JP2924525B2

JP2924525B2 - 無線送信装置

Info

Publication number: JP2924525B2
Application number: JP33686492A
Authority: JP
Inventors: 実平田; 修山本
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1992-01-09
Filing date: 1992-12-17
Publication date: 1999-07-26
Anticipated expiration: 2014-07-26
Also published as: JPH05336181A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はマイクロ波および衛星通
信システムに適する無線送信装置に関し、特に周波数ホ
ッピングによりマルチキャリアＴＤＭＡ通信を行う無線
送信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種の無線送信装置の一つは、
小さな周波数ステップでしかも高速の周波数ホッピング
を行ってＶＨＦ帯の周波数ホッピング信号を生じるダイ
レクトデジタル周波数シンセサイザ（以下、ＤＤＳ）
と、この周波数ホッピング信号のスプリアス信号成分を
除くとともにこの周波数ホッピング信号の整数倍周波数
（例えばマイクロ波帯）の局部発振信号を生じる位相同
期発振器とを備えている。上記局部発振信号と中間周波
数帯の被変調信号とがミキサで周波数混合されてこの無
線送信装置の送信信号を生じる。ここで、上記被変調信
号は、中間周波数帯の搬送波信号を例えばデジタル形式
の変調信号で位相変調したものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述の無線通信装置で
は、上記ミキサから発生する不要波信号を上記送信信号
から除去するために、上記ミキサの後段に帯域除去フィ
ルタを必要とするので装置規模が大型化していた。しか
も、周波数ホッピング信号のホッピング周波数範囲が広
いと、上記送信信号と不要波信号の周波数が接近しがち
であり、この装置では上記不要波信号を十分に除去でき
ないことすらあった。

【０００４】また、上記位相同期発振器は、一般にトラ
ンジスタを発振素子とする電圧制御発振器から局部発振
信号を得るが、上記局部発振信号のスプリアス信号成分
を除くために位相同期ループのループバンドを狭くする
と、出力局部発振信号に対する位相雑音レベルの要求を
満足しないことがあった。

【０００５】従って、本発明の第１の目的は、局部発振
信号と被変調信号との周波数混合回路なしに位相変調さ
れた送信信号を得ることができ、従って装置規模を小型
化できる無線送信装置を提供することにある。

【０００６】本発明の第２の目的は、スプリアス信号お
よび位相雑音をともに軽減した上記送信信号を送信する
無線送信装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明の無線送信装置
は、位相変調された無線周波数帯（例えばマイクロ波
帯）の送信信号を出力する。この装置は、入力基準信号
に位相同期した上記送信信号を出力する第１の位相同期
発振器を基本回路としており、周知の位相同期発振器と
同様に、制御信号に応答して上記送信信号を出力する電
圧制御発振器と、この電圧制御発振器に上記制御信号を
供給する位相同期回路とを含む。しかし、この位相同期
発振器は、上記送信信号またはこの送信信号を分周した
分周信号のいずれかを変調信号によって位相変調する位
相変調器と、前記基準信号と前記位相変調信号との位相
を比較する位相比較手段と、前記位相比較手段出力を所
定の信号帯域に帯域制限して前記制御信号を生じるルー
プフィルタ手段とを上記位相同期回路内にさらに含む。
上記位相変調器からの位相変調信号（被変調信号）が、
上記位相同期回路内蔵の位相比較器への比較信号，また
は比較信号源になる。上記位相比較器からの誤差信号は
所定の信号帯域を有するループフィルタに供給され、こ
のループフィルタは上記制御信号を出力する。なお、こ
の装置では、上記電圧制御発振器と位相同期回路とで構
成される位相同期ループのループバンド（主として上記
ループフィルタの帯域で決定される）を上記変調信号の
信号帯域より十分広くするので、位相雑音の多い電圧制
御発振器を用いても、この電圧制御発振器に起因する出
力信号の位相雑音を十分抑圧できる。

【０００８】この発明の無線送信装置は、周波数ホッピ
ング信号を供給するＤＤＳと、この周波数ホッピング信
号に位相同期した上記基準信号を生じる第２の位相同期
発振器とをさらに含んでもよい。この第２の位相同期発
振器の位相同期ループバンドを十分狭くすると、ＤＤＳ
の高速周波数ホッピング性を保ちながら、この周波数ホ
ッピング信号に生じ勝ちなスプリアス信号を除去でき
る。

