JPS6393241A - 移動子局の無線デ−タ受信システム - Google Patents
移動子局の無線デ−タ受信システムInfo
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- JPS6393241A JPS6393241A JP61239743A JP23974386A JPS6393241A JP S6393241 A JPS6393241 A JP S6393241A JP 61239743 A JP61239743 A JP 61239743A JP 23974386 A JP23974386 A JP 23974386A JP S6393241 A JPS6393241 A JP S6393241A
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- WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N Lithium Chemical compound [Li] WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は自動車などの移動物体に搭載され電池を電源と
する子局が親局から微弱電波の信号を受信するシステム
に関スる。 なお以下各図において同一の符号は同一または相当部分
を示す。また論理もしくはレベル“旧ｇｈ”。 “Ｌｏｗ’″は単に１１ ＨＩＴ 、 １１１． ＩＴ
と記すこととする。
する子局が親局から微弱電波の信号を受信するシステム
に関スる。 なお以下各図において同一の符号は同一または相当部分
を示す。また論理もしくはレベル“旧ｇｈ”。 “Ｌｏｗ’″は単に１１ ＨＩＴ 、 １１１． ＩＴ
と記すこととする。
この種のシステムにおいては、特に子局の電源となる電
池の寿命が、例えば５〜ｌＯ年といった長寿命であるこ
とが要求されており、従って子局における電池の消費電
流を極力低く抑えることが必要となる。 例えば子局に電源として２００ｍＡＨのコイン型のリチ
ウム電池を組込んで１０年間の動作を保証しようとする
と、この１０年間の総時間数は、２４ＨＸ３６５日×１
０年−８７．６００ Ｈとなる。そこでこの間連続通電
するものとすると電池の平均の供給可能電流は、 ２００ｍ Ａ Ｈ／ ８７．６００ Ｈ＝ ２．３μＡ
となる。しかしこの電流値は親局からの呼出信号を検知
するための回路の電流ばかりでなく、親局からの送信デ
ータを高速に受信するための回路の電流をも含んだ値で
ある。従って前記の呼出信号検知回路で消費できる電流
値は前記の２．３μへの１／２以下、即ち約１μＡ以下
というような微小値となる。 ところで、一般に、受信増巾器の消費電流とそのゲイン
（従って該増巾器の受信検知下限電圧）とは相関（従っ
て逆相関）の関係にあり、消費電流を大きくすれば、よ
り小さな受信電圧を検知する（つまり該電圧を増幅して
一定レベル以上かどうかの判断をする）ことができる。 また逆に受信電圧が充分大きければ、増巾回路は不要と
なり、当然受信回路の消費電流は少なくて済むことにな
る。 一般産業用の目的でこの種の交信に利用できる電波は法
律上の制約から一般に微弱なものとなり、この微弱電波
を増巾できる高ゲインの受信増巾器の消費電流は前記の
説明のように大きなものとなるので、電池の長寿命化に
逆行するという問題点がある。 一方、受信回路にＬＣ共振回路を使って微弱電波の信号
を受信し、ＬＣ共振特性を利用して、入力検知電圧をＱ
倍（例えば２００〜３００倍、ただしこのＱはＬＣ共振
回路の共振の尖鋭度を表す値でＱ＝ω・Ｌ／Ｒで与えら
れる。なおω：共振角周波数、Ｒ：ＬＣ回路内直列抵抗
である。）にすることにより、前記の高ゲイン増巾器を
不要とし子局の呼出信号検知回路の消費電流を減する方
法が考えられる。 しかしこの方法にも次のような問題点がある。 即ち、ＬＣ共振回路のＱが高いということはこの回路へ
の受信電波に基づく入力電圧（これはＲ・■（ただし■
：共振回路内電流）に比例する。）が微小であるにもか
かわらず、比較的大きな共振電流Ｉが流れて、例えばＬ
の両端にはω・Ｌ−１（Ｃの両端にはＩ／ω・Ｃ）とい
