JPS6027206B2 - Ｆｍ変調回路 - Google Patents
Ｆｍ変調回路Info
- Publication number
- JPS6027206B2 JPS6027206B2 JP51074767A JP7476776A JPS6027206B2 JP S6027206 B2 JPS6027206 B2 JP S6027206B2 JP 51074767 A JP51074767 A JP 51074767A JP 7476776 A JP7476776 A JP 7476776A JP S6027206 B2 JPS6027206 B2 JP S6027206B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- modulation
- pll
- frequency
- wave generator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はマイクロ波あるいはミリ波の多重通信における
周波数変調（ＦＭ）回路に関するものであり、更に詳し
くは安定性が良く且つ広帯域の変調が可能なＦＭ変調回
路に関するものである。
周波数変調（ＦＭ）回路に関するものであり、更に詳し
くは安定性が良く且つ広帯域の変調が可能なＦＭ変調回
路に関するものである。
マイクロ波あるいはミリ波の多重通信においては例えば
多数の電話チャンネルを周波数分割して多重化したＦＭ
変調波を得るような場合、そのＦＭ変調波の搬送波周波
数は非常に安定性のよいことが要求される。この要求を
満すＦＭ変調器として従来第１図に示すようなＦＭ変調
回路が考え出されていた。第１図において２，３，５は
それぞれ位相検出器、電圧制御発振器、低域炉波器であ
り、これらは位相同期回路（フェーズロックドループ以
下ＰＬＬと略す）を構成している。
多数の電話チャンネルを周波数分割して多重化したＦＭ
変調波を得るような場合、そのＦＭ変調波の搬送波周波
数は非常に安定性のよいことが要求される。この要求を
満すＦＭ変調器として従来第１図に示すようなＦＭ変調
回路が考え出されていた。第１図において２，３，５は
それぞれ位相検出器、電圧制御発振器、低域炉波器であ
り、これらは位相同期回路（フェーズロックドループ以
下ＰＬＬと略す）を構成している。
１は発振器であり、水晶発振器と逓倍器によって構成さ
れている。
れている。
従って発振器１からは温度変化に対し非常に安定した周
波数の出力信号が得られ、これは参照信号ひｉとしてＰ
ＬＬの位相検波器２に与えられる。ＰＬＬ内の電圧制御
発振器（以下ＶＣＯと略す）３の出力信号ひｏは前期位
相検出器２に与えられ、前期参照信号ひｉと比較され、
位相検出器２は、その２つの信号の位相差信号ひｅを出
力し、該位相差ひｅは低域炉波器５によって雑音及び高
周波成分が除去されて前記ＶＣＯに与えられ、その発振
周波数を制御する。このようなＰＬＬによってＶＣ０３
は発振器１の参照信号ひｉに同期して非常に安定な周波
数で発振する。さて、このＶＣ０３に入力端子８から変
調信号Ｓを与えるとＶＣ０３の発振周波数は変調信号Ｓ
によって変調され出力端子９にＦＭ信号波が得られるが
、このＦＭ信号波は位相検出器２によって参照信号ひｉ
と比較され、その位相差信号ひｅが低域炉波器５を経て
前記電圧制御発振器３へ帰還され、前記位相差信号ひｅ
が小さくなるように、このＰＬＬが動作する。しかしな
がらＰＬＬの動作が追従するのは低域炉波器５によって
定まるＰＬＬの帯域内に含まれる変調信号Ｓの周波数成
分（低周波成分）に対してであり、従って位相検出器２
の出力である位相差信号しｅは前記変調信号Ｓの低周波
成分を打消すように動作する。即ち第１図に示す従来の
変調方法においてはＰＬＬの帯域より高い周波数の信号
でのみ変調可能なのであって、低周波成分を含む信号で
変調を行うことはできないという欠点を有していた。第
２図に示すものは前述の変調方法とは異なり、参照信号
ひｉを変調する方法であって、即ち、入力端子８‘こ与
えられた変調信号Ｓは水晶発振器を含む第２の電圧制御
発振器（ＶＣＯ）４の発振周波数を変調し、該第１のＶ
Ｃ０４の出力は参照信号ひｉとして位相検出器２に与え
られる。
波数の出力信号が得られ、これは参照信号ひｉとしてＰ