【０００９】

【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。

【００１０】図１は本発明の第１の実施例のブロック図
である。

【００１１】この無線送信装置は、周波数データ入力端
子１０１からの周波数データＳ１とクロック入力端子１
０２からの基準クロックＳ２とに応答してＶＨＦ帯の周
波数ホッピング信号Ｓ３を生じるＤＤＳ１と、この周波
数ホッピング信号Ｓ３に位相同期した基準信号Ｓ４を生
じる位相同期発振器２とを備える。位相同期発振器３
が、この基準信号Ｓ４と変調端子１０４からの変調信号
Ｓ６とに応答し、基準信号Ｓ４に位相同期するとともに
変調信号Ｓ６に対応して位相変調された送信信号Ｓ５を
生じる。

【００１２】ＤＤＳ１内蔵のアキュムレータ１１は、デ
ジタル形式の周波数データＳ１が入力されると、この周
波数データＳ１を基準クロックＳ２の入力ごとに加算
し、この加算結果をＲＯＭ１２のアドレス信号とする。
例えば、周波数データＳ１が“１”であれば、アキュム
レータ１１はアドレス信号を１ずつ加算し、周波数デー
タＳ１が“２”であれば、アキュムレータ１１はアドレ
ス信号を２ずつ加算する。ＲＯＭ１２は、アドレス信号
に対応した周波数の正弦波信号を数値データの形で記憶
しており、アキュムレータ１１からアドレス信号を受け
ると、このアドレス信号に対応した正弦波信号データを
出力する。即ち、周波数データＳ１が“１”であれば、
アキュムレータ１１はＲＯＭ１２の内容を順次読み出
し、ＲＯＭ１２は、最小出力周波数をＦｍｉｎとする
と、ｎ（ｎは整数）×Ｆｍｉｎの正弦波信号データを出
力する。同様に、周波数データＳ１が“２”であれば、
アキュムレータ１１はＲＯＭ１２の内容を１つ飛びに読
み出し、ＲＯＭ１２は２ｎ×Ｆｍｉｎの正弦波信号デー
タを出力する。なお、ＲＯＭ１２から読み出される最大
出力周波数Ｆｍａｘは、基準クロックＳ２のクロック周
波数をＦｋとすると、Ｆｋ／２である。ＲＯＭ１２から
の正弦波信号データは、デジタル／アナログ変換器（Ｄ
／Ａ）１３によってアナログ正弦波信号に変換される。
この正弦波信号は、ＬＰＦ１４によって高調波信号成分
を除去され、周波数ホッピング信号Ｓ３になる。

【００１３】このＤＤＳ１は、小さな周波数ステップで
高速の周波数ホッピングが可能であるとともに位相雑音
が小さい周波数ホッピング信号Ｓ３を供給できるという
特徴を備えているが、スプリアス信号成分を形成する特
有の線スペクトラムも発生する。

【００１４】位相同期発振器２は、上述した周波数ホッ
ピング信号Ｓ３のスプリアス信号成分の除去を一つの目
的とする。この位相同期発振器２は、周知の位相同期発
振器と同様に、位相比較器２１が周波数ホッピング信号
Ｓ３と分周器２４からの比較信号を位相比較して誤差信
号を生じる。この誤差信号がループフィルタ２２により
所定の帯域に制限されて制御信号になる。電圧制御発振
器（ＶＣＯ）２３が、この制御信号に応答して上記周波
数ホッピング信号Ｓ３のＭ（Ｍは整数）倍周波数，例え
ばＵＨＦ帯の基準信号Ｓ４を生じる。この基準信号Ｓ４
が、分周器２４によりＭ分周され、上記比較信号にな
る。上記各構成要素からなる位相同期ループのルーブバ
ンドを十分に狭く設定すると、この位相同期発振器２は
周波数ホッピング信号Ｓ３に含まれる上記スプリアス信
号成分を除去することができる。

【００１５】次に、本発明の特徴である位相同期発振器
３の構成および動作を説明する。

【００１６】この位相同期発振器３において、位相比較
器３１が基準信号Ｓ４と比較信号とされる位相変調信号
Ｓ３３との位相比較を行なって誤差信号Ｓ３１を生じ
る。誤差信号Ｓ３１は、ループフィルタ３２により信号
帯域をを所定の帯域に制限され、制御信号Ｓ３２にな
る。電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３は、制御信号Ｓ３２
に応答して基準信号Ｓ４のＮ（Ｎは整数）倍周波数，例
えばマイクロ波帯の送信信号Ｓ５を生じる。なお、この
電圧制御発振器３３は、バイポーラトランジスタまたは
電界効果トランジスタを発振素子とし、制御信号Ｓ３２
をバラクタダイオードに加えて送信信号Ｓ５の周波数を
変化させる。

