JPWO2002071814A1 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

基準矩形波発生回路（２１）により、基準矩形波を発生させ、それを反転回路（２５）により反転させ、非反転及び反転させた基準矩形波を積分回路（２２）（２６）により積分して三角波を生成する。比較回路（２３）（２７）では、積分回路によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ（９）（１０）に制御信号を出力する。これにより、三角波を反転させる回路を用いることなく、放電灯点灯装置を構成することができる。

Description

技術分野
この発明は、放電灯に供給する電圧をトランスを介して発生させる放電灯点灯装置に関するものである。
背景技術
第１図は例えば特開２０００−１２２７３号公報に示された従来の放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、１は直流電源（１２Ｖ）、２はＬＣフィルタ、３ａ，４ａは直流電源１側にそれぞれ接続された一次側巻線、３ｂ，４ｂは一次側巻線３ａ，４ａで発生した電圧をそれぞれ昇圧する二次側巻線、３，４はトランスである。
５は二次側巻線３ｂ，４ｂに発生した電圧を平滑する平滑回路、６は放電ランプ８に印加する電流の極性を反転するＨブリッジ、７は放電ランプ８の点灯時に必要な高電圧（約２０ｋＶ）を発生する高圧発生回路、８は車載用の放電ランプ（ＨＩＤ）であり、通常使用されるハロゲンランプでは例えば１０００〜１５００ｌｍであるのに対して、３２００ｌｍを有するため非常に明るい放電ランプである。
９，１０は一次側巻線３ａ，４ａに印加する電圧をそれぞれオン／オフするトランジスタ、１１は三角波を反転させるインバータ、１２はフィードバック電圧を供給するフィードバック回路、１３は三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する比較回路、１４はインバータ１１により反転された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ１０に制御信号を出力する比較回路である。
次に動作について説明する。
トランス３，４の一次側巻線３ａ，４ａに印加される直流電源１からの電源電圧をトランジスタ９，１０を介してオン／オフ（チョッピング）すると、トランス３，４の二次側巻線３ｂ，４ｂに電源電圧より昇圧された電圧が発生する。そして、トランス３，４の二次側巻線３ｂ，４ｂに電源電圧より昇圧された電圧を平滑回路５により平滑し、Ｈブリッジ６により電流の極性を反転しながら放電ランプ８に電圧を印加する。また、放電ランプ８の点灯時には約２０ｋＶの高電圧が必要となるため、高圧発生回路７を介して放電ランプ８に印加される。
ここで、トランジスタ９，１０の制御信号は、以下のように生成される。
インバータ１１により基準となる三角波を反転させ、比較回路１４に供給する。比較回路１３では、非反転の三角波とフィードバック回路１２からのフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する。また、比較回路１４では、インバータ１１により反転された三角波とフィードバック回路１２からのフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ１０に制御信号を出力する。
このようにして、トランジスタ９，１０に相互に１８０度位相のずれた制御信号を供給している。
従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているので、トランジスタ９，１０への相互に１８０度位相のずれた制御信号を生成するために、インバータ１１により基準となる三角波を反転させているが、インバータ１１では、三角波を良好に反転させることができない。
また、インバータ１１の代わりにＯＰアンプ（反転増幅器）を用いて、そのＯＰアンプにより基準となる三角波を反転させる構成も考えられるが、基準となる三角波に対して、対称となる三角波を得るためには、ＯＰアンプの追従する時間で反転動作する必要があり、周波数の高い三角波をＯＰアンプに入力した場合には、立上りあるいは立ち下がりが追従せずに緩やかな出力になり、反転した三角波の波高値が低下し、基準となる三角波との対称性が損なわれてしまう。
一般に、汎用の安価なＯＰアンプにおいて、対称な三角波を得るためには、数十ｋＨｚ程度の三角波しか入力できない。一方、第１図に示したような放電灯点灯装置を動作させるためには、数十ｋＨｚ以上の高速動作させる必要があり、周波数の高い三角波の入力に追従する高価な高速ＯＰアンプを使わざるを得ない。
さらに、第１図に示したような２つのトランス３，４およびトランジスタ９，１０を用いた放電灯点灯装置を動作させるためには、２つのトランジスタ９，１０への制御信号のオン／オフのデュティ比に大きな差が生じれば、各トランス３，４の負担する電力および損失が不均衡となり、それぞれに余裕の持ったサイズの部品を使わざるを得ず、小型で安価な放電灯点灯装置を構成することができないなどの課題があった。