う大きな検知電圧Ｖを得るということであり、この状態
ではＬとＣとの間にＬ・Ｉ”／２＝Ｃ−Ｖ２／２という
比較的大きなエネルギが、相互に授受されている。 このようにＬＣ回路内にエネルギが蓄積される迄には、
当然それだけの励振時間、つまりＱに比例した時間長の
受信電波の入力が、受信電波の到来検出以前に必要とな
る。 つまりＱの高いＬＣ共振回路から有効な検出電圧を得る
には大きな時間遅れを伴い、従ってそのままでは親、子
局間の交信速度を高めることができないという問題点が
ある。 ちなみに親局のアンテナからの距離５０ｃｍ付近を１０
〜２０ＫＭ／Ｈで移動する子局と親局とが有効な交信を
行うためには、ビットレートを数Ｋ ｂｐｓとして１回
分の交信を０．１〜０．２秒以内に終る必要があるが、
このような交信速度を可能とするには前記の時間遅れを
少なくするためＱ値を３０〜５０といった低い値にしな
ければならず、従ってゲインの高い増巾器を併用する必
要があり、前記のように呼出信号検知回路の消費電流を
滅じたいことと逆行する。
池の寿命が、例えば５〜ｌＯ年といった長寿命であるこ
とが要求されており、従って子局における電池の消費電
流を極力低く抑えることが必要となる。 例えば子局に電源として２００ｍＡＨのコイン型のリチ
ウム電池を組込んで１０年間の動作を保証しようとする
と、この１０年間の総時間数は、２４ＨＸ３６５日×１
０年−８７．６００ Ｈとなる。そこでこの間連続通電
するものとすると電池の平均の供給可能電流は、 ２００ｍ Ａ Ｈ／ ８７．６００ Ｈ＝ ２．３μＡ
となる。しかしこの電流値は親局からの呼出信号を検知
するための回路の電流ばかりでなく、親局からの送信デ
ータを高速に受信するための回路の電流をも含んだ値で
ある。従って前記の呼出信号検知回路で消費できる電流
値は前記の２．３μへの１／２以下、即ち約１μＡ以下
というような微小値となる。 ところで、一般に、受信増巾器の消費電流とそのゲイン
（従って該増巾器の受信検知下限電圧）とは相関（従っ
て逆相関）の関係にあり、消費電流を大きくすれば、よ
り小さな受信電圧を検知する（つまり該電圧を増幅して
一定レベル以上かどうかの判断をする）ことができる。 また逆に受信電圧が充分大きければ、増巾回路は不要と
なり、当然受信回路の消費電流は少なくて済むことにな
る。 一般産業用の目的でこの種の交信に利用できる電波は法
律上の制約から一般に微弱なものとなり、この微弱電波
を増巾できる高ゲインの受信増巾器の消費電流は前記の
説明のように大きなものとなるので、電池の長寿命化に
逆行するという問題点がある。 一方、受信回路にＬＣ共振回路を使って微弱電波の信号
を受信し、ＬＣ共振特性を利用して、入力検知電圧をＱ
倍（例えば２００〜３００倍、ただしこのＱはＬＣ共振
回路の共振の尖鋭度を表す値でＱ＝ω・Ｌ／Ｒで与えら
れる。なおω：共振角周波数、Ｒ：ＬＣ回路内直列抵抗
である。）にすることにより、前記の高ゲイン増巾器を
不要とし子局の呼出信号検知回路の消費電流を減する方
法が考えられる。 しかしこの方法にも次のような問題点がある。 即ち、ＬＣ共振回路のＱが高いということはこの回路へ
の受信電波に基づく入力電圧（これはＲ・■（ただし■
：共振回路内電流）に比例する。）が微小であるにもか
かわらず、比較的大きな共振電流Ｉが流れて、例えばＬ
の両端にはω・Ｌ−１（Ｃの両端にはＩ／ω・Ｃ）とい
う大きな検知電圧Ｖを得るということであり、この状態
ではＬとＣとの間にＬ・Ｉ”／２＝Ｃ−Ｖ２／２という
比較的大きなエネルギが、相互に授受されている。 このようにＬＣ回路内にエネルギが蓄積される迄には、
当然それだけの励振時間、つまりＱに比例した時間長の
受信電波の入力が、受信電波の到来検出以前に必要とな
る。 つまりＱの高いＬＣ共振回路から有効な検出電圧を得る
には大きな時間遅れを伴い、従ってそのままでは親、子
局間の交信速度を高めることができないという問題点が
ある。 ちなみに親局のアンテナからの距離５０ｃｍ付近を１０
〜２０ＫＭ／Ｈで移動する子局と親局とが有効な交信を
行うためには、ビットレートを数Ｋ ｂｐｓとして１回
分の交信を０．１〜０．２秒以内に終る必要があるが、