【００１７】送信信号Ｓ５の一部を分岐して得られた送
信信号Ｓ３５は、分周器３５によりＮ分周されてＮ分周
信号Ｓ３４になる。なお、分周器３５にはプリスケーラ
等を用いる。Ｎ分周信号Ｓ３４は変調器３４に供給され
る。変調器３４は、変調端子１０４からの変調信号Ｓ６
でＮ分周信号Ｓ３４を位相変調し、上記位相変調信号Ｓ
３３を生じる。ここで、この位相同期発振器３は、変調
器３４の付加を除いて周知の位相同期発振器２の構成と
同じ構成である。しかし、この位相同期発振器３は、後
で詳しく説明するとおり、位相比較器３１とループフィ
ルタ３２と電圧制御発振器３３と分周器３５と変調器３
４とからなる位相同期ループのループバンドを変調信号
Ｓ６の信号帯域より十分広くしている。

【００１８】図２は図１の実施例の動作説明のための信
号波形図である。

【００１９】図１および図２を併せ参照すると、変調端
子１０４は、振幅“１”と“−１”の２値をとるデジタ
ル形式の変調信号Ｓ６を受ける。ここで、変調信号Ｓ６
の初期値および定常値は“−１”である。変調器３４
は、分周信号Ｓ３４を２値位相変調し、位相変調信号Ｓ
３３を生じる。なお、分周信号Ｓ３４の位相は、説明の
便宜上、送信信号Ｓ３５（Ｓ５）と同じとしている。分
周信号Ｓ３４（Ｓ５）の初期位相（時刻Ｔ１）はπ位相
であり、位相変調信号Ｓ３３の位相は、変調信号Ｓ６の
振幅にほぼ比例して進み始める。誤差信号Ｓ３１の振幅
は、位相変調信号Ｓ３３の位相に追随する。しかし、制
御信号Ｓ３２は、ループフィルタ３２による帯域制限の
ため、誤差信号Ｓ３１から幾らか遅れた信号になる。電
圧制御発振器３３は制御信号Ｓ３２にほぼ比例した周波
数の送信信号Ｓ５を生じる。従って、送信信号Ｓ５の位
相は、制御信号Ｓ３２をほぼ積分した値になる。この送
信信号Ｓ５が、分周器３５で分周されて分周信号Ｓ３４
になり、変調器３４の搬送波信号として位相負帰還され
る。従って、変調器３４は、位相変調されたＮ分周信号
Ｓ３４をさらに位相変調することになり、図示するとお
り、変調信号Ｓ６の振幅変化時だけ位相変調されるとと
もに変調信号Ｓ６の定常振幅時には一定位相πを保つ位
相変調信号Ｓ３３を生じる。そして、この位相同期発振
器３は、変調信号Ｓ６の振幅にほぼ対応して０−π位相
変調された送信信号Ｓ５を生じる。

【００２０】図１の位相同期発振器３において、送信信
号Ｓ５の立ち上り時間Ｔｒ２は、上記位相同期ループの
ループバンド（図２には、ループフィルタ３２がループ
バンドを決定しているように図示している）により決定
され、一般に変調信号Ｓ６の立ち上がり時間Ｔｒ１より
長くなる。また、変調器３４の位相変調度は、送信信号
Ｓ５の所要位相変調度、位相比較器３１，ループフィル
タ３２および電圧制御発振器３３の位相・振幅感度、分
周器３５の分周比Ｎ等の値を勘案して適切に定める。

【００２１】図３は図１の実施例における位相同期ルー
プの伝達関数を示すブロック図である。

【００２２】図３を参照すると、位相同期発振器３にお
ける位相同期ループの伝達関数がラプラス変換式で表わ
されている。即ち、この位相同期ループ伝達関数は、基
準信号Ｓ４の位相θ_iおよび送信信号Ｓ３５の位相θ_o
を含む（１）式で表わされる。

【００２３】（θ_i−θ_o／Ｎ）Ｋｐ・Ｆ（ｓ）・Ｋｖ．／ｓ＝θ_o…（１）Ｋｐ，Ｆ（ｓ），Ｋｖ／ｓおよび１／Ｎは、それぞれ位
相比較器３１，ループフィルタ３２，電圧制御発振器３
３および分周器３５の伝達関数である。なお、変調器３
４はこの位相同期ループの位相負帰還に寄与しないので
伝達関数の表示を省いている。

【００２４】この位相同期ループの一巡伝達関数Ｇ
（ｓ）は（２）式で表わされる。

【００２５】Ｇ（ｓ）＝Ｋｐ・Ｆ（ｓ）・Ｋｖ．／（ｓ・Ｎ）…（２）基準信号Ｓ４の位相θ_iに対する送信信号Ｓ３５の位相
θ_o，即ち基準信号Ｓ４に対する送信信号Ｓ３５の伝達
関数が、一巡伝達関数Ｇ（ｓ）を用いて（３）式で表わ
される。