なお、背景技術に関連する技術文献として、特開平１０−２５７７５８号公報がある。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、基準となる三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で安価な放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
発明の開示
請求の範囲第１項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、基準矩形波を発生する基準矩形波発生回路と、その基準矩形波を反転する反転回路と、基準矩形波発生回路から発生された基準矩形波、および反転回路により反転された矩形波をそれぞれ積分して、三角波を生成する第１および第２の積分回路と、第１および第２の積分回路によってそれぞれ生成された三角波とフィードバック回路からのフィードバック電圧とをそれぞれ比較し、第１および第２のスイッチング回路にそれぞれ制御信号を出力する第１および第２の比較回路とを備えたものである。
このことによって、基準矩形波を反転回路によって反転してから第１および第２の積分回路によって相互に反転した三角波を生成するので、三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で安価な装置が得られる効果がある。
請求の範囲第２項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、基準矩形波を発生する基準矩形波発生回路と、その基準矩形波を２分周し、非反転および反転された矩形波を生成するフリップフロップ回路と、フリップフロップ回路によって生成された非反転の矩形波、および反転された矩形波をそれぞれ積分して、三角波を生成する第１および第２の積分回路と、第１および第２の積分回路によってそれぞれ生成された三角波とフィードバック回路からのフィードバック電圧とをそれぞれ比較し、第１および第２のスイッチング回路にそれぞれ制御信号を出力する第１および第２の比較回路とを備えたものである。
このことによって、フリップフロップ回路により基準矩形波に基づいて、非反転および反転された矩形波を生成してから第１および第２の積分回路によって非反転および反転された三角波を生成するので、三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で安価な装置が得られる。また、フリップフロップ回路により基準矩形波を２分周するので、フリップフロップ回路により生成される矩形波のデュティ比は５０％になり、生成される三角波にＤＣオフセットが生じることがなく、高精度な制御信号を出力することができる効果がある。
請求の範囲第３項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、比較電圧を発生する比較電源と、その比較電圧と第１の三角波、およびその比較電圧と第２の三角波とをそれぞれ比較する第３および第４の比較回路と、第３および第４の比較回路の出力を入力し、非反転および反転された矩形波を生成するＲＳフリップフロップ回路と、ＲＳフリップフロップ回路によって生成された非反転の矩形波、および反転された矩形波をそれぞれ積分して、第１および第２の三角波を生成し、第３および第４の比較回路に供給する第１および第２の積分回路と、第１および第２の積分回路によってそれぞれ生成された三角波とフィードバック回路からのフィードバック電圧とをそれぞれ比較し、第１および第２のスイッチング回路にそれぞれ制御信号を出力する第１および第２の比較回路とを備えたものである。
このことによって、ＲＳフリップフロップ回路により非反転および反転された矩形波を生成してから第１および第２の積分回路によって非反転および反転された三角波を生成するので、三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で安価な装置が得られる。また、生成される第１および第２の三角波と比較電圧との比較結果をＲＳフリップフロップ回路にフィードバックして自ら発振する自励方式としたことにより、基準矩形波の周波数のばらつき、第１および第２の積分回路を構成する各素子のばらつきによるＤＣオフセットが生じることなく、波高値の揃った対称な三角波が得られ、高精度な制御信号を出力することができる効果がある。
請求の範囲第４項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、第１および第２の積分回路において、第１および第２の抵抗器と、それら第１および第２の抵抗器の出力端に並列接続された共用のコンデンサとを備えたものである。
このことによって、コンデンサをそれぞれ１つずつ設けた場合に比べて、コンデンサを共用にすることによって、第１および第２の積分回路の全体の構成を簡単にすることができ、また、コンデンサのばらつきによる生成される三角波の非対称性を抑えることができる効果がある。
請求の範囲第５項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、第１および第２の積分回路において、第１および第２の抵抗器の出力端にそれぞれ一端が接続され、他端が接地された第１および第２のコンデンサを備えたものである。
このことによって、ＲＳフリップフロップ回路により生成される非反転および反転された矩形波の位相差によって生じる三角波の歪みを第１および第２のコンデンサにより緩和することができる。なお、第１および第２のコンデンサの容量は、共用のコンデンサの容量の１／２にすることができ、第１および第２のコンデンサのばらつきによる悪影響を少なくすることができる効果がある。
請求の範囲第６項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、第３の比較回路とＲＳフリップフロップ回路との間に接続され、第４の比較回路の出力に応じてオン／オフする第３のスイッチング回路を備えたものである。
このことによって、始動時に第３および第４の比較回路の出力が２個共にＬレベルとなった場合でも、第３のスイッチング回路がオフとなり、ＲＳフリップフロップ回路の片方をＨレベルにするため、ＲＳフリップフロップ回路の正常な動作を可能にすることができる効果がある。
請求の範囲第７項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、比較電源を、発生する比較電圧を任意に調整可能な可変電源としたものである。
このことによって、比較電圧の調整に応じて第３および第４の比較回路の出力を調整することができ、発生する三角波の周期を任意に調整することができる効果がある。
請求の範囲第８項記載の発明に係る放電灯点灯装置は、ＲＳフリップフロップ回路を、ロジックゲートＩＣによって構成したものである。
このことによって、ＲＳフリップフロップ回路をロジックゲートＩＣによって容易に構成することができる効果がある。
発明を実施するための最良の形態
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
第２図はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、１は直流電源（１２Ｖ）、２はＬＣフィルタ、３ａ，４ａは直流電源１側にそれぞれ接続された一次側巻線、３ｂ，４ｂは一次側巻線３ａ，４ａで発生した電圧をそれぞれ昇圧する二次側巻線、３，４はトランス（第１、第２のトランス）である。
５は二次側巻線３ｂ，４ｂに発生した電圧を平滑する平滑回路、６は放電ランプ８に印加する電流の極性を反転するＨブリッジ（放電電圧供給回路）、７は放電ランプ８の点灯時に必要な高電圧（約２０ｋＶ）を発生する高圧発生回路、８は車載用の放電ランプ（ＨＩＤ）であり、通常使用されるハロゲンランプでは例えば１０００〜１５００ｌｍであるのに対して、３２００ｌｍを有するため非常に明るい放電ランプである。
９，１０は一次側巻線３ａ，４ａに印加する電圧をそれぞれオン／オフするトランジスタ（第１、第２のスイッチング回路）、１２はフィードバック電圧を供給するフィードバック回路である。
２１は基準矩形波を発生する基準矩形波発生回路、２２は積分抵抗２２ａ、積分コンデンサ２２ｂ、グランド２２ｃからなり、基準矩形波を積分して三角波を生成する積分回路である。２３は積分回路２２によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する比較回路、２４は比較回路２３によって生成された制御信号を位相１８０度に相当する時間分遅延させて、トランジスタ１０に出力する遅延回路である。
次に動作について説明する。
トランス３，４の一次側巻線３ａ，４ａに印加される直流電源１からの電源電圧をトランジスタ９，１０を介してオン／オフ（チョッピング）すると、トランス３，４の二次側巻線３ｂ，４ｂに電源電圧より昇圧された電圧が発生する。そして、トランス３，４の二次側巻線３ｂ，４ｂに電源電圧より昇圧された電圧を平滑回路５により平滑し、Ｈブリッジ６により電流の極性を反転しながら放電ランプ８に電圧を印加する。また、放電ランプ８の点灯時には約２０ｋＶの高電圧が必要となるため、高圧発生回路７を介して放電ランプ８に印加される。
ここで、トランジスタ９，１０の制御信号は、以下のように生成される。
基準矩形波発生回路２１により、基準矩形波を発生させ、積分回路２２によって、その基準矩形波を積分して三角波を生成する。比較回路２３では、積分回路２２によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する。また、遅延回路２４は、比較回路２３によって生成された制御信号を位相１８０度に相当する時間分遅延させて、オン／オフのデュティ比を変化させることなくトランジスタ１０に出力する。
このようにして、トランジスタ９，１０に相互に１８０度位相のずれた制御信号を供給する。
以上のように、この実施の形態１によれば、積分回路２２によって生成された三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で小型で安価な放電灯点灯装置を得ることができる。
実施の形態２．
第３図はこの発明の実施の形態２による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、２５は基準矩形波発生回路２１から発生された基準矩形波を反転するインバータ（反転回路）、２２は積分抵抗２２ａ、積分コンデンサ２２ｂ、グランド２２ｃからなり、基準矩形波を積分して三角波を生成する積分回路（第１の積分回路）、２６は積分抵抗２６ａ、積分コンデンサ２６ｂ、グランド２６ｃからなり、反転された基準矩形波を積分して三角波を生成する積分回路（第２の積分回路）である。２３は積分回路２２によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する比較回路（第１の比較回路）、２７は積分回路２６によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ１０に制御信号を出力する比較回路（第２の比較回路）である。
その他の構成については、第２図と同一であるので説明を省略する。
次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、遅延回路２４を用いて、位相１８０度分だけ遅延させた制御信号を生成したが、オン／オフのデュティ比を変化させずに遅延させるためには、遅延回路２４に数多くの部品を必要とし、タイマ要素となる抵抗やコンデンサ等の各々のばらつきを限定する必要がある。
そこで、この実施の形態２におけるトランジスタ９，１０の制御信号は、以下のように生成される。
インバータ２５により、基準矩形波発生回路２１から発生された基準矩形波を反転する。積分回路２２，２６によって、非反転および反転された基準矩形波をそれぞれ積分して三角波を生成する。比較回路２３では、積分回路２２によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する。また、比較回路２７では、積分回路２６によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ１０に制御信号を出力する。
このようにして、トランジスタ９，１０に相互に１８０度位相のずれた制御信号を供給する。
以上のように、この実施の形態２によれば、基準矩形波をインバータ２５で反転してから、積分回路２２，２６によって相互に反転した三角波を生成するので、三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で小型で安価な放電灯点灯装置を得ることができる。
また、制御信号を遅延する構成ではないので、遅延回路２４を用いることなく、遅延回路２４を構成するタイマ要素となる部品のばらつきについて考慮する必要がない。
実施の形態３．
第４図はこの発明の実施の形態３による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、２２ａ，２６ａは積分抵抗（第１、第２の抵抗器）、２８はそれら積分抵抗２２ａ，２６ａの出力端に並列接続された共用の積分コンデンサ（コンデンサ）である。積分抵抗２２ａ、積分コンデンサ２８、グランド２２ｃにより、第１の積分回路を構成し、積分抵抗２６ａ、積分コンデンサ２８、グランド２６ｃにより、第２の積分回路を構成するものである。
その他の構成については、第３図と同一であるので説明を省略する。
次に動作について説明する。
上記実施の形態２では、独立した２つの積分回路２２，２６を用いたが、各々の積分回路２２，２６を構成する部品のばらつきにより、各々で生成される三角波の傾きおよび波高値が異なってしまい、完全に対称な三角波が得られないことが考えられる。
そこで、この実施の形態３における積分回路２２，２６では、別々だった積分コンデンサ２２ｂ，２６ｂの代わりに、共用の積分コンデンサ２８を設ける。この積分コンデンサ２８の両端では、それぞれの矩形波が積分され、対称な三角波に変換される。
以上のように、この実施の形態３によれば、共用の積分コンデンサ２８を設けたことによって、積分回路２２，２８の全体の構成を簡単にすることができ、また、積分コンデンサ２２ｂ，２２ｃのばらつきによる生成される三角波の非対称性を抑えることができる。なお、積分抵抗２２ａ，２６ａの部品のばらつきによる非対称性は残るが、積分抵抗２２ａ，２６ａの部品のばらつきは、積分コンデンサ２２ｂ，２２ｃのばらつきに比べて僅かである。
実施の形態４．
第５図はこの発明の実施の形態４による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、２９は基準矩形波発生回路２１から発生された基準矩形波を入力して２分周し、非反転および反転された矩形波を生成するＴフリップフロップ回路（フリップフロップ回路）である。
その他の構成については、第４図と同一であるので説明を省略する。
次に動作について説明する。
上記実施の形態１から実施の形態３では、基準矩形波発生回路２１から発生された基準矩形波のデュティ比が５０％でなければ、積分回路２２，２６により生成される三角波にＤＣオフセットが生じ、生成される三角波の平均電圧と、基準矩形波の平均電圧とには差が生じてしまう。
そこで、この実施の形態４におけるトランジスタ９，１０の制御信号は、以下のように生成される。
Ｔフリップフロップ回路２９によって、基準矩形波発生回路２１から発生された基準矩形波を入力して２分周し、非反転および反転された矩形波を生成する。ここで、Ｔフリップフロップ回路２９により、基準矩形波を２分周して、非反転および反転された矩形波を生成するので、Ｔフリップフロップ回路２９により生成される矩形波の周波数は１／２になるものの、基準矩形波のデュティ比が５０％でなくても、Ｔフリップフロップ回路２９により生成される矩形波のデュティ比を５０％にすることができる。
さらに、積分回路２２，２６によって、それら非反転および反転された基準矩形波をそれぞれ積分して三角波を生成し、比較回路２３では、積分回路２２によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する。また、比較回路２７では、積分回路２６によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ１０に制御信号を出力する。
このようにして、トランジスタ９，１０に相互に１８０度位相のずれた制御信号を供給する。
以上のように、この実施の形態４によれば、基準矩形波をＴフリップフロップ回路２９で反転してから、積分回路２２，２６によって相互に反転した三角波を生成するので、三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で小型で安価な放電灯点灯装置を得ることができる。
また、Ｔフリップフロップ回路２９により基準矩形波を２分周するので、Ｔフリップフロップ回路２９により生成される矩形波のデュティ比は５０％になり、生成される三角波にＤＣオフセットが生じることがなく、三角波の平均電圧と基準矩形波の平均電圧とを一致させることができ、高精度な制御信号を出力することができる。
実施の形態５．
第６図はこの発明の実施の形態５による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、３０は比較電圧を発生する比較電源、３１はその比較電圧と積分回路２２によって生成された三角波の電圧レベルとを比較する比較回路（第３の比較回路）、３２はその比較電圧と積分回路２６によって生成された三角波の電圧レベルとを比較する比較回路（第４の比較回路）である。３３は比較回路３１，３２の出力を入力し、非反転および反転された矩形波を生成するＲＳフリップフロップ回路である。
その他の構成については、第５図と同一であるので説明を省略する。
次に動作について説明する。
上記実施の形態４では、Ｔフリップフロップ回路２９に入力される基準矩形波の周波数のばらつき、積分回路２２，２６を構成する部品のばらつきにより、生成される三角波の波高値（Ｐ−Ｐ電圧）が変動してしまう。
そこで、この実施の形態５におけるトランジスタ９，１０の制御信号は、以下のように生成される。
比較電源３０によって比較電圧を発生し、比較回路３１，３２によって、その比較電圧と積分回路２２によって生成された三角波の電圧レベル、その比較電圧と積分回路２６によって生成された三角波の電圧レベルをそれぞれ比較する。
ＲＳフリップフロップ回路３３は、比較回路３１，３２のそれぞれの出力を入力し、非反転および反転された矩形波を生成する。
さらに、積分回路２２，２６によって、それら非反転および反転された基準矩形波をそれぞれ積分して三角波を生成し、上述のようにＲＳフリップフロップ回路３３の反転タイミングとして、比較回路３１，３２にフィードバックし、自ら発振する自励式にする。
比較回路２３では、積分回路２２によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ９に制御信号を出力する。また、比較回路２７では、積分回路２６によって生成された三角波とフィードバック電圧との電圧レベルを比較し、トランジスタ１０に制御信号を出力する。
このようにして、トランジスタ９，１０に相互に１８０度位相のずれた制御信号を供給する。
以上のように、この実施の形態５によれば、ＲＳフリップフロップ回路３３により非反転および反転された矩形波を生成してから積分回路２２，２６によって非反転および反転された三角波を生成するので、三角波を反転させる回路を用いることなく、高速動作が可能で安価な装置が得られる。
また、積分回路２２，２６によって生成される三角波と比較電圧との比較結果をＲＳフリップフロップ回路３３にフィードバックして自ら発振する自励方式としたことにより、基準矩形波の周波数のばらつき、積分回路２２，２６を構成する各素子のばらつきによるＤＣオフセットが生じることなく、波高値の揃った対称な三角波が得られ、高精度な制御信号を出力することができる。
実施の形態６．
第７図はこの発明の実施の形態６による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、３４ａは積分抵抗２２ａの出力端に一端が接続され、他端がグランド３４ｂに接続されたコンデンサ（第１のコンデンサ）、３５ａは積分抵抗２６ａの出力端に一端が接続され、他端がグランド３５ｂに接続されたコンデンサ（第２のコンデンサ）である。
その他の構成については、第６図と同一であるので説明を省略する。
次に動作について説明する。
上記実施の形態５では、ＲＳフリップフロップ回路３３の１対の出力が必ずしも同時に切り替わるとは限らない。また、インバータによる回路構成においては、インバータの伝達遅れが少なからず存在する。
第８図はこの発明の実施の形態５による放電灯点灯装置の主要部の波形を示す波形図であり、ＲＳフリップフロップ回路３３の１対の出力に遅れが生じ、積分回路２２，２６によって生成される三角波に歪みが生じる状態を示したものである。このように、ＲＳフリップフロップ回路３３の１対の出力のうちのどちらかが遅れることにより、積分回路２２，２６によって生成される三角波の一部に階段状の歪みが生じてしまう。
そこで、この実施の形態６では、積分回路２２，２６のそれぞれに、三角波の歪み緩和用のコンデンサ３４ａ，３５ａを設け、これらのコンデンサ３４ａ，３５ａにより、三角波の歪みを緩和する。
これらコンデンサ３４ａ，３５ａのばらつきの影響は、第３図で示した積分コンデンサ２２ｂ，２６ｂの１／２であり、コンデンサ３４ａ，３５ａのばらつきによる影響は少なくて済む。
以上のように、この実施の形態６によれば、ＲＳフリップフロップ回路３３により生成される非反転および反転された矩形波の位相差によって生じる三角波の歪みをコンデンサ３４ａ，３５ａにより緩和することができる。
実施の形態７．
第９図はこの発明の実施の形態７による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、３６，３７はＲＳフリップフロップ回路３３を構成するＮＡＮＤゲートである。
以上のように、この実施の形態７によれば、ＲＳフリップフロップ回路３３をロジックゲートＩＣによって容易に構成することができる。
実施の形態８．
第１０図はこの発明の実施の形態８による放電灯点灯装置を示す回路図であり、図において、３８は発生する比較電圧を任意に調整可能な可変電源、３９は比較回路３１とＲＳフリップフロップ回路３３との間に接続され、比較回路３２の出力に応じてオン／オフするトランジスタ（第３のスイッチング回路）、４０は抵抗である。
その他の構成については、第９図と同一であるので説明を省略する。
次に動作について説明する。
上記実施の形態５から実施の形態７では、始動時のＲＳフリップフロップ回路３３の入力が、両出力とも同じレベルに固定される場合に、出力が固定され自励動作が停止し、結果として非反転および反転した三角波が生成されなくなることが考えられる。
第１１図はこの発明の実施の形態７による放電灯点灯装置の主要部の信号レベルを示す説明図であり、始動時のＲＳフリップフロップ回路３３の入力が共にＬレベルであり、両出力とも同じＨレベルに固定され、結果として非反転および反転した三角波が生成されなくなった状態を示したものである。
そこで、この実施の形態８では、比較回路３１とＲＳフリップフロップ回路３３との間にトランジスタ３９を接続し、比較回路３２の出力に応じて抵抗４０を介して動作させる。このことによって、比較回路３１，３２の両出力がＬレベルになった場合でも、トランジスタ３９がオフとなって、ＲＳフリップフロップ回路３３の片方の入力をＨレベルにするため、ＲＳフリップフロップ回路３３、および積分回路２２，２６の正常な動作を可能にすることができる。
また、可変電源３８によって比較電圧を任意に調整することにより、比較回路３１，３２の出力を調整することができ、発生する三角波の周期を任意に調整することができる。
以上のように、この実施の形態８によれば、始動時に比較回路３１，３２の出力が２個共にＬレベルとなった場合でも、トランジスタ３９がオフとなり、ＲＳフリップフロップ回路３３の片方をＨレベルにするため、ＲＳフリップフロップ回路３３の正常な動作を可能にすることができる。
また、可変電源３８による比較電圧の調整に応じて比較回路３１，３２の出力を調整することができ、発生する三角波の周期を任意に調整することができる。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明に係る放電灯点灯装置は、簡単で安価な構成により、トランジスタ９，１０に高精度な制御信号を供給することができるため、安価で高速動作が要求される放電灯点灯装置に適している。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の放電灯点灯装置を示す回路図である。
第２図はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第３図はこの発明の実施の形態２による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第４図はこの発明の実施の形態３による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第５図はこの発明の実施の形態４による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第６図はこの発明の実施の形態５による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第７図はこの発明の実施の形態６による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第８図はこの発明の実施の形態５による放電灯点灯装置の主要部の波形を示す波形図である。
第９図はこの発明の実施の形態７による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第１０図はこの発明の実施の形態８による放電灯点灯装置を示す回路図である。
第１１図はこの発明の実施の形態７による放電灯点灯装置の主要部の信号レベルを示す説明図である。

Claims (8)

1. 直流電源にそれぞれ一次側巻線が接続され、それら一次側巻線で発生した電圧をそれぞれ二次側巻線で昇圧する第１および第２のトランスと、上記第１および第２のトランスで発生された電圧を高圧発生回路を介して放電ランプに供給する放電電圧供給回路と、上記一次側巻線に印加する電圧をそれぞれオン／オフする第１および第２のスイッチング回路と、基準矩形波を発生する基準矩形波発生回路と、その基準矩形波を反転する反転回路と、上記基準矩形波発生回路から発生された基準矩形波、および上記反転回路により反転された矩形波をそれぞれ積分して、三角波を生成する第１および第２の積分回路と、上記第１および第２の積分回路によってそれぞれ生成された三角波とフィードバック回路からのフィードバック電圧とをそれぞれ比較し、上記第１および第２のスイッチング回路にそれぞれ制御信号を出力する第１および第２の比較回路とを備えた放電灯点灯装置。
2. 直流電源にそれぞれ一次側巻線が接続され、それら一次側巻線で発生した電圧をそれぞれ二次側巻線で昇圧する第１および第２のトランスと、上記第１および第２のトランスで発生された電圧を高圧発生回路を介して放電ランプに供給する放電電圧供給回路と、上記一次側巻線に印加する電圧をそれぞれオン／オフする第１および第２のスイッチング回路と、基準矩形波を発生する基準矩形波発生回路と、その基準矩形波を２分周し、非反転および反転された矩形波を生成するフリップフロップ回路と、上記フリップフロップ回路によって生成された非反転の矩形波、および反転された矩形波をそれぞれ積分して、三角波を生成する第１および第２の積分回路と、上記第１および第２の積分回路によってそれぞれ生成された三角波とフィードバック回路からのフィードバック電圧とをそれぞれ比較し、上記第１および第２のスイッチング回路にそれぞれ制御信号を出力する第１および第２の比較回路とを備えた放電灯点灯装置。
3. 直流電源にそれぞれ一次側巻線が接続され、それら一次側巻線で発生した電圧をそれぞれ二次側巻線で昇圧する第１および第２のトランスと、上記第１および第２のトランスで発生された電圧を高圧発生回路を介して放電ランプに供給する放電電圧供給回路と、上記一次側巻線に印加する電圧をそれぞれオン／オフする第１および第２のスイッチング回路と、比較電圧を発生する比較電源と、その比較電圧と第１の三角波、およびその比較電圧と第２の三角波とをそれぞれ比較する第３および第４の比較回路と、上記第３および第４の比較回路の出力を入力し、非反転および反転された矩形波を生成するＲＳフリップフロップ回路と、上記ＲＳフリップフロップ回路によって生成された非反転の矩形波、および反転された矩形波をそれぞれ積分して、第１および第２の三角波を生成し、上記第３および第４の比較回路に供給する第１および第２の積分回路と、上記第１および第２の積分回路によってそれぞれ生成された三角波とフィードバック回路からのフィードバック電圧とをそれぞれ比較し、上記第１および第２のスイッチング回路にそれぞれ制御信号を出力する第１および第２の比較回路とを備えた放電灯点灯装置。
4. 第１および第２の積分回路は、第１および第２の抵抗器と、それら第１および第２の抵抗器の出力端に並列接続された共用のコンデンサとを備えたことを特徴とする請求の範囲第３項記載の放電灯点灯装置。
5. 第１および第２の積分回路は、第１および第２の抵抗器の出力端にそれぞれ一端が接続され、他端が接地された第１および第２のコンデンサを備えたことを特徴とする請求の範囲第４項記載の放電灯点灯装置。
6. 第３の比較回路とＲＳフリップフロップ回路との間に接続され、第４の比較回路の出力に応じてオン／オフする第３のスイッチング回路を備えたことを特徴とする請求の範囲第３項記載の放電灯点灯装置。
7. 比較電源は、発生する比較電圧を任意に調整可能な可変電源であることを特徴とする請求の範囲第３項記載の放電灯点灯装置。
8. ＲＳフリップフロップ回路は、ロジックゲートＩＣによって構成されたことを特徴とする請求の範囲第３項記載の放電灯点灯装置。

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