このような交信速度を可能とするには前記の時間遅れを
少なくするためＱ値を３０〜５０といった低い値にしな
ければならず、従ってゲインの高い増巾器を併用する必
要があり、前記のように呼出信号検知回路の消費電流を
滅じたいことと逆行する。
本発明は前記の問題点を解決し、移動する子局の電池の
平均消費電流を少なくでき、かつ子局における親局から
の送信データの受信速度を高め得る無線データ受信シス
テムを提供することを目的とする。
平均消費電流を少なくでき、かつ子局における親局から
の送信データの受信速度を高め得る無線データ受信シス
テムを提供することを目的とする。
本発明の要点は、子局の受信回路にＬＣ共振回路を用い
、子局が親局の呼出信号を待ち受ける常時においては前
記共振回路のＱの値を高い値に、従って併用する増巾器
のゲインを低く保って常時の電池消費電流を減じ、 次に子局が前記呼出信号を検出したときは、一時的に、
前記ＬＣ共振回路に減衰抵抗を挿入接続することによっ
て、前記Ｑの値を低い値に切替え、かつ高ゲインの増巾
器を動作させて子局における親局からの送信データの高
速の受信を可能とし、結果として子局の電池の平均消費
電流を低い値に保ちながら親、子局間の有効な高速交信
を可能とした点にある。 換言すれば本発明の要点は、移動する子局（０２など）
が親局（０１など）から微弱電波の信号を受信するシス
テムにおいて、 前記親局には、所定周波数の搬送信号を用いた所定レベ
ル以上の信号が所定時間以上継続する呼出信号（変調送
信４号８ａにおける呼出データ７ａの部分など）と、該
呼出信号に続き前記搬送信号を送信データを含む信号で
変調してなる変調送信データ信号（変調送信４号８ａに
おける呼出データ７ｂの部分など）とからなる送信電波
（変調送信４号８ａなど）を送信する手段（原送信々号
出力回路７０．送信変調回路８．送信アンテナ９など）
を設け、 前記子局には、 前記周波数に共振するＬＣ共振回路（１など）と、 該共振回路における前記送信電波についての受信々号（
共振回路受信々号１１などのレベルが所定値以上に確立
したことを判別する手段（高電圧検出アンプ４．受信制
御器６など）と、 この判別に基づいて、前記ＬＣ共振回路のＱの値を所定
値以下に低下させるための減衰抵抗（２など）を該ＬＣ
共振回路に挿入接続する手段（抵抗切替ＳＷ３．受信制
御器６など）と、この挿入接続と共に前記ＬＣ共振回路
における前記受信々号を増巾するための手段（高ゲイン
アンプ５など）を（高ゲインアンプ開閉信号１０などを
介して）有効化し前記親局からの前記送信データを読出
す手段（受信制御器６など）と、を設けた点にある。
、子局が親局の呼出信号を待ち受ける常時においては前
記共振回路のＱの値を高い値に、従って併用する増巾器
のゲインを低く保って常時の電池消費電流を減じ、 次に子局が前記呼出信号を検出したときは、一時的に、
前記ＬＣ共振回路に減衰抵抗を挿入接続することによっ
て、前記Ｑの値を低い値に切替え、かつ高ゲインの増巾
器を動作させて子局における親局からの送信データの高
速の受信を可能とし、結果として子局の電池の平均消費
電流を低い値に保ちながら親、子局間の有効な高速交信
を可能とした点にある。 換言すれば本発明の要点は、移動する子局（０２など）
が親局（０１など）から微弱電波の信号を受信するシス
テムにおいて、 前記親局には、所定周波数の搬送信号を用いた所定レベ
ル以上の信号が所定時間以上継続する呼出信号（変調送
信４号８ａにおける呼出データ７ａの部分など）と、該
呼出信号に続き前記搬送信号を送信データを含む信号で
変調してなる変調送信データ信号（変調送信４号８ａに
おける呼出データ７ｂの部分など）とからなる送信電波
（変調送信４号８ａなど）を送信する手段（原送信々号
出力回路７０．送信変調回路８．送信アンテナ９など）
を設け、 前記子局には、 前記周波数に共振するＬＣ共振回路（１など）と、 該共振回路における前記送信電波についての受信々号（
共振回路受信々号１１などのレベルが所定値以上に確立
したことを判別する手段（高電圧検出アンプ４．受信制
御器６など）と、 この判別に基づいて、前記ＬＣ共振回路のＱの値を所定