ＬＬの位相検波器２に与えられる。ＰＬＬ内の電圧制御
発振器（以下ＶＣＯと略す）３の出力信号ひｏは前期位
相検出器２に与えられ、前期参照信号ひｉと比較され、
位相検出器２は、その２つの信号の位相差信号ひｅを出
力し、該位相差ひｅは低域炉波器５によって雑音及び高
周波成分が除去されて前記ＶＣＯに与えられ、その発振
周波数を制御する。このようなＰＬＬによってＶＣ０３
は発振器１の参照信号ひｉに同期して非常に安定な周波
数で発振する。さて、このＶＣ０３に入力端子８から変
調信号Ｓを与えるとＶＣ０３の発振周波数は変調信号Ｓ
によって変調され出力端子９にＦＭ信号波が得られるが
、このＦＭ信号波は位相検出器２によって参照信号ひｉ
と比較され、その位相差信号ひｅが低域炉波器５を経て
前記電圧制御発振器３へ帰還され、前記位相差信号ひｅ
が小さくなるように、このＰＬＬが動作する。しかしな
がらＰＬＬの動作が追従するのは低域炉波器５によって
定まるＰＬＬの帯域内に含まれる変調信号Ｓの周波数成
分（低周波成分）に対してであり、従って位相検出器２
の出力である位相差信号しｅは前記変調信号Ｓの低周波
成分を打消すように動作する。即ち第１図に示す従来の
変調方法においてはＰＬＬの帯域より高い周波数の信号
でのみ変調可能なのであって、低周波成分を含む信号で
変調を行うことはできないという欠点を有していた。第
２図に示すものは前述の変調方法とは異なり、参照信号
ひｉを変調する方法であって、即ち、入力端子８‘こ与
えられた変調信号Ｓは水晶発振器を含む第２の電圧制御
発振器（ＶＣＯ）４の発振周波数を変調し、該第１のＶ
Ｃ０４の出力は参照信号ひｉとして位相検出器２に与え
られる。
この参照信号仇に追従するようにＰＬＬが動作するが低
域炉波器５によって定まるこのＰＬＬの帯域より高い周
波数成分の変調信号帯城に対してはＰＬＬの動作は追従
することができず、従って出力端子９に得られる第１の
ＶＣ０３の出力であるＦＭ信号波の変調帯城はＰＬＬの
帯域内の狭いものであった。このため第２図に示すＦＭ
変調回路では広帯域の多重化された信号による変調は不
可能であるという欠点を有していた。本発明は上記従来
の欠点を除去することを目的とし変調信号を第１と第２
の２つの電圧制御発振器に与え「該第１と第２の電圧制
御発振器の２つの出力を位相検出器に入れ、該位相検出
器の出力を低域炉波器に入れ、該低域炉波器の出力を前
記第１の電圧制御発振器に与えるように構成したＦＭ変
調回路において、前記第１の電圧制御発振器には変調信
号を高城炉波器を介して与え、前記第２の電圧制御発振
器には変調信号を第２の低域炉波器を介して与えること
によって、広い周波数帯域の信号によって変調可能なＦ
Ｍ変調回路を実現したものである。
域炉波器５によって定まるこのＰＬＬの帯域より高い周
波数成分の変調信号帯城に対してはＰＬＬの動作は追従
することができず、従って出力端子９に得られる第１の
ＶＣ０３の出力であるＦＭ信号波の変調帯城はＰＬＬの
帯域内の狭いものであった。このため第２図に示すＦＭ
変調回路では広帯域の多重化された信号による変調は不
可能であるという欠点を有していた。本発明は上記従来
の欠点を除去することを目的とし変調信号を第１と第２
の２つの電圧制御発振器に与え「該第１と第２の電圧制
御発振器の２つの出力を位相検出器に入れ、該位相検出
器の出力を低域炉波器に入れ、該低域炉波器の出力を前
記第１の電圧制御発振器に与えるように構成したＦＭ変
調回路において、前記第１の電圧制御発振器には変調信
号を高城炉波器を介して与え、前記第２の電圧制御発振
器には変調信号を第２の低域炉波器を介して与えること
によって、広い周波数帯域の信号によって変調可能なＦ
Ｍ変調回路を実現したものである。
を実現したものである。以下図面に従って本発明を詳細
に説明する。第３図は本発明によるＦＭ変調回路の−実
施例を示すブロック図である。
に説明する。第３図は本発明によるＦＭ変調回路の−実
施例を示すブロック図である。
第３図において２は位相検出器、３は第１の電圧制御発
振器（ＶＣＯ）、５は低域炉波器であり、これらは位相
同期回路（ＰＬＬ）を構成し、４は第２の電圧制御発振
器である。又６は高城炉波器、７は低域炉波器である。
入力端子８に与えられた変調信号ＳはＰＬＬを構成する
第１のＶＣ０３と、これとは別の第２のＶＣ０４に高域
