JPS644683B2 - - Google Patents
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- JPS644683B2 JPS644683B2 JP57019370A JP1937082A JPS644683B2 JP S644683 B2 JPS644683 B2 JP S644683B2 JP 57019370 A JP57019370 A JP 57019370A JP 1937082 A JP1937082 A JP 1937082A JP S644683 B2 JPS644683 B2 JP S644683B2
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- Japan
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- signal
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- terminal
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 6
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はPLL（Phase Lock Loop）を利用した
周波数（FM）あるいは位相（PM）変調器にお
ける電圧制御発振器に関するものである。
周波数（FM）あるいは位相（PM）変調器にお
ける電圧制御発振器に関するものである。
最初に第１図に従つてPLL方式の変調器につ
いて簡単に説明する。FM、PMとも原理は同一
であるので、FMに限定して論議をすすめる。第
１図において、１０は基準周波数源（通常は温度
補償された水晶発振器を用いる以下TCXOと記
す）、１１は位相比較器（以下PDと記す）、１２
は低域通過フイルタ（以下LPFと記す）、１３は
電圧制御発振器（以下VCOと記す）、１４は分周
器（１／Ｎ）、１５はVCO１３の変調信号を入力
する変調端子、１６は変調器の高周波出力端子、
１７はVCO１３の出力周波数を制御する制御端
子を示す。まず最初に変調入力端子１５に変調信
号が加わらない場合を考える。このときVCO１
３のRF（高周波出力）信号は、分周器１４で１／
Ｎ分周され位相比較器PD１１の１つの入力とな
る。PD１１の他の入力端子には、基準周波数源
（TCXO）１０からの信号が加えられ、これらの
信号は位相比較され、出力として誤差電圧を発生
させる。誤差電圧は、LPF１２を通り帯域制限
され、VCO１３の周波数制御端子１７に印加さ
れる。PD１１に入力される２つの信号の周波数
と位相が一致すると、PLLはロツクされ、VCO
１３の出力周波数はcで一定となり端子１７の電
圧Vpも直流電圧となる。次にVCO１３の変調端
子１５に変調信号が印加された場合を考える。い
ま変調信号の振巾がVnがVpに比し十分小さく、
VCO１３の制御端子１７の感度（単位電圧に対
する周波数変化分）が変調端子１５の感度より大
きく、さらに変調周波数がLPF１２の遮断周波
数より十分大きければ、PD１１の出力では変調
波の周波数と同一成分の交流成分を発生するが、
この成分はLPF１２で除去され、制御端子１７
には直流電圧Vpのみあらわれる。即ちPLLは変
調信号に追随せず、VCO１３のRF信号端子１６
では、cを搬送波としたFM変調波が得られる。
（また変調周波数がLPF１２の遮断周波数より低
いとループは、変調信号に追随するためVCO１
３出力周波数はpとなり、変調波は得られない。） ところで、このような方式の変調器において、
VCO１３の各制御端子１５及び１７は、従来２
つの端子ともVCO１３の共振器側に挿入されて
いた。第２図を用いてこれを説明する。第２図は
コレクタ接地のコルピツツ型発振器の例で、２０
はトランジスタ、２１，２２は帰還容量、２４は
変調感度調整用の容量、２５，２６は変調用の可
変容量（バラクタ）ダイオード、２７はインダク
タ、２８はVCOの制御端子（第１図の端子１７
にあたる。）、２９は変調端子（第１図の端子１５
にあたる。）を示す。いま回路をＡ−A′で分割
し、トランジスタ２０側（右側）、共振器側（左
側）に分ける。Ａ−A′よりトランジスタ２０側
をみたインピーダンスをZa、共振器側をみたイ
ンピーダンスをZnとすると、通常 Za＝Ra（ω）＋jXa（ω） Zr＝Rr（ω）＋jXr（ω） となる。Ra（ω）、Rr（ω）は抵抗分、Xa（ω）、
Xr（ω）はリアクタンス分を示す。コルピツツ型
の場合Ra（ω）＜０、Xa（ω）＜０（容量性）、Rr
（ω）＞０、Xr（ω）＞０（誘導性）となり、発振条
件はよく知られているようにRa（ω）＋Rr（ω）＜
０、Xa（ω）＋Xr（ω）＝０で与えられる。Xr（ω）