値以下に低下させるための減衰抵抗（２など）を該ＬＣ
共振回路に挿入接続する手段（抵抗切替ＳＷ３．受信制
御器６など）と、この挿入接続と共に前記ＬＣ共振回路
における前記受信々号を増巾するための手段（高ゲイン
アンプ５など）を（高ゲインアンプ開閉信号１０などを
介して）有効化し前記親局からの前記送信データを読出
す手段（受信制御器６など）と、を設けた点にある。
以下第１図および第２図に基づいて本発明の詳細な説明
する。第１図は本発明システムの一実施例としての要部
構成を示すブロック回路図、第２図は同じく第１図の動
作を説明するための各部信号の波形図である。 次に第２図を参照しつつ第１図の構成と動作を述べる。 第１図において、親局０１の原送信々号出力回路７０か
ら出力された原送信４号７ （第２図（１））は、送信
変調回路８を通して、第２図（２）のように所定周波数
の搬送信号を前記原送信４号７で振巾変調した、変調送
信４号８ａとなり、送信用アンテナ９より電波として放
射される。 なおここで原送信４号７は第２図（１）のように先頭部
のＨ″の部分としての呼出データ７ａと、この呼出デー
タ７ａに続く送信データ７ｂとから構成されており、ま
た呼出データ７ａの長さＴａ（つまり“Ｈ”レベルの継
続時間）は、送信データ７ｂ内の各ビット長Ｔｂより充
分長い値となっている。これは、後述のようにこの時間
Ｔａ内に子局内の高いＱ値を持つＬＣ共振回路の受信々
号のレベルが充分確立するようにするためである。 次に電波となった前記変調送信４号８ａを子局０２の受
信アンテナとなるＬＣ共振回路１で受信した信号として
の共振回路受信々号１１ （ｌｌａ）は第２図（３）の
ような波形になる。この信号１１ａの波形は仮に前記Ｌ
Ｃ共振回路１のＱ値が高い値に維持され続けたものとし
ての波形を示している。 即ち共振回路受信々号１１ａの振幅が徐々に増大して、
ある一定電圧値を越えると高電圧検出アンプ４が入力信
号、つまりＬ（またはＣ）の両端電圧を検知し、その結
果を第２図（４）のように高電圧検知アンプ出力信号４
ａとして子局の受信制御器６に伝える。 制御器６はこの信号４ａを受信すると、高ゲインアンプ
開閉信号１０を高ゲインアンプ５に与えて該アンプ５の
電源をＯＮＬ、アンプ５の動作を有効化すると共に第２
図（４）のような減衰抵抗切替信号１４を抵抗切替スイ
ッチ３ （なおスイッチをＳＷとも略記する）に与えて
減衰抵抗２をＬＣ共振回路のしおよびＣと並列に接続す
る。これによりＬＣ共振回路１のＱ値は低い値に切替え
られる。 なおこの切替以前の状態においては、高ゲインアンプ５
の有効化前の入力インピーダンスは高い値であり、従っ
てその消費電流は少なく、また高電圧検出アンプ４はＣ
ＭＯＳ素子のように消費電流の小さい素子で構成されて
おり、さらにこのアンプ４は低い増巾率のもので足りる
ので、その入力インピーダンスは常時非常に高い値に保
つことができ、結果として常時（つまり子局０２が親局
０１からの呼出信号（呼出データ７ａ）を待受ける状態
）における子局の受信回路の消費電流を微小に保つこと
ができる。 さて前記のように減衰抵抗２がり、Ｃ間に並列に接続さ
れることによりＱ値が低下し、その結果として共振回路
受信々号１１の振幅（ＬＣ共振回路１の両端の電圧）は
第２図（５）の信号１１ｂのように低下した形になる。 一方ＬＣ共振回路１のＱ値の低下によってこの共振回路
の受信々分度化に対する応答は速く （つまり時間遅れ
は少なく）なる。 従ってこの共振回路受信々号１１ｂの波形は、Ｑ値が高
いときの同信号１１ａの波形（第２図（３））に比べ、
原送信々号７中の送信データ７ｂにほぼ忠実に対応した
波形となる。 前記のように共振回路受信々号１１ｂの振幅は小さくな
っても、この時、高ゲインアンプ５は動作状態になって
おり、該アンプ５の出方とじての高ゲインアンプ出力信
号５ａを使用することにより、第２図（６）に示すよう
に、送信側で送信した原送信々号７を復調することがで
きる。高ゲインアンプ出力信号５ａの先頭の長い“Ｈ′
パルスの長さく時間）Ｔａｌは原送信々号７中の呼出デ
ータ７ａの長さく時間）Ｔａと異なるが、これは問題は
ない。即ち受信制御器６ａの入力判断は、高ゲインアン