【００２６】 θ_o／θ_i＝Ｎ・Ｇ（ｓ）／｛１＋Ｇ（ｓ）｝…（３）また、位相同期ループがあるときの電圧制御発振器３３
の出力位相の伝達関数は（４）式で表わされる。

【００２７】 θ_o／Ｎ・Ｇ（ｓ）＝θ_i／｛１＋Ｇ（ｓ）｝…（４）従って、基準信号Ｓ４の位相θ_iに対する電圧制御発振
器３３の出力位相θ_o／Ｎ・Ｇ（ｓ）は（５）式で表わ
される。

【００２８】 θ_o／｛Ｎ・Ｇ（ｓ）・θ_i｝＝１／｛１＋Ｇ（ｓ）｝…（５）図４は図３の位相同期ループの伝達関数を示すボーデ線
図である。

【００２９】図４を参照すると、上記（３）式および
（５）式をボーデ線図に示している。この図では、ルー
プフィルタ３２の伝達関数Ｆ（ｓ）を完全２次関数、分
周器３５の分周数Ｎを１としている。図から分るとお
り、（３）式の示す基準信号Ｓ４に対する送信信号Ｓ３
５の伝達関数θ_o／θ_iは低域通過ろ波器として動作
し、（５）式の示す電圧制御発振器３３の出力位相の伝
達関数θ_o／｛Ｎ・Ｇ（ｓ）・θ_i｝は高域通過ろ波器
として動作する。これら各ろ波器のループバンドを上記
各ろ波器のカットオフ周波数で正規化して示している。
この位相同期発振器３は、位相同期ループバンドのカッ
トオフ周波数（正規化周波数１）より低い信号周波数成
分を持つ変調信号Ｓ６（または、位相変調信号Ｓ３３）
には十分に追随する。また、この位相同期発振器３は、
電圧制御発振器３３に起因する出力信号Ｓ５の位相雑音
をカットオフ周波数より低い周波数領域において４０ｄ
Ｂ／ｄｅｃで圧縮する。従って、送信信号Ｓ５の変調信
号Ｓ６成分が上記ループバンド内にキャリアオフセット
されていると、送信信号Ｓ５の位相雑音がキャリアオフ
セット周波数における上記高域通過ろ波器の利得分だけ
改善される。

【００３０】上述のとおり、図１の無線送信装置は、広
帯域ループバンドを有する位相同期発振器３の位相同期
ループ内に位相変調器３４を設けるので、装置を大型化
する周波数混合回路および帯域通過ろ波器を必要とせ
ず、従って装置規模を小型化できる。また、この無線送
信装置は、位相同期発振器３の広帯域ループバンドの効
果により、電圧制御発振器３３に起因する位相雑音を軽
減した送信信号Ｓ５を得ることができる。

【００３１】なお、この無線送信装置は、基準信号Ｓ４
をＤＤＳ１を源発振器とする信号源から得ているが、こ
の基準信号Ｓ４を別のアナログあるいはデジタル発振器
から得てよいことはいうまでもない。

【００３２】図５は図１の実施例に使用した変調器３４
の動作説明図であり、ａ図はブロック図、ｂ図は位相ダ
イアグラムを示している。

【００３３】この変調器３４（図５（ａ）参照）は、分
周信号Ｓ３４を９０°ハイブリッド回路３８４によって
搬送波信号Ｓ３８３とこの搬送波信号Ｓ３８３から９０
°だけ位相遅れの搬送波信号Ｓ３８４とに分岐する。搬
送波信号Ｓ３８３と変調端子１０４ｂからのデジタル信
号Ｓ６ｂとが変調器（ＭＯＤ）３８２で乗算されて乗算
信号Ｓ３８１を生じ、搬送波信号Ｓ３８４と変調端子１
０４ａからのデジタル信号Ｓ６ａとが変調器（ＭＯＤ）
３８３で乗算されて乗算信号Ｓ３８２を生じる。なお、
変調端子１０４ａおよび１０４ｂと変調信号Ｓ６ａおよ
びＳ６ｂは、それぞれ図１の変調端子１０４と変調信号
Ｓ６に対応する。また、これら変調器３８２および３８
３は、リング変調器等による０−π位相変調器であり、
変調信号Ｓ６ａとＳ６ｂの信号値がともに“１”のとき
π位相、信号値がともに“−１”のとき０位相をとる。
乗算信号Ｓ３８１とＳ３８２とが合成器３８１によって
同相合成され、この変調器３４は分周信号Ｓ３４を変調
信号Ｓ６ａおよびＳ６ｂで位相変調した位相変調信号
（被変調信号）Ｓ３３を生じる。