は共振器近傍で用いるからXa（ω）に比し、周波
数に対する変化が大きい。即ち共振器側は素子感
度がきわめて高いことを意味する。したがつて共
振器側に制御端子２８を設けることは、外部より
制御端子２８を介して混入する雑音に対して敏感
で、発振器のＳ／Ｎ特性を劣化させる要因とな
る。さらに変調端子２９の感度は制御端子２８に
比し十分小さく設計することが音声信号を変調す
る際には要求されるから、感度調整容器２４の値
は1pF以下となる場合もあり、感度のバラツキを
生ずるほか、浮遊容量による迷結合も生じるため
感度調整が困難となりやすい欠点を有していた。
いて簡単に説明する。FM、PMとも原理は同一
であるので、FMに限定して論議をすすめる。第
１図において、１０は基準周波数源（通常は温度
補償された水晶発振器を用いる以下TCXOと記
す）、１１は位相比較器（以下PDと記す）、１２
は低域通過フイルタ（以下LPFと記す）、１３は
電圧制御発振器（以下VCOと記す）、１４は分周
器（１／Ｎ）、１５はVCO１３の変調信号を入力
する変調端子、１６は変調器の高周波出力端子、
１７はVCO１３の出力周波数を制御する制御端
子を示す。まず最初に変調入力端子１５に変調信
号が加わらない場合を考える。このときVCO１
３のRF（高周波出力）信号は、分周器１４で１／
Ｎ分周され位相比較器PD１１の１つの入力とな
る。PD１１の他の入力端子には、基準周波数源
（TCXO）１０からの信号が加えられ、これらの
信号は位相比較され、出力として誤差電圧を発生
させる。誤差電圧は、LPF１２を通り帯域制限
され、VCO１３の周波数制御端子１７に印加さ
れる。PD１１に入力される２つの信号の周波数
と位相が一致すると、PLLはロツクされ、VCO
１３の出力周波数はcで一定となり端子１７の電
圧Vpも直流電圧となる。次にVCO１３の変調端
子１５に変調信号が印加された場合を考える。い
ま変調信号の振巾がVnがVpに比し十分小さく、
VCO１３の制御端子１７の感度（単位電圧に対
する周波数変化分）が変調端子１５の感度より大
きく、さらに変調周波数がLPF１２の遮断周波
数より十分大きければ、PD１１の出力では変調
波の周波数と同一成分の交流成分を発生するが、
この成分はLPF１２で除去され、制御端子１７
には直流電圧Vpのみあらわれる。即ちPLLは変
調信号に追随せず、VCO１３のRF信号端子１６
では、cを搬送波としたFM変調波が得られる。
（また変調周波数がLPF１２の遮断周波数より低
いとループは、変調信号に追随するためVCO１
３出力周波数はpとなり、変調波は得られない。） ところで、このような方式の変調器において、
VCO１３の各制御端子１５及び１７は、従来２
つの端子ともVCO１３の共振器側に挿入されて
いた。第２図を用いてこれを説明する。第２図は
コレクタ接地のコルピツツ型発振器の例で、２０
はトランジスタ、２１，２２は帰還容量、２４は
変調感度調整用の容量、２５，２６は変調用の可
変容量（バラクタ）ダイオード、２７はインダク
タ、２８はVCOの制御端子（第１図の端子１７
にあたる。）、２９は変調端子（第１図の端子１５
にあたる。）を示す。いま回路をＡ−A′で分割
し、トランジスタ２０側（右側）、共振器側（左
側）に分ける。Ａ−A′よりトランジスタ２０側
をみたインピーダンスをZa、共振器側をみたイ
ンピーダンスをZnとすると、通常 Za＝Ra（ω）＋jXa（ω） Zr＝Rr（ω）＋jXr（ω） となる。Ra（ω）、Rr（ω）は抵抗分、Xa（ω）、
Xr（ω）はリアクタンス分を示す。コルピツツ型
の場合Ra（ω）＜０、Xa（ω）＜０（容量性）、Rr
（ω）＞０、Xr（ω）＞０（誘導性）となり、発振条
件はよく知られているようにRa（ω）＋Rr（ω）＜
０、Xa（ω）＋Xr（ω）＝０で与えられる。Xr（ω）
は共振器近傍で用いるからXa（ω）に比し、周波
数に対する変化が大きい。即ち共振器側は素子感
度がきわめて高いことを意味する。したがつて共
振器側に制御端子２８を設けることは、外部より
制御端子２８を介して混入する雑音に対して敏感
で、発振器のＳ／Ｎ特性を劣化させる要因とな
る。さらに変調端子２９の感度は制御端子２８に
比し十分小さく設計することが音声信号を変調す
る際には要求されるから、感度調整容器２４の値
は1pF以下となる場合もあり、感度のバラツキを
生ずるほか、浮遊容量による迷結合も生じるため
感度調整が困難となりやすい欠点を有していた。
また、共振回路に２個もバラクタ・ダイオード
を挿入すると共振回路のＱを劣化させ、発振器の
Ｃ／Ｎ比（キヤリア対雑音比）を劣化させる要因
ともなつていた。
を挿入すると共振回路のＱを劣化させ、発振器の
Ｃ／Ｎ比（キヤリア対雑音比）を劣化させる要因
ともなつていた。
本発明は上記従来の欠点を解消するためになさ
れたもので、以下第３図〜第５図に本発明の構成
を示す。
れたもので、以下第３図〜第５図に本発明の構成
を示す。
第３図は、コレクタ接地コルピツツ型VCOで
変調端子３９をエミツター接地間で設けた場合の
例を示している。図において３０で示されるトラ
ンジスタ、３１，３２，３５，３３で示される容
量、３４，３６で示される可変容量ダイオード、
３７で示されるインダクタ、３８で示される制御
端子、３９で示される変調端子は第２図と同じで
ある。
変調端子３９をエミツター接地間で設けた場合の
例を示している。図において３０で示されるトラ
ンジスタ、３１，３２，３５，３３で示される容
量、３４，３６で示される可変容量ダイオード、
３７で示されるインダクタ、３８で示される制御
端子、３９で示される変調端子は第２図と同じで
ある。
本発明の場合、変調端子３９をエミツター接地
間に設けたためリアクタンス分Xa（ω）の周波数
変化は非常に小さく、変調端子３９の感度を容易
に低く設計可能となるほか、従来比に比し共振器
側のダイオードを１個減すことが可能となるた
め、発振器のＣ／Ｎ向上にも寄与する。
間に設けたためリアクタンス分Xa（ω）の周波数
変化は非常に小さく、変調端子３９の感度を容易
に低く設計可能となるほか、従来比に比し共振器
側のダイオードを１個減すことが可能となるた
め、発振器のＣ／Ｎ向上にも寄与する。
第４図は、搬送波の周波数cが固定されている
場合に有用な回路である。cが固定であるとPLL
の感度も小さく設計できるため、PLLのVCO制
御端子４８もトランジスタ側にもつてくることが
可能である。図において、４０はトランジスタ、
４１，４２，４５，４３は容量、４４，４６は可
変容量ダイオード、４７はインダクタ、４８は
VCO制御端子、４９は変調端子である。この場
合は、共振器側のバラクタはすべて除去されるた
め、発振器のＳ／Ｎ、Ｃ／Ｎ特性とも大巾に向上
する。
場合に有用な回路である。cが固定であるとPLL
の感度も小さく設計できるため、PLLのVCO制
御端子４８もトランジスタ側にもつてくることが
可能である。図において、４０はトランジスタ、
４１，４２，４５，４３は容量、４４，４６は可
変容量ダイオード、４７はインダクタ、４８は
VCO制御端子、４９は変調端子である。この場
合は、共振器側のバラクタはすべて除去されるた
め、発振器のＳ／Ｎ、Ｃ／Ｎ特性とも大巾に向上
する。
第５図は、第４図のコレクタ接地回路をベース
接地型の回路に変更した例で、トランジスタ５０
をベース接地にした以外は第４図と全く同様に構
成されている。５１，５２，５５，５３は容量、
５４，５６は可変容量ダイオード、５７はインダ
クタ、５８はVCO制御端子、５９は変調端子で
ある。本例も第４図の場合と全く同じ効果を有す
る。
接地型の回路に変更した例で、トランジスタ５０
をベース接地にした以外は第４図と全く同様に構
成されている。５１，５２，５５，５３は容量、
５４，５６は可変容量ダイオード、５７はインダ
クタ、５８はVCO制御端子、５９は変調端子で
ある。本例も第４図の場合と全く同じ効果を有す
る。
また変調感度の設定を厳密に行なう場合は、変
調用バラクタのバイアス電圧を制御する手法が適
用可能となる。第６図は、バラクタ・バイアス電
圧と変調感度の関係を示す。変調感度は、微小バ
イアス電圧△Ｖとその時の発振周波数の変化分△
の比である。バイアス電圧を上げると変調感度
は大きく変化し、３〜５倍程度の感度差が容易に
実現できる。第７図は、上述した原理の実施例で
ある。７１はバラクタダイオード、７２は直列コ
ンデンサ、７３は抵抗、７４は貫通コンデンサ
で、抵抗７３、貫通コンデンサ７４でRC型のフ
イルタを形成する。７５，７６はバラクタのバイ
アス抵抗で抵抗７６を可変抵抗とすることにより
固定電圧源７７よりバイアス電圧を分圧して発生
させる。７８は結合コンデンサで、７９は変調入
力端子であり、端子８０によりトランジスタに接
続される。この実施例は第３図〜第５図に示した
例すべてに適用できる。
調用バラクタのバイアス電圧を制御する手法が適
用可能となる。第６図は、バラクタ・バイアス電
圧と変調感度の関係を示す。変調感度は、微小バ
イアス電圧△Ｖとその時の発振周波数の変化分△
の比である。バイアス電圧を上げると変調感度
は大きく変化し、３〜５倍程度の感度差が容易に
実現できる。第７図は、上述した原理の実施例で
ある。７１はバラクタダイオード、７２は直列コ
ンデンサ、７３は抵抗、７４は貫通コンデンサ
で、抵抗７３、貫通コンデンサ７４でRC型のフ
イルタを形成する。７５，７６はバラクタのバイ
アス抵抗で抵抗７６を可変抵抗とすることにより
固定電圧源７７よりバイアス電圧を分圧して発生
させる。７８は結合コンデンサで、７９は変調入
力端子であり、端子８０によりトランジスタに接
続される。この実施例は第３図〜第５図に示した
例すべてに適用できる。
以上述べたように本発明は、PLL型の変調器
を構成する電圧制御発振器において、PLLに用
いられる周波数制御用バラクタ・ダイオードと、
変調器用に用いられる周波数制御用バラクタ・ダ
イオードを２ケ有し、このうち変調器用のバラク
タ・ダイオードを、コレクタ接地、あるいはベー
ス接地のコルピツツ型（クラツプ回路も含む）ト
ランジスタ発振回路のエミツター接地間に挿入し
たことを特徴とするもので、変調感度の設定が容
易で、雑音特性が良好であるという特徴をもつ。
特に音声をFM変調する無線機の変調器にきわめ
て有用である。
を構成する電圧制御発振器において、PLLに用
いられる周波数制御用バラクタ・ダイオードと、
変調器用に用いられる周波数制御用バラクタ・ダ
イオードを２ケ有し、このうち変調器用のバラク
タ・ダイオードを、コレクタ接地、あるいはベー
ス接地のコルピツツ型（クラツプ回路も含む）ト
ランジスタ発振回路のエミツター接地間に挿入し
たことを特徴とするもので、変調感度の設定が容
易で、雑音特性が良好であるという特徴をもつ。
特に音声をFM変調する無線機の変調器にきわめ
て有用である。
第１図はPLL型変調器のブロツク図、第２図
は、従来のVCOの構成を示す結線図、第３図、
第４図および第５図は本発明の一実施例における
電圧制御発振器の構成を示す結線図、第６図はバ
ラクタ・バイアス電圧と変調感度の関係を示す説
明図、第７図は変調感度を調整可能とした本発明
の実施例を示す結線図である。 ２０，３０，４０，５０……発振用トランジス
タ、２５，３５，４５，５５……周波数制御用バ
ラクタ・ダイオード、２６，３６，４６，５６，
７１……変調用バラクタ・ダイオード、７５，７
６……バラクタ・バイアス用ダイオード。
は、従来のVCOの構成を示す結線図、第３図、
第４図および第５図は本発明の一実施例における
電圧制御発振器の構成を示す結線図、第６図はバ
ラクタ・バイアス電圧と変調感度の関係を示す説
明図、第７図は変調感度を調整可能とした本発明
の実施例を示す結線図である。 ２０，３０，４０，５０……発振用トランジス
タ、２５，３５，４５，５５……周波数制御用バ
ラクタ・ダイオード、２６，３６，４６，５６，
７１……変調用バラクタ・ダイオード、７５，７
６……バラクタ・バイアス用ダイオード。
Claims (1)
- １ 基準信号を発振する基準周波数源と、高周波
信号を分周する分周器と、前記分周器の出力位相
を前記基準周波数源の基準信号と比較する位相比
較器と、前記位相比較器の出力から低域のみを通
過させる低域通過濾波器とを具備したPLL型変
調器に対し、前記低域通過濾波器の出力を制御信
号として、変調信号を入力して前記高周波信号を
発振・出力する電圧制御発振器において、共振回
路と、コレクタあるいはベース接地のトランジス
タ発振回路と、前記低域通過濾波器の出力を制御
信号として入力する制御用バラクタ・ダイオード
回路と、前記変調信号を入力する変調用バラク
タ・ダイオード回路とを有し、少なくとも前記変
調用バラクタ・ダイオード回路が前記トランジス
タ発振回路のエミツタと接地間に設けられている
ことを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57019370A JPS58137306A (ja) | 1982-02-09 | 1982-02-09 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57019370A JPS58137306A (ja) | 1982-02-09 | 1982-02-09 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58137306A JPS58137306A (ja) | 1983-08-15 |
| JPS644683B2 true JPS644683B2 (ja) | 1989-01-26 |
Family
ID=11997447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57019370A Granted JPS58137306A (ja) | 1982-02-09 | 1982-02-09 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58137306A (ja) |
-
1982
- 1982-02-09 JP JP57019370A patent/JPS58137306A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58137306A (ja) | 1983-08-15 |
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