プ開閉信号１０の出力後、高ゲインアンプ出力信号５ａ
の“Ｈ”を確認した後、始めてこの信号５ａが“Ｌ”に
落ちた時点が送信データ７ｂのスタート時点であると判
断する。 また高ゲインアンプの受信モードの終了は、親局から予
定パルス数の受信を行ったこと、および親局との一定時
間の受信状態が続いたこと、の２つの条件で高ゲインア
ンプ５の電源をＯＦＦすることにより行われ、このよう
にして子局０２は親局０１の呼出待ちの状態になる。 なお子局０２がこの原送信々号７を復調する際には、そ
の受信回路の（主として高ゲインアンプ５の）消費電流
は一時的に増大するが、この期間は常時の呼出信号待ち
の期間に比し充分小さいので、結果としてこの受信回路
の平均消費電流を充分低く保つことができる。
する。第１図は本発明システムの一実施例としての要部
構成を示すブロック回路図、第２図は同じく第１図の動
作を説明するための各部信号の波形図である。 次に第２図を参照しつつ第１図の構成と動作を述べる。 第１図において、親局０１の原送信々号出力回路７０か
ら出力された原送信４号７ （第２図（１））は、送信
変調回路８を通して、第２図（２）のように所定周波数
の搬送信号を前記原送信４号７で振巾変調した、変調送
信４号８ａとなり、送信用アンテナ９より電波として放
射される。 なおここで原送信４号７は第２図（１）のように先頭部
のＨ″の部分としての呼出データ７ａと、この呼出デー
タ７ａに続く送信データ７ｂとから構成されており、ま
た呼出データ７ａの長さＴａ（つまり“Ｈ”レベルの継
続時間）は、送信データ７ｂ内の各ビット長Ｔｂより充
分長い値となっている。これは、後述のようにこの時間
Ｔａ内に子局内の高いＱ値を持つＬＣ共振回路の受信々
号のレベルが充分確立するようにするためである。 次に電波となった前記変調送信４号８ａを子局０２の受
信アンテナとなるＬＣ共振回路１で受信した信号として
の共振回路受信々号１１ （ｌｌａ）は第２図（３）の
ような波形になる。この信号１１ａの波形は仮に前記Ｌ
Ｃ共振回路１のＱ値が高い値に維持され続けたものとし
ての波形を示している。 即ち共振回路受信々号１１ａの振幅が徐々に増大して、
ある一定電圧値を越えると高電圧検出アンプ４が入力信
号、つまりＬ（またはＣ）の両端電圧を検知し、その結
果を第２図（４）のように高電圧検知アンプ出力信号４
ａとして子局の受信制御器６に伝える。 制御器６はこの信号４ａを受信すると、高ゲインアンプ
開閉信号１０を高ゲインアンプ５に与えて該アンプ５の
電源をＯＮＬ、アンプ５の動作を有効化すると共に第２
図（４）のような減衰抵抗切替信号１４を抵抗切替スイ
ッチ３ （なおスイッチをＳＷとも略記する）に与えて
減衰抵抗２をＬＣ共振回路のしおよびＣと並列に接続す
る。これによりＬＣ共振回路１のＱ値は低い値に切替え
られる。 なおこの切替以前の状態においては、高ゲインアンプ５
の有効化前の入力インピーダンスは高い値であり、従っ
てその消費電流は少なく、また高電圧検出アンプ４はＣ
ＭＯＳ素子のように消費電流の小さい素子で構成されて
おり、さらにこのアンプ４は低い増巾率のもので足りる
ので、その入力インピーダンスは常時非常に高い値に保
つことができ、結果として常時（つまり子局０２が親局
０１からの呼出信号（呼出データ７ａ）を待受ける状態
）における子局の受信回路の消費電流を微小に保つこと
ができる。 さて前記のように減衰抵抗２がり、Ｃ間に並列に接続さ
れることによりＱ値が低下し、その結果として共振回路
受信々号１１の振幅（ＬＣ共振回路１の両端の電圧）は
第２図（５）の信号１１ｂのように低下した形になる。 一方ＬＣ共振回路１のＱ値の低下によってこの共振回路
の受信々分度化に対する応答は速く （つまり時間遅れ
は少なく）なる。 従ってこの共振回路受信々号１１ｂの波形は、Ｑ値が高
いときの同信号１１ａの波形（第２図（３））に比べ、
原送信々号７中の送信データ７ｂにほぼ忠実に対応した
波形となる。 前記のように共振回路受信々号１１ｂの振幅は小さくな
っても、この時、高ゲインアンプ５は動作状態になって
おり、該アンプ５の出方とじての高ゲインアンプ出力信
号５ａを使用することにより、第２図（６）に示すよう