【００３４】変調器３４は４相位相変調器として用いて
もよい。即ち、４相位相変調器のときには、変調信号Ｓ
６ａおよびＳ６ｂを“１”と“−１”の４通りの組合わ
せにし、０，π／２，πおよび３π／２の４通りの位相
偏移を有する位相変調信号Ｓ３３を得る。すると、図１
の位相同期発振器３は４相位相変調された送信信号Ｓ５
を生じる。

【００３５】図６は本発明の第２の実施例のブロック図
である。

【００３６】この無線送信装置は、図１の実施例と同じ
周波数ホッピング信号Ｓ３を生じるＤＤＳ１と、この周
波数ホッピング信号Ｓ３から基準信号Ｓ４を生じる位相
同期発振器２とを備える。基準信号Ｓ４は位相同期発振
器３ａに供給される。この位相同期発振器３ａは、図１
の位相同期発振器３と同様に、基準信号Ｓ４と変調端子
１０４からの変調信号Ｓ６とに応答し、基準信号Ｓ４に
位相同期するとともに変調信号Ｓ６で位相変調された送
信信号Ｓ５を送信端子１０３に生じる。

【００３７】しかし、この位相同期発振器３ａは、ま
ず、基準信号Ｓ４を分周器６１によりＰ（Ｐは整数）分
周してＰ分周信号Ｓ６１を生じ、このＰ分周信号Ｓ６１
を新たな基準信号にする。従って、電圧制御発振器３３
ａは、Ｐ分周信号Ｓ６１をＮ×Ｐ（＝Ｑ）逓倍した周波
数の送信信号Ｓ５を生じる。電圧制御発振器３３ａから
の送信信号Ｓ６４は、分周器６２によりＲ（Ｒは整数）
分周され、変調器３４ａの搬送波信号として適切な周波
数のＲ分周信号Ｓ６６にされる。変調器３４ａは、変調
信号Ｓ６でＲ分周信号を位相変調し、位相変調信号Ｓ６
７を生じる。この位相変調信号Ｓ６７は、さらに分周器
６３でＳ（Ｓ＝Ｑ／Ｒ）分周され、Ｓ分周信号Ｓ６５に
なる。このＳ分周信号Ｓ６５とＰ分周信号Ｓ６１とが、
位相比較器３１ａによって位相比較され、誤差信号Ｓ６
１を生じる。この誤差信号Ｓ６２は、ループフィルタ３
２ａにより帯域制限されて、電圧制御発振器３３ａを制
御する制御信号Ｓ６３を生じる。この位相同期発振器３
ａは、図１の位相同期発振器３とほぼ同じ位相同期動作
を行う。

【００３８】図６の無線送信装置では、ＵＨＦ帯の基準
信号Ｓ４を自動車電話装置等に使用される安価な位相同
期発振器２によって得る。また、位相同期発振器３ａ
は、基準信号Ｓ４を分周器６１でＰ分周し、安価で性能
のよい位相比較器３１ａが得られるＶＨＦ帯で基準信号
（Ｐ分周信号Ｓ６１）と比較信号（Ｓ分周信号Ｓ６５）
との位相比較を行なっている。従って、この無線送信装
置は、性能がよく安価に構成できるという利点がある。

【００３９】図７は本発明の第３の実施例のブロック図
である。

【００４０】この無線送信装置は、上記二つの実施例と
同様に、ＤＤＳ１と位相同期発振器２とを備える。ま
た、位相同期発振器３ｂも、位相同期発振器２からの基
準信号Ｓ４と変調端子１０４からの変調信号Ｓ６とに応
答し、基準信号Ｓ４に位相同期するとともに変調信号Ｓ
６で位相変調された送信信号Ｓ５を送信端子１０３に生
じる。

【００４１】位相同期発振器３ｂは、位相同期発振器３
ａに用いられた分周器６１，位相比較器３１ａ，ループ
フィルタ３２ａおよび電圧制御発振器３３ａを上述と同
じ目的で使用する。しかし、この位相同期発振器３ｂ
は、変調器３４ｂへの（搬送波）信号Ｓ７２を送信信号
Ｓ５（Ｓ６４）と基準信号Ｓ４の周波数逓倍信号Ｓ７１
との周波数混合によって得る。即ち、ダイオード逓倍器
等を用いる逓倍器７１が基準信号Ｓ４をＴ（Ｔは整数）
逓倍して周波数逓倍信号Ｓ７１を生じ、この逓倍信号Ｓ
７１と送信信号Ｓ６４とがダイオードミキサ等を用いる
ミキサ７２によって周波数混合される。ミキサ７２は基
準信号Ｓ４の（Ｑ／Ｐ−Ｔ）倍の周波数差信号Ｓ７２を
生じ、この信号Ｓ７２が変調器３４ｂの搬送波信号にな
る。