炉波器６と低減炉波器７を介してそれぞれ与えられＬ
それぞれのＶＣＯの発振周波数を変調する。第１のＶＣ
０３に与えられた変調信号Ｓの周波数成分のうち、この
ＰＬＬの帯城より高い周波数成分に対しては第１図にお
いて説明したと同じようにＰＬＬの動作が追従しないた
めトこの高い周波数成分はそのまま第１のＶＣ０３を変
調することができる。一方、変調信号Ｓの周波数成分の
うちＰＬＬの帯域より低い低周波成分によって変調され
た第２のＶＣ０４の出力は参照信号ひｉとしてＰＬＬの
位相検出器２に与えられる。位相検出器２は前記第１の
ＶＣ０３の出力ひ。と前記第２のＶＣ０４の出力Ｖｉの
位相を比較し、位相差信号ひ８を出力する。譲位相差信
号ひｅは適当な時定数をもつ積分回路からなる低域炉波
器５によって不要な高周波成分あるいは雑音が除去され
て第１のＶＣ０３に与えられ、該第１のＶＣ０３の発振
数周波が前記参照信号リｉに追従するように第１のＶＣ
０３を制御する。ところが低域炉波器６によって定まる
ＰＬＬの帯城より高い周波数の参照信号ひｉの変調成分
に対してはＰＬＬは追従できないので第１のＶＣ０３は
変調されず、ＰＬＬの帯城により近い成分に対してのみ
変調を受る。尚、実際の回路設計では、変調信号Ｓを第
１のＶＣ０３に直接与えた場合には以下の第４図におい
ても説明するように変調信号Ｓの低周波成分に対し等価
的にインピーダンスが小さくなるため第２のＶＣ０４に
対して前記低周波成分での変調がかかりにくくなるので
、第１のＶＣ０３には抵抗又は高城炉波器を介して変調
信号Ｓを与えるようにして第１のＶＣ０３と第２のＶＣ
０４を分離するのが良い。
振器（ＶＣＯ）、５は低域炉波器であり、これらは位相
同期回路（ＰＬＬ）を構成し、４は第２の電圧制御発振
器である。又６は高城炉波器、７は低域炉波器である。
入力端子８に与えられた変調信号ＳはＰＬＬを構成する
第１のＶＣ０３と、これとは別の第２のＶＣ０４に高域
炉波器６と低減炉波器７を介してそれぞれ与えられＬ
それぞれのＶＣＯの発振周波数を変調する。第１のＶＣ
０３に与えられた変調信号Ｓの周波数成分のうち、この
ＰＬＬの帯城より高い周波数成分に対しては第１図にお
いて説明したと同じようにＰＬＬの動作が追従しないた
めトこの高い周波数成分はそのまま第１のＶＣ０３を変
調することができる。一方、変調信号Ｓの周波数成分の
うちＰＬＬの帯域より低い低周波成分によって変調され
た第２のＶＣ０４の出力は参照信号ひｉとしてＰＬＬの
位相検出器２に与えられる。位相検出器２は前記第１の
ＶＣ０３の出力ひ。と前記第２のＶＣ０４の出力Ｖｉの
位相を比較し、位相差信号ひ８を出力する。譲位相差信
号ひｅは適当な時定数をもつ積分回路からなる低域炉波
器５によって不要な高周波成分あるいは雑音が除去され
て第１のＶＣ０３に与えられ、該第１のＶＣ０３の発振
数周波が前記参照信号リｉに追従するように第１のＶＣ
０３を制御する。ところが低域炉波器６によって定まる
ＰＬＬの帯城より高い周波数の参照信号ひｉの変調成分
に対してはＰＬＬは追従できないので第１のＶＣ０３は
変調されず、ＰＬＬの帯城により近い成分に対してのみ
変調を受る。尚、実際の回路設計では、変調信号Ｓを第
１のＶＣ０３に直接与えた場合には以下の第４図におい
ても説明するように変調信号Ｓの低周波成分に対し等価
的にインピーダンスが小さくなるため第２のＶＣ０４に
対して前記低周波成分での変調がかかりにくくなるので
、第１のＶＣ０３には抵抗又は高城炉波器を介して変調
信号Ｓを与えるようにして第１のＶＣ０３と第２のＶＣ
０４を分離するのが良い。
以上の説明から明らかなようにＰＬＬの帯城より高い変
調信号Ｓの周波数成分は第１のＶＣ０３を直接変調し、
前記ＰＬＬの帯城より低い変調信号Ｓの周波数成分は第
２のＶＣ０４を変調した参照信号ｖｉにＰＬＬを追従さ
せることによって第１のＶＣ０３を変調している。
調信号Ｓの周波数成分は第１のＶＣ０３を直接変調し、
前記ＰＬＬの帯城より低い変調信号Ｓの周波数成分は第
２のＶＣ０４を変調した参照信号ｖｉにＰＬＬを追従さ
せることによって第１のＶＣ０３を変調している。
このように構成することによって変調信号Ｓの全帯城は
第１のＶＣ０３を変調することができ、その出力がＦＭ
信号波として出力端子９に得られる。このような変調信
号Ｓを高城炉波器６と低域炉波器７によって２つの帯城
に分けることによって次の利点が生じる。
第１のＶＣ０３を変調することができ、その出力がＦＭ
信号波として出力端子９に得られる。このような変調信
号Ｓを高城炉波器６と低域炉波器７によって２つの帯城
に分けることによって次の利点が生じる。
即ち、低域炉波器７を入れることは変調信号Ｓの高周波
成分によって第２のＶＣ０４が変調帯域内に入るような
成分の寄生発振（スプリアス）を生じさせるのを除去す
るのに有効である。又、変調信号Ｓを直接第１のＶＣ０
３に入れると第１のＶＣ０３に与えられる信号のＰＬＬ
の帯城に含まれるような周波数成分に対してはこれを打
消すように動作するため等価的にＰＬＬのインピーダン
スは小さくなってしまう。従って、第２のＶＣ０４に対
する該変調信号３の低周波成分での変調がかかりにくく
なる。このような欠点を除くため高城炉波器６は有効で
ある。
成分によって第２のＶＣ０４が変調帯域内に入るような
成分の寄生発振（スプリアス）を生じさせるのを除去す
るのに有効である。又、変調信号Ｓを直接第１のＶＣ０
３に入れると第１のＶＣ０３に与えられる信号のＰＬＬ
の帯城に含まれるような周波数成分に対してはこれを打
消すように動作するため等価的にＰＬＬのインピーダン
スは小さくなってしまう。従って、第２のＶＣ０４に対
する該変調信号３の低周波成分での変調がかかりにくく
なる。このような欠点を除くため高城炉波器６は有効で
ある。
第３図に示す本発明において具体的な実施例を説明する
と、第２のＶＣ０４としては、例えば２０ＭＨｚの基本
周波数をもつ水晶発振器を使用し、いつきよに４００Ｍ
Ｈｚの逓倍発振を行い、これを更に１５逓倍して的Ｈｚ
の安定した搬送波を得る。変調信号Ｓのうち数ＫＨｚ以
下の低い成分「例えば監視制御信号、打合せ信号、ある
いは画像伝送においてはフレーム同期信号等が低域炉波
器７を経て前記第２のＶＣ０４を構成する水晶発振器に
接続された可変容量ダイオードに与えられ、その発振周
波数を変調する。又、変調信号Ｓのうち数Ｋ比以上の高
い成分、例えば電話の９６０チャンネル分を含む信号は
高域炉波器６を経て第１のＶＣ０３内の可変容量ダイオ
ードに与えられ、その発振周波数を変調する。又、この
第１のＶＣ０３は前記低周波成分によって周波数変調さ
れた舷舷の信号に追従して発振するので出力様子９は変
調信号Ｓによって周波数変調された的ＨｚのＦＭ信号波
が得られる。尚、位相検出器２の出力信号ひｅは変調信
号Ｓと等しい信号が再生されたものであり、これをモニ
ターとして使用できる。以上、述べた様に本発明によれ
ばマイクロ波あるいはミリ波多重通信においても充分低
い周波数も含めた広い帯城で変調可能な周波数安定性の
よいＦＭ変調回路を実現できる。
と、第２のＶＣ０４としては、例えば２０ＭＨｚの基本
周波数をもつ水晶発振器を使用し、いつきよに４００Ｍ
Ｈｚの逓倍発振を行い、これを更に１５逓倍して的Ｈｚ
の安定した搬送波を得る。変調信号Ｓのうち数ＫＨｚ以
下の低い成分「例えば監視制御信号、打合せ信号、ある
いは画像伝送においてはフレーム同期信号等が低域炉波
器７を経て前記第２のＶＣ０４を構成する水晶発振器に
接続された可変容量ダイオードに与えられ、その発振周
波数を変調する。又、変調信号Ｓのうち数Ｋ比以上の高
い成分、例えば電話の９６０チャンネル分を含む信号は
高域炉波器６を経て第１のＶＣ０３内の可変容量ダイオ
ードに与えられ、その発振周波数を変調する。又、この
第１のＶＣ０３は前記低周波成分によって周波数変調さ
れた舷舷の信号に追従して発振するので出力様子９は変
調信号Ｓによって周波数変調された的ＨｚのＦＭ信号波
が得られる。尚、位相検出器２の出力信号ひｅは変調信
号Ｓと等しい信号が再生されたものであり、これをモニ
ターとして使用できる。以上、述べた様に本発明によれ
ばマイクロ波あるいはミリ波多重通信においても充分低
い周波数も含めた広い帯城で変調可能な周波数安定性の
よいＦＭ変調回路を実現できる。
第１図は従来のＦＭ変調回路を示すブロック図、第２図
は従来のＦＭ変調回路を示すブ。 ック図、第３図は本発明によるＦＭ変調回路を示すブロ
ック図をそれぞれ示す。図面において２は位相検出器、
３は第１の電圧制御発振器（ＶＣＯ）、４は第２の電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、５は低域炉波器「 ６‘ま高城
炉波器、７は低域炉波器をそれぞれ示す。 多′図 舞そ図 多ヲ図
は従来のＦＭ変調回路を示すブ。 ック図、第３図は本発明によるＦＭ変調回路を示すブロ
ック図をそれぞれ示す。図面において２は位相検出器、
３は第１の電圧制御発振器（ＶＣＯ）、４は第２の電圧
制御発振器（ＶＣＯ）、５は低域炉波器「 ６‘ま高城
炉波器、７は低域炉波器をそれぞれ示す。 多′図 舞そ図 多ヲ図
Claims (1)
- １ 変調信号を第１と第２の２つの電圧制御発振器に与
え、該第１と第２の電圧制御発振器の２つの出力を位相
検出器に入れ、該位相検出器の出力を低域濾波器に入れ
、該低域濾波器の出力を前記第１の電圧制御発振器に与
えるように構成したＦＭ変調回路において、前記第１の
電圧制御発振器には変調信号を高域濾波器を介して与え
、前記第２の電圧制御発振器には変調信号を第２の低域
濾波器を介して与えるように構成したことを特徴とする
ＦＭ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51074767A JPS6027206B2 (ja) | 1976-06-24 | 1976-06-24 | Ｆｍ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51074767A JPS6027206B2 (ja) | 1976-06-24 | 1976-06-24 | Ｆｍ変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5361A JPS5361A (en) | 1978-01-05 |
| JPS6027206B2 true JPS6027206B2 (ja) | 1985-06-27 |
Family
ID=13556752
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51074767A Expired JPS6027206B2 (ja) | 1976-06-24 | 1976-06-24 | Ｆｍ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027206B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3533222A1 (de) * | 1985-09-18 | 1987-03-19 | Schlumberger Messgeraete Gmbh | Schaltungsanordnung mit einer gleichspannungsfrequenzmodulierbaren phasenregelschleife |
| JPH01264403A (ja) * | 1988-04-15 | 1989-10-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 変調器 |
| JP2638101B2 (ja) * | 1988-07-25 | 1997-08-06 | 松下電器産業株式会社 | Ｆｍ変調回路 |
| GB2383205B (en) * | 2001-12-14 | 2005-02-16 | Ifr Ltd | Low noise synthesiser |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4842660A (ja) * | 1971-09-28 | 1973-06-21 |
-
1976
- 1976-06-24 JP JP51074767A patent/JPS6027206B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4842660A (ja) * | 1971-09-28 | 1973-06-21 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5361A (en) | 1978-01-05 |
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