に、送信側で送信した原送信々号７を復調することがで
きる。高ゲインアンプ出力信号５ａの先頭の長い“Ｈ′
パルスの長さく時間）Ｔａｌは原送信々号７中の呼出デ
ータ７ａの長さく時間）Ｔａと異なるが、これは問題は
ない。即ち受信制御器６ａの入力判断は、高ゲインアン
プ開閉信号１０の出力後、高ゲインアンプ出力信号５ａ
の“Ｈ”を確認した後、始めてこの信号５ａが“Ｌ”に
落ちた時点が送信データ７ｂのスタート時点であると判
断する。 また高ゲインアンプの受信モードの終了は、親局から予
定パルス数の受信を行ったこと、および親局との一定時
間の受信状態が続いたこと、の２つの条件で高ゲインア
ンプ５の電源をＯＦＦすることにより行われ、このよう
にして子局０２は親局０１の呼出待ちの状態になる。 なお子局０２がこの原送信々号７を復調する際には、そ
の受信回路の（主として高ゲインアンプ５の）消費電流
は一時的に増大するが、この期間は常時の呼出信号待ち
の期間に比し充分小さいので、結果としてこの受信回路
の平均消費電流を充分低く保つことができる。
この発明によれば子局が親局からの呼出信号の検知を、
Ｑの高いＬＣ共振回路の受信々号のレベルを消費電流が
極めて少い高電圧検出アンプを介して検知することによ
って行い、この検知ののちＬＣ共振回路のＱを下げ、消
費電流は多少多いが、ゲインの大きなアンプを通して親
局からの送信データを高速で受信するようにしたので、
常時呼出信号を待っている時の子局の電池消費電流を極
力低く抑えることができ、結果として子局の電池の平均
消費電流を低く保ちながら、子局における親局からの有
効な送信データの受信を高速に行わせることができる。 また子局が親局の呼出信号を検知する際、Ｑの高いＬＣ
共振回路で受信することから、時間をかけてこの呼出信
号を検知するようにしたため親局からの交信要求検知の
誤動作は低く抑え込むことができる。
Ｑの高いＬＣ共振回路の受信々号のレベルを消費電流が
極めて少い高電圧検出アンプを介して検知することによ
って行い、この検知ののちＬＣ共振回路のＱを下げ、消
費電流は多少多いが、ゲインの大きなアンプを通して親
局からの送信データを高速で受信するようにしたので、
常時呼出信号を待っている時の子局の電池消費電流を極
力低く抑えることができ、結果として子局の電池の平均
消費電流を低く保ちながら、子局における親局からの有
効な送信データの受信を高速に行わせることができる。 また子局が親局の呼出信号を検知する際、Ｑの高いＬＣ
共振回路で受信することから、時間をかけてこの呼出信
号を検知するようにしたため親局からの交信要求検知の
誤動作は低く抑え込むことができる。
第１図は本発明システムの一実施例としての要部構成を
示すブロック回路図、第２図は同じく第１図の動作を説
明するための各部信号の波形図である。 ０１：親局、０２：子局、１：ＬＣ共振回路、２：減衰
抵抗、３：抵抗切替ＳＷ、４：高電圧検出アンプ、５：
高ゲインアンプ、６：受信制御器、７０：原送信々号出
力回路、８：送信変調回路、９：送信アンテナ。 −へ Ｃつ νν シ
示すブロック回路図、第２図は同じく第１図の動作を説
明するための各部信号の波形図である。 ０１：親局、０２：子局、１：ＬＣ共振回路、２：減衰
抵抗、３：抵抗切替ＳＷ、４：高電圧検出アンプ、５：
高ゲインアンプ、６：受信制御器、７０：原送信々号出
力回路、８：送信変調回路、９：送信アンテナ。 −へ Ｃつ νν シ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）移動する子局が親局から微弱電波の信号を受信する
システムにおいて、 前記親局には、所定周波数の搬送信号を用いた所定レベ
ル以上の信号が所定時間以上継続する呼出信号と、該呼
出信号に続き前記搬送信号を送信データを含む信号で変
調してなる変調送信データ信号とからなる送信電波を送
信する手段を設け、前記子局には、 前記周波数に共振するＬＣ共振回路と、 該共振回路における前記送信電波についての受信々号の
レベルが所定値以上に確立したことを判別する手段と、 この判別に基づいて、前記ＬＣ共振回路のＱの値を所定
値以下に低下させるための減衰抵抗を該ＬＣ共振回路内