【００４２】変調器３４ｂは、変調端子１０４からの変
調信号Ｓ６で周波数差信号Ｓ７２を位相変調し、位相変
調信号Ｓ７３を生じる。分周器７３は、この位相変調信
号Ｓ７３をＷ（Ｗ＝（Ｑ／Ｐ−Ｔ））分周し、Ｗ分周信
号Ｓ６５ａを生じる。このＷ分周信号Ｓ７１の周波数
は、Ｐ分周信号Ｓ６１と同じ周波数である。位相比較器
３１ａは、Ｗ分周信号Ｓ７１とＰ分周信号Ｓ６１の位相
比較を行う。この位相同期発振器３ｂは、図６の実施例
の位相同期発振器３ａとほぼ同じ位相同期動作を行う。

【００４３】なお、位相同期発振器３ｂにおける分周器
６１は省いても差支えない。省いた場合は、分周器６１
の分周数Ｐが１になり、分周器７３の分周数Ｗを（Ｑ−
Ｔ）にする。また、分周器７３も省くことができる。即
ち、分周器７３の分周数Ｗを１にすると、逓倍器７１の
逓倍数Ｔが（Ｑ−１）／Ｐ2 になるからである。

【００４４】図７の無線送信装置における各信号の周波
数を表１に示す。

【００４５】

【表１】

【００４６】ＤＤＳ１は周波数範囲１０９．３７５ＭＨ
ｚないし１１３．２８１２５ＭＨｚの周波数ホッピング
信号Ｓ３を１．５６２５Ｈｚステップで周波数ホッピン
グさせることができる。

【００４７】位相同期発振器２は、この周波数ホッピン
グ信号Ｓ３を８逓倍（Ｍ＝８）した周波数範囲８７５．
０ないし９０６．２５ＭＨｚの基準信号Ｓ４を生じる。
この位相同期発振器２は、カットオフ周波数１ＫＨｚ程
度の位相同期ループバンドを有し、周波数ホッピング信
号Ｓ３の含むスプリアス信号成分を十分抑圧する。基準
信号Ｓ４のレベルは０ｄＢｍ程度である。

【００４８】位相同期発振器３ｂにおいて、分周器６１
の分周比Ｐは８であり、Ｐ分周信号Ｓ６１周波数は周波
数ホッピング信号Ｓ３と同じである。電圧制御発振器３
３ａは、Ｐ分周信号Ｓ６１を１２８逓倍（Ｑ＝１２８）
し、周波数範囲１４，０００ＭＨｚないし１４，５００
ＭＨｚ，周波数ステップ２００Ｈｚの送信信号Ｓ５を出
力できる。送信信号Ｓ５のレベルは、電圧制御発振器３
３ａの発振素子にバイポーラトランジスタを用いると、
２７ｄＢｍ程度が得られる。逓倍器７１は、基準信号Ｓ
４を１５逓倍（Ｔ＝１５）した逓倍信号Ｓ７１を生じ
る。従って、ミクサ７２は、基準信号Ｓ４の（Ｑ／Ｐ−
Ｔ）倍＝（１２８／８−１５）＝１倍，即ち、基準信号
Ｓ４に等しい周波数の周波数差信号Ｓ７２を変調器３４
ｂに供給する。

【００４９】変調信号Ｓ６は３４ｋｂｉｔ／ｓの２値信
号である。位相同期発振器３ｂの位相同期ループは、カ
ットオフ周波数を５００ＫＨｚ程度に設計しており、変
調信号Ｓ６に十分追随する。この変調信号Ｓ６の中心周
波数は、ボーデ線図において、３４ＫＨｚ／５００ＫＨ
ｚ＝０．０７の正規化周波数に位置している。このキャ
リアオフセット周波数では、電圧制御発振器３３ａに起
因する送信信号Ｓ５の位相雑音が約４５ｄＢ改善され
る。

【００５０】図７の無線送信装置の位相同期発振器３ｂ
は、図６の位相同期発振器３ａの分周器６２に代えて、
部品数の少ないミキサ７２および逓倍器７１を使用する
ので、図６の無線送信装置よりさらに安価でしかも小型
に構成できるという利点がある。

【発明の効果】上述のとおり、この発明の無線送信装置
は、基準信号に位相同期するとともに変調信号によって
位相変調された送信信号を第１位相同期発振器内蔵の電
圧制御発振器から送信する。この第１位相同期発振器
は、上記送信信号またはこの送信信号の分周信号を上記
変調信号によって位相変調する変調器を含む。この変調
器からの位相変調信号が位相比較器の比較信号または比
較信号源とされる。この第１位相同期発振器は、上記変
調信号の信号帯域より十分広い位相同期ループバンドを
有するので、この変調信号に十分追随する上記位相変調
信号（送信信号）を生じるのみならず、上記電圧制御発
振器に起因する上記送信信号の位相雑音を抑圧する効果
がある。また、この無線送信装置は、局部発振信号と被
変調信号との周波数混合回路を必要とせず、装置規模を
小型化できるという効果がある。

【００５１】この発明の無線送信装置には、周波数ホッ
ピング信号を供給するＤＤＳと、この周波数ホッピング
信号に位相同期した上記基準信号を生じる第２位相同期
発振器とを付加することができる。第２位相同期発振器
の位相同期ループバンドを十分狭くすると、上記ＤＤＳ
の高速周波数ホッピング性を保ちながら、上記周波数ホ
ッピング信号に生じ勝ちなスプリアス信号を除去できる
効果も生じる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のブロック図である。

【図２】図１の実施例の動作説明のための信号波形図で
ある。

【図３】図１の実施例における位相同期ループの伝達関
数を示すブロック図である。

【図４】図３の位相同期ループの伝達関数を示すボーデ
線図である。

【図５】図１の実施例に使用した変調器３４の動作説明
図であり、ａ図はブロック図、ｂ図は位相ダイアグラム
を示している。

【図６】本発明の第２の実施例のブロック図である。

【図７】本発明の第３の実施例のブロック図である。

【符号の説明】

１ダイレクトデジタル周波数シンセサイザ（ＤＤ
Ｓ）２，３位相同期発振器１１アキュムレータ１２ＲＯＭ１３デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１４低域通過ろ波器２１，３１，３１ａ位相比較器２２，３２，３２ａ，ループフィルタ２３，３３，３３ａ電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４，３５，６１〜６３，７３分周器３４，３４ａ変調器１０１周波数データ入力端子１０２クロック入力端子１０３送信端子１０４，１０４ａ，１０４ｂ変調端子３８１合成器３８２，３８３変調器（ＭＯＤ）３８４９０°ハイブリッド回路（９０°ＨＹＢ）

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/713 H04B 1/04 H04L 27/20

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】基準信号を受ける基準信号入力手段と、
変調信号を受ける変調信号入力手段と、送信信号を出力
する送信信号出力手段と、制御信号に応答して前記基準
信号に位相同期した前記送信信号を生じる電圧制御発振
手段と、前記基準信号と前記変調信号と前記送信信号と
に応答して前記制御信号を生じる位相同期手段とを含
み、前記位相同期手段が、前記送信信号またはこの送信
信号を分周した分周信号のいずれかを前記変調信号で位
相変調して位相変調信号を生じる位相変調手段と、前記
基準信号と前記位相変調信号との位相を比較する位相比
較手段と、前記位相比較手段出力を所定の信号帯域に帯
域制限して前記制御信号を生じるループフィルタ手段と
をさらに含むことを特徴とする無線送信装置。
【請求項２】前記変調信号の信号帯域が、前記電圧制
御発振手段と前記位相同期手段とからなる位相同期ルー
プの第１のループバンドより狭いことを特徴とする請求
項１記載の無線送信装置。
【請求項３】前記電圧制御発振手段が、前記基準信号
のほぼＮ（Ｎは整数）倍周波数の前記送信信号を生じ、
前記位相同期手段が、さらに、前記送信信号をＮ分周し
このＮ分周信号を前記位相変調手段に供給する１／Ｎ分
周手段を含むことを特徴とする請求項１記載の無線送信
装置。
【請求項４】前記電圧制御発振手段が、前記基準信号
のほぼＮ（Ｎは整数）倍周波数の前記送信信号を生じ、前記位相変調手段が、前記送信信号を前記変調信号で位
相変調し、前記位相同期手段が、さらに、前記位相変調信号をＮ分
周してＮ分周信号を生じる１／Ｎ分周手段と、前記基準
信号と前記Ｎ分周信号との位相を比較する位相比較手段
と、前記位相比較手段出力を所定の信号帯域に帯域制限
して前記制御信号を生じるループフィルタ手段とを含む
ことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
【請求項５】前記電圧制御発振手段が、前記基準信号
のほぼＱ（Ｑは整数）倍周波数の前記送信信号を生じ、前記位相同期手段が、さらに、前記送信信号を前記Ｑよ
り小さい数であるＲ（Ｒは整数）で分周しこのＲ分周信
号を前記位相変調手段に供給する１／Ｒ分周手段と、前
記位相変調信号をＳ（Ｓ＝Ｑ／Ｒ）分周してＷ分周信号
を生じる１／Ｓ分周手段と、前記基準信号と前記Ｗ分周
信号との位相を比較する位相比較手段と、前記位相比較
手段出力を所定の信号帯域に帯域制限して前記制御信号
を生じるループフィルタ手段とを含むことを特徴とする
請求項１記載の無線送信装置。
【請求項６】前記位相変調手段が、前記Ｎ分周信号を
第１の搬送波信号と前記第１の搬送波信号より９０°位
相の遅れた第２の搬送波信号とに分岐する信号分配手段
と、前記第１の搬送波信号と第１のデジタル信号とを乗
算して第１の乗算信号を生じる第１の乗算手段と、前記
第２の搬送波信号と第２のデジタル信号とを乗算して第
２の乗算信号を生じる第２の乗算手段と、前記第１の乗
算信号と第２の乗算信号とを同相合成して前記位相変調
信号を生じる信号合成手段とを含むことを特徴とする請
求項３記載の無線送信装置。
【請求項７】前記基準信号をＰ（Ｐは整数）分周しこ
のＰ分周信号を新たな基準信号とする１／Ｐ分周手段を
さらに含むことを特徴とする請求項１記載の無線送信装
置。
【請求項８】前記基準信号をＰ分周しこのＰ分周信号
を新たな基準信号とする１／Ｐ分周手段をさらに含むこ
とを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
【請求項９】基準信号を受ける基準信号入力手段と、
変調信号を受ける変調信号入力手段と、送信信号を出力
する送信信号出力手段と、前記基準信号をＰ分周してＰ
分周信号を生じる１／Ｐ分周手段と、前記基準信号をＴ
（Ｔは整数）逓倍してＴ逓倍信号を生じるＴ逓倍手段
と、制御信号に応答して前記Ｐ分周信号に位相同期した
ほぼＱ（Ｑは整数）倍周波数の前記送信信号を生じる電
圧制御発振手段と、前記送信信号と前記Ｔ逓倍信号とを
周波数混合して差周波数信号を生じる周波数混合手段
と、前記差周波数信号を前記変調信号で位相変調して位
相変調信号を生じる位相変調手段と、前記位相変調信号
をＷ（Ｗ＝（Ｑ／Ｐ−Ｔ）・Ｐ）分周してＷ分周信号を
生じる１／Ｗ分周手段と、前記基準信号と前記Ｗ分周信
号との位相を比較する位相比較手段と、前記位相比較手
段出力を所定の信号帯域に帯域制限して前記制御信号を
生じるループフィルタ手段とを含むことを特徴とする無
線送信装置。
【請求項１０】前記差周波数信号と前記基準信号の周
波数が等しいことを特徴とする請求項９記載の無線送信
装置。
【請求項１１】前記変調信号の信号帯域が、前記電圧
制御発振手段と前記周波数混合手段と前記位相変調手段
と前記１／Ｗ分周手段と前記位相比較手段と前記ループ
フィルタ手段とからなる位相同期ループの第１のループ
バンドより狭いことを特徴とする請求項９記載の無線送
信装置。
【請求項１２】前記位相変調手段が、前記差周波数信
号を第１の搬送波信号と前記第１の搬送波信号より９０
°位相の遅れた第２の搬送波信号とに分岐する信号分配
手段と、前記第１の搬送波信号と第１のデジタル信号と
を乗算して第１の乗算信号を生じる第１の乗算手段と、
前記第２の搬送波信号と第２のデジタル信号とを乗算し
て第２の乗算信号を生じる第２の乗算手段と、前記第１
の乗算信号と第２の乗算信号とを同相合成して前記位相
変調信号を生じる信号合成手段とを含むことを特徴とす
る請求項１１記載の無線送信装置。
【請求項１３】周波数データに応答して出力信号の周
波数をホッピングさせるダイレクトデジタル周波数シン
セサイザと、前記第１の位相同期ループバンドより狭い
第２の位相同期ループバンドを有し前記出力信号を供給
されて前記基準信号を生じる位相同期発振手段と、請求
項２記載の無線送信装置とを含むことを特徴とする無線
送信装置。
【請求項１４】周波数データに応答して出力信号の周
波数をホッピングさせるダイレクトデジタル周波数シン
セサイザと、前記第１の位相同期ループバンドより狭い
第２の位相同期ループバンドを有し前記出力信号を供給
されて前記基準信号を生じる位相同期発振手段と、請求
項１記載の無線送信装置とを含むことを特徴とする無線
送信装置。