＿Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・＿Ｐｘ＋＿（＿Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・Ｐｘ）となるように動作する。
図３４に示す回路の動作を説明する前に、まず本発明の基本とする考え方を説明し、この考え方を実現するために図３４の回路がどのように機能するかを説明する。図３５は本発明のポイントとなるところを説明する駆動パルスの波形図である。
図３５（Ｂ）は分周比が分散された駆動パルス波形の例で、第１の駆動周期の分周比は１０、第２の駆動周期の分周比は１１、第３の駆動周期の分周比は１０、第４の駆動周期の分周比は１１、第５の駆動周期の分周比は１０であって、駆動パルス５周期の平均の分周比は１０．４となっている。また、（Ｂ）の波形ではパルス幅は分散されておらず４周期固定となっている。この場合、デューティ値は各駆動周期によって４／１０と４／１１が存在する。ここで、この駆動パルス５周期の間に２周期だけパルス幅を＋１周期する場合の例を同図（Ｃ）と（Ｄ）に示す。
（Ｃ）の例では、第１と第３の駆動周期でパルス幅を＋１周期分広げた場合を示している。この場合、デューティ値は４／１０、５／１０、４／１１が混在し、明らかに（Ｂ）に対して均等なデューティではなくなっている。
（Ｄ）の例は、第２と第４の周期でパルス幅を＋１周期分広げた場合を示している。この場合、デューティ値は５／１１と４／１０となり、（Ｃ）に比べ均等なデューティとなる。
このようにパルス幅を分散させて平均のパルス幅で分解能を得る場合、ばらつきを抑えたできるだけ均等なデューティ比を得るには、パルス幅を＋１周期するところは、分周比が＋１周期されたところで行う方がよい。つまり図３５の例では、１１周期となっている第２の駆動周期と第４の駆動周期のところである。いうまでもなくどちらの場合でもパルス幅の分散による分解能改善の効果はあるが、より効果を大きくするには、同図（Ｄ）の分散が望ましい。つまり本実施形態の第１のポイントとするところは、パルス幅を分散させる場合に、パルス幅を＋１周期するところを必ず、分周比が＋１周期されているところから選んでいくものである。
ここで、駆動パルスの分周比が数式１に基づいて分散されている場合、パルス幅の分散を単に同じ数式で分散させればよいというわけではなく、工夫が必要になる。これが本発明の第２のポイントである。
図３６は同じ方式（数式１の方式）で分散させた場合の例で、ｎ＝３（つまり駆動パルス８周期期間で分散）、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］＝３（つまり、駆動パルス８周期期間中に３つだけ分周比が＋１周期されている）、Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］＝４（つまり、駆動パルス８周期期間中に４つだけパルス幅が＋１周期されている）とおいた例である。
図３６において（Ａ）〜（Ｃ）は駆動パルスの周期をカウントするカウンタ（図示せず）の出力波形を示し、（Ａ）は数式１のＰ_０に該当し、（Ｂ）は数式１のＰ_１に該当し、（Ｃ）は数式１のＰ_２に該当する。また、（Ｄ）〜（Ｆ）は数式１のＱｘの各係数を示したものである。
分散手段１０５ｄの出力（数式１から得られる解）を同図（Ｇ）に示す。Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］＝３（２進数表現では０１１となり、数式１においてＱ_２＝０、Ｑ_１＝１、Ｑ_０＝１となる）の場合、（Ｅ）と（Ｆ）の論理和が（Ｇ）となる。また、パルス幅分散を同一論理で行った場合、Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］＝４（Ｑ_２＝１、Ｑ_１＝０、Ｑ_０＝０）では図３６（Ｈ）のように分散される。このように、両者の分散論理が同一であっても、パルス幅の分散でパルス幅が＋１周期されるところは、分周比が＋１周期されたところから優先に選ばれるわけではない。
そこで、本発明では以下の手法でこの問題を回避している。これをまずＦｎｅｘｔ［ｎ−１：０］≧Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］の場合で説明する。今、ｎ＝４とし、Ｆｎｅｘｔ［３：０］＝１１（２進数表現では１０１１）、Ｖｄｕｔｙ［３：０］＝５（２進数表現では０１０１）の場合を考える。図３７（Ａ）〜（Ｄ）は図３６（Ａ）〜（Ｃ）と同様の駆動周期カウンタの波形である。Ｆｎｅｘｔ［３：０］＝１１の場合に分周比が＋１周期されるところを同図（Ｅ）〜（Ｈ）の●印で示している。ここでＶｄｕｔｙ［３：０］の値は５（０１０１）であるため、分周比の分散と同一分散であれば、図３７（Ｅ）〜（Ｆ）の△印のところでパルス幅が＋１周期されるが、図３７（Ｉ）〜（Ｌ）に示すように、Ｐ_０の値を反転すれば、（Ｉ）〜（Ｌ）の△印のところで＋１周期され、分周比の分散位置（以下、＋１周期されるところを分散位置と記す）と適合する。これは、Ｖｄｕｔｙ［３：０］が７以下の場合、必ず、図３７（Ａ）の波形でＰ_０＝０のところで分散されるため明白である。この場合はＰ_０を反転すれば良いが、例えばＦｎｅｘｔ［３：０］＝１４（１１１０）、Ｖｄｕｔｙ［３：０］＝１０（１０１０）場合は、Ｐ_１を反転する。つまりＦｎｅｘｔ［３：０］の最上位ビットの値とＶｄｕｔｙ［３：０］の最上位ビットの値は共に１であるため、この部分に関しては分散位置が一致する。そこで残りの各ビット、つまりＦｎｅｘｔ［２：０］（＝１１０）とＶｄｕｔｙ［２：０］（＝０１０）を比較する。この場合、上記同様にＶｄｕｔｙ［２：０］の分散位置は、図３７（Ｂ）の波形でＰ_１＝０のところで行われ、かつＦｎｅｘｔ［２］＝１であるため、Ｆｎｅｘｔ［２：０］の分散位置はＰ_１＝１のところを含むため、Ｖｄｕｔｙ［２：０］の分散ではＰ_１を反転してやれば、パルス幅の分散位置は必ず、分周比の分散位置から選ばれる。
このようにＦｎｅｘｔ［ｎ−１：０］≧Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］の場合、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］とＶｄｕｔｙ［ｎ−１：０］を比較し、Ｖｄｕｔｙ［ｘ］＝０、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］＝１となるｘの最大値Ｘｍａｘを見つけ、分散周期カウンタ（図３７（Ａ）〜（Ｄ）に相当）の（ｎ−１−Ｘｍａｘ）ビット目の値を反転して数式１に当てはめることにより、必ず、パルス幅の分散位置は分周比の分散位置から選ばれることになる。ここで、反転する信号は上記カウンタの上記（ｎ−１−Ｘｍａｘ）ビット目だけでもよいが、Ｖｄｕｔｙ［ｘ］＝０、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］＝１となる全てのｘに該当するカウンタのビットを反転してもよい。これは、（ｎ−１−Ｘｍａｘ）ビット目を反転することにより、これ以下のビットに相当する分散位置を全て包含するからである。また、対象となる全てのｘに対応するカウンタの各ビットを反転する方が回路は簡単になる。これは、ｘの最大値を見つけるための回路が不要になるからである。このため図３４に示す回路は全てのｘに対応するビットを反転する構成としている。
ここで、分散周期カウンタ（図３７（Ａ）〜（Ｄ）に相当）の（ｎ−１−Ｘｍａｘ）ビット目の値を反転する場合は次の数式のようになる。
Ｐ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１（ただしＰ_ｘは０あるいは１の数値）周期目の出力は、Ａビット出力Ｖｄｕｔｙのうち、下位ｎビットデータ（Ｒ_０・２^０＋Ｒ_１・２^１＋…＋Ｒ_ｎ−１・２^ｎ−１とおく。ただしＲｘは０あるいは１の数値）からＳ_０・Ｒ_ｎ−１＋＿Ｓ_０・Ｓ_１・Ｒ_ｎ−２＋…＋＿Ｓ_０・＿Ｓ_１…＿Ｓ_ｎ−２・Ｓ_ｎ−１・Ｒ_０（ただし、＿ＳｘはＳｘの反転を意味し、前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記ＡビットのＶｄｕｔｙの下位ｎビットのデータより大きいとき、Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・＿Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}＝１となるｎ−１−Ｘの最大値のみＳｘ＝＿Ｐｘとし、他はＳｘ＝Ｐｘ、他方前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記ＡビットのＶｄｕｔｙの下位ｎビットのデータより小さいときは、＿Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}＝１となるｎ−１−Ｘの最大値のみＳｘ＝＿Ｐｘで与え、他はＳｘ＝Ｐｘ）。
ここまでの説明は、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］≧Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］の場合のときで説明したが、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］＜Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］のときの方式を説明する前に、まず、この方式が図３５に示す回路でどのように動作するかを説明する。
比較手段１０９ａはＦｎｅｘｔ［ｎ−１：０］とＶｄｕｔｙ［ｎ−１：０］を比較し、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］≧Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］のとき１を出力する。この場合、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］≧Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］であるため、比較手段１０９ａの出力は１である。このため、セレクタ１０９ｄ０〜１０９ｄ３ではＡＮＤゲート１０９ｂ１、１０９ｂ３、１０９ｂ５、１０９ｂ７の出力が選択される。これらのＡＮＤゲートはＦｎｅｘｔ［ｘ］＝１、かつＶｄｕｔｙ［ｘ］＝０のとき１を出力し、そうでないとき０を出力する。つまり、これらのＡＮＤゲートでＦｎｅｘｔ［ｘ］＝１、かつＶｄｕｔｙ［ｘ］＝０となるｘを検索している。
カウンタ１０９ｃは駆動周期カウンタで、この各ビットを反転するか、反転しないかをインバータ１０９ｅ０〜１０９ｅ３、セレクタ１０９ｆ０〜１０９ｆ３で行っている。つまりもし、Ｆｎｅｘｔ［２］＝１、Ｖｄｕｔｙ［２］＝０の場合、図３４中の信号ｓｅｌ１が１となり、カウンタ手段１０９ｃの１ビット目Ｃｏｕｎｔ［１］が反転される。
図３４中のＡＮＤゲート１０９ｇ１〜１０９ｇ３は、図３７の（Ｉ）〜（Ｌ）の信号を作るものである。また、ＡＮＤゲート１０９ｈ０〜１０９ｈ３と、ＯＲゲート１０９ｉは図３７の例では（Ｉ）〜（Ｌ）の波形の内、△印の部分を選ぶものである。このような動作によりパルス幅を分散させるときに必ず分周比の分散位置から選ばれるようになる。
次いで、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］＜Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］のときの場合を説明する。この場合の論理は逆になる。つまりＦｎｅｘｔ［ｎ−１：０］≧Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］のときはパルス幅の分散位置を必ず分周比の分散位置から選ぶようにしていたが、Ｆｎｅｘｔ［ｎ−１：０］＜Ｖｄｕｔｙ［ｎ−１：０］の場合は分周比の分散位置が、必ずパルス幅分散位置から選ばれるようにすればよい。これは、上記ではＶｄｕｔｙ［ｘ］＝０、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］＝１となるｘの値を見つけるようにしていたところを、逆にＶｄｕｔｙ［ｘ］＝１、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］＝０となるｘの値を見つけるようにすればよいだけである。図３４に示す回路ではこの動作をＡＮＤゲート１０９ｂ２、１０９ｂ４、１０９ｂ６、１０９ｂ８で実現している。
図３８は、図３４に示す回路を簡単なブロック図に置き直したものである。図３８において、１０９ｂ＿１はＦｎｅｘｔ［ｘ］＝１かつＶｄｕｔｙ［ｘ］＝０となるｘを検索する第１の検索手段であり、１０９ｂ＿２はＦｎｅｘｔ［ｘ］＝０かつＶｄｕｔｙ［ｘ］＝１となるｘを検索する第２の検索手段であり、１０９ｄは比較手段１０９ａの比較結果を受けて、第１の検索手段１０９ｂ＿１と第２の検索手段１０９ｂ＿２の検索結果を切り換えて出力するセレクタである。つまり、セレクタ１０９ｄはＦｎｅｘｔ［ｘ］≧Ｖｄｕｔｙ［ｘ］の場合は、第１の検索手段１０９ｂ＿１の検索結果を出力し、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］＜Ｖｄｕｔｙ［ｘ］の場合は、第２の検索手段１０９ｂ＿２の検索結果を出力する。ここで第１の検索手段１０９ｂ＿１は図３４中のＡＮＤゲート１０９ｂ１，１０９ｂ３，１０９ｂ５，１０９ｂ７に相当し、第２の検索手段１０９ｂ＿２は図３４中のＡＮＤゲート１０９ｂ２，１０９ｂ４，１０９ｂ６，１０９ｂ８に相当する。またセレクタ１０９ｄは図３４中のセレクタ１０９ｄ０〜１０９ｄ３に相当する。図３８の１０９ｆはセレクタ１０９ｄから出力される検索結果を受けて、カウンタ手段１０９ｃの所定のビットを反転させる反転手段である。つまり、第１の検索手段１０９ｂ＿１または第２の検索手段１０９ｂ＿２の検索条件を満たすビットについてカウンタ手段１０９ｃの出力を反転する。この反転手段１０９ｆは図３４のインバータ１０９ｅ０〜１０９ｅ３およびセレクタ１０９ｆ０〜１０９ｆ３に相当する。１０９ｇはＶｄｕｔｙ［ｘ］の値と反転手段１０９ｆの出力から、最終のパルス幅分散信号を出力する係数演算手段で、図３４中のＡＮＤゲート１０９ｇ１〜１０９ｇ３，１０９ｈ０〜１０９ｈ３および１０９ｉに相当する。
図３９は、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］とＶｄｕｔｙ［ｘ］を比較し、Ｖｄｕｔｙ［ｘ］＝０、Ｆｎｅｘｔ［ｘ］＝１となるｘの最大値ｘ ｍａｘを見つけ、カウンタ手段１０９ｃの（ｎ−１−ｘ ｍａｘ）ビット目のみを反転する場合のブロック図である。図３９において、１０９ｊはセレクタ１０９ｄから出力される検索結果を受けて、検索されたｘのうちの最大値ｘ ｍａｘを出力する第３の検索手段である。その他の構成および動作については、図３８に示すブロック図と同一であり、効果についても何ら変わらない。
このように本実施形態では、パルス幅を分散させ、所定周期の駆動パルスの中の平均のパルス幅でパルスデューティの分解能を得る方式であるため、上記図２５、図２８、図３０の方式に比べ格段にパルス幅分解能を改善することが可能となる。これにより、電源電圧に対して滑らかなデューティ制御が可能となり、圧電トランスの駆動効率が改善され、これはバックライト部の電力削減に大きく寄与する。
また、この方式は、分散の形態がほぼ均等であるため、分散位置が特定の場所に集中することによる弊害（例えば輝度フリッカなど）がほとんど無視できる効果を有する。
また、ここでは、図２５、図２８、図３０の方式との連動については特に図には示さないが、本実施形態６によって得られるパルス幅が分散されたパルス幅情報（図３３の加算器１１０出力の信号）は、例えば実施形態４では図２１のパルス幅演算手段１０７の出力信号と同じ意味を持つため、実施形態４，５によるクロックの立下りエッジを使った高分解能化と併せて用いることも可能である。
なお、各構成要素〜平均処理手段１０２、誤差電圧演算手段１０３、周波数設定手段１０４、分周手段１０５、パルス幅演算手段１０７、パルス幅調整手段１０８、パルス幅分散演算手段１０９、パルス幅分散手段１１１、比較手段１０９ａ、第１の検索手段１０９ｂ＿１、第２の検索手段１０９ｂ＿２、第３の検索手段１０９ｊ、カウンタ手段１０９ｃ、反転手段１０９ｆおよび係数演算手段１０９ｇ〜については、ハードウエアで構成してもよいし、ソフトウエアで構成してもよいし、あるいはハードウエアとソフトウエアとのハイブリッド構成としてもよい。
産業上の利用可能性
以上詳細に説明したように、本発明の第１の解決手段によれば、制御周期を駆動パルスＮ周期（分散周期）のＡ倍（Ａは自然数）とし、同一の平均周波数でＡ回駆動し、平滑処理手段のサンプル数Ｎが分散周期期間のサンプル数と等しくなるようにすることにより、駆動パルスの周波数分散によるディジタル駆動方式においても良好なバースト調光を実現することができる。これにより、他のＬＳＩと１チップ化による低コストかつ省スペース化に有利なディジタル方式での冷陰極管駆動装置を提供でき、小型映像機器のさらなる小型化に対する効果は大きい。
また、本発明の第２の解決手段によれば、バーストパルス幅に応じて分散数を変えることにより、調光レベルを小さくすることが可能であり、広い調光範囲の実現が可能となり、その効果は大である。またこれを簡単な構成で実現できる利点も有する。
また、本発明の第３の解決手段によれば、バースト調光時においても、始動時を連続駆動とすることにより、点灯性能を劣化させずにバースト調光に移行できる。また始動時と点灯時の制御周期を変えることにより、または分散数を変えることにより、点灯時の輝度変化がほとんど無視できるレベルにまで改善でき、点灯品位を改善できる効果を有する。
また、本発明の第４の解決手段によれば、ディジタルＬＳＩの設計手法から逸脱することなく、クロックの立下りエッジを用いた２倍精度のパルス幅分解能が得られ、これにより、ディジタル駆動方式においても広範囲な電源電圧で最適なパルス幅の駆動パルスが得られる。これは、圧電トランスを駆動する上で、効率改善による消費電力削減、サージによるＦＥＴや圧電トランスの破壊防止につながり、その効果は大きい。
また、本発明の第５の解決手段によれば、既に駆動パルスの分周比がクロックの立下りエッジを使って高精度化を図っている場合でも、この効果を妨げることなく、クロックの立下りエッジを効果的に使って駆動パルスのパルス幅を細かく調整することができ、電源電圧に応じた最適なパルス幅を得ることができる。他の効率改善による消費電力効果、サージによる破壊防止効果についても第４の解決手段と同様に得ることができる。
また、本発明の第６の解決手段によれば、パルス幅を所定周期で分散させ、所定周期の駆動パルスの中の平均のパルス幅でパルスデューティの分解能を得る方式であるため、上記第４、第５の解決手段に比べて格段に高分解能なパルス幅調整が可能となる。これにより、電源電圧に対して滑らかなデューティ制御が可能となり、圧電トランスの駆動効率がさらに改善され、これはバックライト部の電力削減に大きく寄与する。また、この方式は、分周比の分散と連動して使用できるため、従来の効果を妨げることもない。さらに、上記第４、第５の解決手段との併用も可能であり、これらを組み合わせれば、効率改善にさらに効果的に作用することはいうまでもない。
また、液晶表示装置ではバックライトの駆動制御を行う手段をディジタルで実現できるため、液晶駆動手段とバックライト駆動手段を一体化したＬＳＩとして実現でき、映像と連動したバックライト調光や、低コスト化、省スペース化などの様々な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の実施の形態における液晶表示装置の概略構成を示すブロック図である。
図２は本発明の実施の形態１に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図３は実施の形態１に係る冷陰極管駆動装置の動作を説明するタイミング図である。
図４は実施の形態１に係る冷陰極管駆動装置の具体的な動作を示すタイミング図である。
図５は図１は実施の形態１に係る冷陰極管駆動装置における電流検出特性を説明する図である。
図６は実施の形態１に係る冷陰極管駆動装置における電流検出位置を説明するタイミング図である。
図７は実施の形態１に係る冷陰極管駆動装置における他の平均処理方法をを説明するタイミング波形図である。
図８は実施の形態１の変形の形態に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図９は本発明の実施の形態２に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図１０は実施の形態２に係る冷陰極管駆動装置の動作概念を説明するタイミング波形図である。
図１１は実施の形態２に係る冷陰極管駆動装置における他の駆動パルス発生例を説明するタイミング図である。
図１２は実施の形態２の変形の形態に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図１３は本発明の実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図１４は実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置の動作概念を説明するタイミング図である。
図１５は実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置における点灯検出原理を示す波形図である。
図１６は実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置における始動から点灯への移行を説明する波形図である。
図１７は実施の形態３に係る冷陰極管駆動装置の他の例を説明する波形図である。
図１８は本発明の実施の形態３の変形の形態に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図１９は実施の形態３の変形の形態に係る冷陰極管駆動装置の動作概念を説明するタイミング図である。
図２０は本発明の実施の形態１の変形の形態に係る冷陰極管駆動装置のソフトウエア構成を説明するフローチャートである。
図２１は本発明の実施の形態４の変形の形態に係る冷陰極管駆動装置のブロック図である。
図２２は実施の形態４における分周手段の動作を説明するタイミング図である。
図２３は実施の形態４における電源電圧検出手段を示すブロック図である。
図２４は実施の形態４における電源電圧と最適デューティの関係の一例を示す図である。
図２５は実施の形態４におけるパルス幅調整手段の実現例を示す回路図である。
図２６は実施の形態４におけるパルス幅調整手段の動作を説明するタイミング波形図である。
図２７は実施の形態４におけるパルス幅調整手段の動作を説明するタイミング波形図である。
図２８は実施の形態４におけるパルス幅調整手段の他の実現例を示す回路図である。
図２９は実施の形態４におけるパルス幅調整手段の他の実現例の動作を説明するタイミング波形図である。
図３０は本発明の実施の形態５における冷陰極管駆動装置のパルス幅調整手段の構成を示すブロック図である。
図３１は実施の形態５における冷陰極管駆動装置の動作概念を説明するタイミング図である。
図３２は実施の形態５における冷陰極管駆動装置の原理を示す波形図である。
図３３は本発明の実施の形態６における冷陰極管駆動装置の構成を示すブロック図である。
図３４は実施の形態６におけるパルス幅分散演算手段の実現例を示す回路図である。
図３５は実施の形態６におけるパルス幅分散演算手段の分散手法を説明する波形図である。
図３６は実施の形態６におけるパルス幅分散演算手段の第１の分散例を示す波形図である。
図３７は実施の形態６におけるパルス幅分散演算手段の第２の分散例を示す波形図である。
図３８は実施の形態６におけるパルス幅分散演算手段（図３４）を簡略化したブロック図である。
図３９は実施の形態６におけるパルス幅分散演算手段（図３４）を簡略化した別の形態のブロック図である。
図４０は圧電トランスの周波数特性を示す図である。
図４１は従来の圧電トランス駆動の原理図である。
図４２は従来の圧電トランス駆動の各部波形図である。
図４３は従来のディジタル駆動方式を説明する波形図である。
図４４は従来のバースト調光を実現するブロック図である。
図４５は従来のバースト調光方法を説明する図である。
図４６は従来のバースト調光での始動方法を説明する波形図である。
図４７は従来のバースト調光での他の始動方法を説明する波形図である。
図４８は従来の圧電トランス駆動の課題を説明する波形図である。
図４９は従来のディジタル方式の冷陰極管駆動装置のデューティ比調整の分解能を示す図である。
図５０は 従来のディジタル方式の冷陰極管駆動装置の分周比の高分解能化を実現するブロック図である。
図５１は従来のディジタル方式の冷陰極管駆動装置の分周比の高分解能化の動作を説明する波形図である。

Claims (34)

1. 入力電圧の周波数に応じて変化する出力電圧を負荷である冷陰極管に出力する圧電トランスと、
   前記冷陰極管に流れる電流を検出し、その電流量をディジタルデータに変換するデータ変換手段と、
   前記データ変換手段の出力データを所定のタイミングで平滑する平滑処理手段と、
   前記平滑処理手段から得られる平滑データと基準データとを比較し、その差分に相当する誤差データを出力する誤差電圧演算手段と、
   前記誤差データに基づいて前記駆動パルスの周波数を設定する周波数設定手段と、
   所定の周波数のクロックを分周して前記駆動パルスＮ周期期間である分散周期で前記周波数設定手段から出力される周波数データに対応した平均周波数の駆動パルスを発生させる分周手段と、
   予め決められた回数Ａ（Ａ≧２）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールする制御コントローラと、
   外部から与えられる調光レベルに応じたデューティ幅でかつ前記制御コントローラから出力される周波数のパルスを発生させるバーストパルス発生手段と、
   前記バーストパルス発生手段の出力値に応じて、前記分周手段からの駆動パルスの出力をＯＮ・ＯＦＦする出力イネーブル手段と、
   前記出力イネーブル手段からの駆動パルスによるスイッチングで直交変換した上で前記圧電トランスに出力する電力増幅手段とを含む冷陰極管駆動装置。
2. 前記平滑処理手段は、前記バーストパルス発生手段が生成するバーストパルスのパルス幅に応じて、その平滑するデータの取得範囲が前記分散周期の整数倍単位で可変されるように構成されている請求項１に記載の冷陰極管駆動装置。
3. 前記平滑処理手段は、平均処理を行うように構成されている請求項１に記載の冷陰極管駆動装置。
4. 前記平滑処理手段、前記誤差電圧演算手段、前記周波数設定手段、前記分周手段、前記制御コントローラ、前記バーストパルス発生手段および前記出力イネーブル手段からなる制御処理手段がソフトウエアで構成されている請求項１に記載の冷陰極管駆動装置。
5. 液晶パネルと、
   前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、
   請求項１に記載の冷陰極管駆動装置とを含み、
   前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続されている液晶表示装置。
6. 入力電圧の周波数に応じて変化する出力電圧を負荷である冷陰極管に出力する圧電トランスと、
   前記冷陰極管に流れる電流を検出し、その電流量をディジタルデータに変換するデータ変換手段と、
   前記データ変換手段の出力データを所定のタイミングで平滑する平滑処理手段と、
   前記平滑処理手段から得られる平滑データと基準データとを比較し、その差分に相当する誤差データを出力する誤差電圧演算手段と、
   前記誤差データに基づいて前記駆動パルスの周波数を設定する周波数設定手段と、
   所定の周波数のクロックを分周して前記駆動パルスＮ周期期間である分散周期で前記周波数設定手段から出力される周波数データに対応した平均周波数の駆動パルスを発生させる分周手段と、
   予め決められた回数Ａ×ｋ（Ａ≧２、ｋは前記分散周期に応じて変動する値）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールする制御コントローラと、
   外部から与えられる調光レベルに応じたデューティ幅でかつ前記制御コントローラから出力される周波数のパルスを発生させるバーストパルス発生手段と、
   前記バーストパルス発生手段から出力されるバーストパルス幅に連動して前記分散周期を決める前記Ｎおよびｋの値を設定する分散数調整手段と、
   前記バーストパルス発生手段の出力値に応じて、前記分周手段からの駆動パルスの出力をＯＮ・ＯＦＦする出力イネーブル手段と、
   前記出力イネーブル手段からの駆動パルスによるスイッチングで直交変換した上で前記圧電トランスに出力する電力増幅手段とを含む冷陰極管駆動装置。
7. 前記平滑処理手段は、前記バーストパルス発生手段が生成するバーストパルスのパルス幅に応じて、その平滑するデータの取得範囲が前記分散周期の整数倍単位で可変されるように構成されている請求項６に記載の冷陰極管駆動装置。
8. 前記平滑処理手段は、平均処理を行うように構成されている請求項６に記載の冷陰極管駆動装置。
9. 前記分散数調整手段は、前記制御コントローラによる制御周期が前記Ｎの値に関わらず一定になるように、前記ｋの値を決めるように構成されている請求項６に記載の冷陰極管駆動装置。
10. 前記分散数調整手段は、前記バーストパルス発生手段から出力されるバーストパルスのデューティに連動して、前記制御コントローラの前記Ａの値を調整するように構成されている請求項６に記載の冷陰極管駆動装置。
11. 前記平滑処理手段、前記誤差電圧演算手段、前記周波数設定手段、前記分周手段、前記制御コントローラ、前記バーストパルス発生手段、前記分散数調整手段および前記出力イネーブル手段からなる制御処理手段がソフトウエアで構成されている請求項６に記載の冷陰極管駆動装置。
12. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、
    請求項６に記載の冷陰極管駆動装置とを含み、
    前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続されている液晶表示装置。
13. 入力電圧の周波数に応じて変化する出力電圧を負荷である冷陰極管に出力する圧電トランスと、
    前記冷陰極管に流れる電流および前記冷陰極管の入力電圧を検出し、それぞれの電気量をディジタルデータに変換するデータ変換手段と、
    前記データ変換手段の出力から点灯を検出する点灯検出手段と、
    前記データ変換手段の出力データを所定のタイミングで平滑する平滑処理手段と、
    前記平滑処理手段から得られる平滑データと基準データとを比較し、その差分に相当する誤差データを出力する誤差電圧演算手段と、
    前記誤差データに基づいて前記駆動パルスの周波数を設定する周波数設定手段と、
    所定の周波数のクロックを分周して前記駆動パルスＮ周期期間である分散周期で前記周波数設定手段から出力される周波数データに対応した平均周波数の駆動パルスを発生させる分周手段と、
    予め決められた回数Ａ（Ａ≧２）だけ前記平均周波数で同一駆動を行うように制御周期をコントロールする制御コントローラと、
    前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して前記回数Ａの値を切り換える制御周期切換手段と、
    前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して外部から与えられる調光レベルと別途設定された調光レベルとを切り換える調光レベル切換手段と、
    前記調光レベル切換手段の出力に応じたデューティ幅でかつ前記制御コントローラから出力される周波数のパルスを発生させるバーストパルス発生手段と、
    前記バーストパルス発生手段の出力値に応じて、前記分周手段からの駆動パルスの出力をＯＮ・ＯＦＦする出力イネーブル手段と、
    前記出力イネーブル手段からの駆動パルスによるスイッチングで直交変換した上で前記圧電トランスに出力する電力増幅手段とを含む冷陰極管駆動装置。
14. 前記制御周期切換手段で設定される制御周期を示すＡの値は、点灯時に対し始動時の値の方が小さくなるように設定されている請求項１３に記載の冷陰極管駆動装置。
15. 前記分周手段の分散周期は、前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスに連動して切り換え、貫通点灯時の分散周期よりも始動時の分散周期の方が小さくなるように設定されている請求項１３に記載の冷陰極管駆動装置。
16. 前記調光レベル切換手段は、前記点灯検出手段から出力される点灯検出パルスが非点灯を示す値のときは１００％連続駆動を示す調光レベルを出力するように構成されている請求項１３に記載の冷陰極管駆動装置。
17. 前記平滑処理手段、前記誤差電圧演算手段、前記周波数設定手段、前記分周手段、前記制御コントローラ、前記制御周期切換手段、前記調光レベル切換手段、前記バーストパルス発生手段および前記出力イネーブル手段からなる制御処理手段がソフトウエアで構成されている請求項１３に記載の冷陰極管駆動装置。
18. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、
    請求項１３に記載の冷陰極管駆動装置とを含み、
    前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続されている液晶表示装置。
19. 圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し、前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、
    前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、
    前記分周比情報に基づいて分周比を分散する状態のパルスである分散パルスを生成する分周手段と、
    電源電圧を検出し電源電圧情報を出力する電源電圧検出手段と、
    前記電源電圧情報と前記分周比情報とに基づいて前記分散パルスについてのパルス幅情報を演算するパルス幅演算手段と、
    前記パルス幅情報に基づいて前記分散パルスのパルス幅を拡張した拡張パルスを生成するとともに、前記パルス幅情報に基づいて前記分散パルスと前記拡張パルスとを切り換えて圧電トランスの駆動素子に対して出力するパルス幅調整手段とを含む冷陰極管駆動装置。
20. 前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力するように構成され、
    前記パルス幅調整手段は、
    前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形するパルス幅整形手段と、
    前記パルス幅整形手段の出力をパルス幅が拡張された拡張パルスに変換する１つ以上のパルス幅拡張手段と、
    前記パルス幅情報の小数部の値に応じて前記パルス幅拡張手段と前記パルス幅整形手段の出力を切り換えて出力する切換手段とを含む状態に構成されている請求項１９に記載の冷陰極管駆動装置。
21. 圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、
    前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、
    基準の分周比Ｄに対し前記駆動パルスのＫ周期の期間にＬ回（Ｌ＜Ｎ）、Ｄ＋１の分周比の分散パルスを生成する分周手段と、
    電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
    前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力するパルス幅演算手段と、
    前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形するパルス幅整形手段と、
    前記パルス幅整形手段の出力をパルス幅が拡張された拡張パルスに変換する１つ以上のパルス幅拡張手段と、
    前記パルス幅情報の小数部の値に応じて前記パルス幅拡張手段と前記パルス幅整形手段の出力を切り換えて圧電トランスの駆動素子に対して出力する切換手段とを含む冷陰極管駆動装置。
22. 前記パルス幅拡張手段は、前記パルス幅整形手段の出力をそれぞれの遅延差が前記クロックの１周期より短く設定されてパルス幅が拡張された拡張パルスに変換する遅延微調整手段を有している請求項２０または請求項２１に記載の冷陰極管駆動装置。
23. 前記遅延微調整手段は、クロックの立下りエッジでラッチするフリップフロップで構成されている請求項２２に記載の冷陰極管駆動装置。
24. 圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、
    前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、
    前記分周比情報に基づいて分周比を分散する状態の分散パルスを生成する分周手段と、
    入力の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
    前記電源電圧情報と前記分周比情報とに基づいて前記分散パルスについてのパルス幅情報を演算するパルス幅演算手段と、
    前記パルス幅情報に基づいて前記分散パルスのパルス幅を０．５クロック幅拡張した拡張パルスを生成するとともに、前記分散パルスおよび前記拡張パルスのそれぞれを０．５クロック幅遅延させた遅延パルスおよび遅延拡張パルスを生成し、前記パルス幅情報に基づいて前記分散パルス、前記拡張パルス、前記遅延パルスおよび前記遅延拡張パルスを切り換えて圧電トランスの駆動素子に対して出力するパルス幅調整手段とを含む冷陰極管駆動装置。
25. 前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力するように構成され、
    前記パルス幅調整手段は、
    前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形するパルス幅整形手段と、
    前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立上りエッジでラッチする１クロック周期遅延手段と、
    前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立下りエッジでラッチする０．５クロック周期遅延手段と、
    前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ前記分周比がＤのときに前記パルス幅整形手段の出力を出力し、前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ前記分周比がＤ＋１のときに前記０．５クロック周期遅延手段の出力を出力し、前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ前記分周比がＤのときに前記０．５クロック周期遅延手段の出力と前記パルス幅整形手段の出力との論理和を出力し、前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ前記分周比がＤ＋１のときに前記０．５クロック周期遅延手段の出力と前記１クロック周期遅延手段の出力との論理和を圧電トランスの駆動素子に対して出力する切換手段から構成されている請求項２４に記載の冷陰極管駆動装置。
26. 圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、
    前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、
    基準の分周比Ｄに対し前記駆動パルスのＫ周期の期間にＬ回（Ｌ＜Ｎ）、Ｄ＋１の分周比の分散パルスを生成する分周手段と、
    入力の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
    前記電源電圧検出手段による前記電源電圧情報と前記周波数設定手段による前記分周比情報から前記分散パルスについてのパルス幅情報をクロック１周期以下に相当する小数部を含むデータとして出力するパルス幅演算手段と、
    前記分周手段が出力する前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅情報の整数部に対応する値に整形するパルス幅整形手段と、
    前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立上りエッジでラッチする１クロック周期遅延手段と、
    前記パルス幅整形手段の出力をクロックの立下りエッジでラッチする０．５クロック周期遅延手段と、
    前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ前記分周比がＤのときに前記パルス幅整形手段の出力を出力し、前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がロウレベルでかつ前記分周比がＤ＋１のときに前記０．５クロック周期遅延手段の出力を出力し、前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ前記分周比がＤのときに前記０．５クロック周期遅延手段の出力と前記パルス幅整形手段の出力との論理和を出力し、前記Ａビットのパルス幅情報の下位１ビットの値がハイレベルでかつ前記分周比がＤ＋１のときに前記０．５クロック周期遅延手段の出力と前記１クロック周期遅延手段の出力との論理和を圧電トランスの駆動素子に対して出力する切換手段とを含む冷陰極管駆動装置。
27. 圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、
    前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、
    前記分周比情報に基づいて分周比を分散する状態の分散パルスを生成する分周手段と、
    入力の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
    前記電源電圧情報と前記分周比情報とに基づいて前記分散パルスについてのパルス幅情報を演算するパルス幅演算手段と、
    前記パルス幅演算手段からのパルス幅情報を入力し所要のタイミングで前記パルス幅情報を増大して出力するパルス幅分散手段と、
    前記分散パルスのパルス幅を前記パルス幅分散手段の出力に応じたパルス幅に調整して圧電トランスの駆動素子に対して出力するパルス幅調整手段とを含む冷陰極管駆動装置。
28. 前記パルス幅演算手段は、前記電源電圧情報と前記周波数設定手段で得られた分周比情報に基づいて前記パルス幅情報をＡビットデータとして出力するように構成され、
    前記パルス幅分散手段は、前記分散パルス２のｎ乗周期の期間に前記Ａビットのパルス幅情報のうち下位ｎビットで示される回数だけ前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えて出力するように構成されている請求項２７に記載の冷陰極管駆動装置。
29. 圧電トランスの負荷である冷陰極管における電気量と基準の電気量との差分に相当する分周比に応じて所定周波数のクロックを分周した駆動パルスを生成し前記圧電トランスに出力する冷陰極管駆動装置であって、
    前記差分の情報から前記駆動パルスについての分周比情報を求める周波数設定手段と、
    基準の分周比Ｄに対し前記散駆動パルスのＫ周期の期間にＬ回（Ｌ＜Ｎ）、Ｄ＋１の分周比の分散パルスを生成する分周手段と、
    入力の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
    前記電源電圧情報と前記周波数設定手段で得られた分周比情報に基づいて前記パルス幅情報をＡビットデータとして出力するパルス幅演算手段と、
    前記分散パルス２のｎ乗周期の期間に前記Ａビットのパルス幅情報のうち下位ｎビットで示される回数だけ前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えて圧電トランスの駆動素子に対して出力するパルス幅分散手段とを含む冷陰極管駆動装置。
30. 前記パルス幅分散手段は、前記分散パルスのパルス幅デューティ比が概ね一定になるように分散パルスを分散するように構成され、
    前記分周手段は、前記パルス幅デューティ比を概ね一定にするために、所定の周波数のクロックをＭビットの前記分周比情報の上位Ｍ−ｎビットのデータで示される分周比Ｄで分周する分周手段と、
    前記分散パルスの２のｎ乗周期の期間に前記Ｍビットの分周比情報のうち下位ｎビットで示される回数だけ１を出力し前記分周手段の分周比をＤ＋１にする分周比分散手段とで構成され、
    前記パルス幅分散手段は、前記分周比分散手段の出力が１のときを選んで前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えるように構成されている請求項２７から請求項２９までのいずれかに記載の冷陰極管駆動装置。
31. 前記分周比分散手段は、
    前記パルス幅分散手段が、前記分周比分散手段の出力が１のときを選んで前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えるために、
    Ｐ_ｘ、ＱｘおよびＲｘを０あるいは１の数値とし、＿Ｐｘ、＿Ｓｘ、＿ＲｘはそれぞれＰｘ、Ｓｘ、Ｒｘの反転を意味するとして、
    分散パルスの（Ｐ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１）周期目の出力については、
    前記周波数設定手段から出力されるＭビットデータのうちの下位ｎビットデータ
    （Ｑ_０・２^０＋Ｑ_１・２^１＋…＋Ｑ_ｎ−１・２^ｎ−１）
    から、
    （Ｐ_０・Ｑ_ｎ−１＋＿Ｐ_０・Ｐ_１・Ｑ_ｎ−２＋…＋＿Ｐ_０・＿Ｐ_１…＿Ｐ_ｎ−２・Ｐ_ｎ−１・Ｑ_０）
    とするように構成され、
    前記パルス幅分散手段の（Ｐ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１）周期目のパルス幅加算値については、
    前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記Ａビットのパルス幅情報の下位ｎビットのデータより大きいときは、
    Ｓｘ＝（Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・＿Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・＿Ｐｘ＋＿（Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・＿Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・Ｐｘ
    で、
    前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記Ａビットのパルス幅情報の下位ｎビットのデータより小さいときは、
    Ｓｘ＝（＿Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・＿Ｐｘ＋＿（＿Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}）・Ｐｘ
    を満たすことを条件に、
    前記下位ｎビットの分周比分散データと前記パルス幅情報の下位ｎビットデータを比較する比較手段と、
    前記下位ｎビットの分周比分散データと前記パルス幅情報の下位ｎビットデータの各ビットの値がそれぞれ１と０となるビットを検索する第１の検索手段と、
    前記下位ｎビットの分周比分散データと前記パルス幅情報の下位ｎビットデータの各ビットの値がそれぞれ０と１となるビットを検索する第２の検索手段と、
    前記比較手段において前記下位ｎビットの分周比分散データが前記パルス幅情報の下位ｎビットデータより大きいときは前記第１の検索手段の結果を出力し、他方小さいときは前記第２の検索手段の結果を出力する切換手段と、
    前記駆動パルスの２のｎ乗周期に相当する期間をカウントするカウンタ手段と、
    前記切換手段の出力を受けて、前記カウンタ手段の所定のビットを反転させる反転手段から構成されて、
    前記Ｓｘを得るように構成されている請求項２７から請求項２９までのいずれかに記載の冷陰極管駆動装置。
32. 前記パルス幅分散手段は、
    前記分周比分散手段の出力が１のときを選んで前記Ａビットのパルス幅情報の上位Ａ−ｎビットのデータ値に１を加えるために、
    Ｐ_ｘ、ＱｘおよびＲｘを０あるいは１の数値とし、＿Ｐｘ、＿ＳｘはそれぞれＰｘ、Ｓｘの反転を意味するとして、
    分散パルスの（Ｐ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１）周期目の出力については、
    前記周波数設定手段から出力されるＭビットデータのうちの下位ｎビットデータ
    （Ｑ_０・２^０＋Ｑ_１・２^１＋…＋Ｑ_ｎ−１・２^ｎ−１）
    から、
    （Ｐ_０・Ｑ_ｎ−１＋＿Ｐ_０・Ｐ_１・Ｑ_ｎ−２＋…＋＿Ｐ_０・＿Ｐ_１…Ｐ_ｎ−２・Ｐ_ｎ−１・Ｑ_０）
    とするように構成され、
    前記パルス幅分散手段の（Ｐ_０・２^０＋Ｐ_１・２^１＋…＋Ｐ_ｎ−１・２^ｎ−１）周期目のパルス幅加算値については、
    前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記Ａビットのパルス幅情報の下位ｎビットのデータより大きいときは、
    Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・＿Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}＝１となるｎ−１−Ｘの最大値のみＳｘ＝＿Ｐｘとし、他はＳｘ＝Ｐｘ、
    とし、
    他方、前記Ｍビットの分周比データのうちの下位ｎビットデータが前記Ａビットのパルス幅情報の下位ｎビットのデータより小さいときは、
    ＿Ｑ_{ｎ−１−Ｘ}・Ｒ_{ｎ−１−Ｘ}＝１となるｎ−１−Ｘの最大値のみＳｘ＝＿Ｐｘで与え、他はＳｘ＝Ｐｘとすることを満たすことを条件に、
    前記下位ｎビットの分周比分散データと前記パルス幅情報の下位ｎビットデータを比較する比較手段と、
    前記下位ｎビットの分周比分散データと前記パルス幅情報の下位ｎビットデータの各ビットの値がそれぞれ１と０となるビットを検索する第１の検索手段と、
    前記下位ｎビットの分周比分散データと前記パルス幅情報の下位ｎビットデータの各ビットの値がそれぞれ０と１となるビットを検索する第２の検索手段と、
    前記比較手段において前記下位ｎビットの分周比分散データが前記パルス幅情報の下位ｎビットデータより大きいときは前記第１の検索手段の結果を出力し、他方小さいときは前記第２の検索手段の結果を出力する切換手段と、
    前記切換手段から出力される検索結果のうち最も最上位ビットを検索する第３の検索手段と、
    前記駆動パルスの２のｎ乗周期に相当する期間をカウントするカウンタ手段と、
    前記第３の検索手段の出力を受けて、前記カウンタ手段の所定のビットを反転させる反転手段から構成されて、
    前記Ｓｘを得るように構成されている請求項２７から請求項２９までのいずれかに記載の冷陰極管駆動装置。
33. 前記周波数設定手段の前段にさらに、
    前記冷陰極管に流れる電流を検出する電流検出手段と、
    前記電流検出手段から得られる正弦波状の電圧を概略直流電圧に変換する整流手段と、
    前記整流された電圧信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
    前記Ａ／Ｄコンバータの出力データを平滑化する平滑処理手段と、
    外部から与えられる基準データと前記平滑処理手段の出力データとの差データを定数倍し誤差データとして前記周波数設定手段に対して出力する誤差電圧演算手段
    とを含んでいる請求項１９から請求項３２までのいずれかに記載の冷陰極管駆動装置。
34. 液晶パネルと、
    前記液晶パネルのバックライトである冷陰極管と、
    請求項１９から請求項３２までのいずれかに記載の冷陰極管駆動装置とを含み、
    前記冷陰極管駆動装置における前記圧電トランスが前記冷陰極管に接続されている液晶表示装置。

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