に挿入接続する手段と、 この挿入接続と共に前記ＬＣ共振回路における前記受信
々号を増巾するための手段を有効化し前記親局からの前
記送信データを読出す手段と、を設けたことを特徴とす
る移動子局の無線データ受信システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61239743A JPS6393241A (ja) | 1986-10-08 | 1986-10-08 | 移動子局の無線デ−タ受信システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61239743A JPS6393241A (ja) | 1986-10-08 | 1986-10-08 | 移動子局の無線デ−タ受信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6393241A true JPS6393241A (ja) | 1988-04-23 |
| JPH058899B2 JPH058899B2 (ja) | 1993-02-03 |
Family
ID=17049272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61239743A Granted JPS6393241A (ja) | 1986-10-08 | 1986-10-08 | 移動子局の無線デ−タ受信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6393241A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0258936A (ja) * | 1988-08-25 | 1990-02-28 | Toshiba Corp | 選択呼出受信機 |
| US6959177B1 (en) | 2000-03-28 | 2005-10-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | DSRC car-mounted equipment including sensitivity-increasing means for communication in an electronic toll collection system |
| JP2010519818A (ja) * | 2007-02-15 | 2010-06-03 | メド−エル エレクトロメディジニシェ ゲラテ ゲーエムベーハー | クラスｄおよび振幅偏移キーイングに基づいた誘導電力およびデータの伝送システム |
-
1986
- 1986-10-08 JP JP61239743A patent/JPS6393241A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0258936A (ja) * | 1988-08-25 | 1990-02-28 | Toshiba Corp | 選択呼出受信機 |
| US6959177B1 (en) | 2000-03-28 | 2005-10-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | DSRC car-mounted equipment including sensitivity-increasing means for communication in an electronic toll collection system |
| JP2010519818A (ja) * | 2007-02-15 | 2010-06-03 | メド−エル エレクトロメディジニシェ ゲラテ ゲーエムベーハー | クラスｄおよび振幅偏移キーイングに基づいた誘導電力およびデータの伝送システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH058899B2 (ja) | 1993-02-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |