JPS6392266A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の目的 産業上の利用分野 本発明は、交流電源から各種の電子装置に供給する直流
電力を作成する電源回路に関し、特に倍電圧整流回路と
ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバークを含む電源回路
に関する。

従来の技術 従来、交流電源から各種の電子装置に供給する直流電力
を作成する電源回路として、第３図に示すように、倍電
圧整流回路とハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータと
を組合せたものが知られている。

前段の倍電圧整流回路は、交流入力端子１，２と、ダイ
オードＤｉ、Ｄ２と、コンデンサＣ１゜Ｃ２とで構成さ
れている。後段のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、トランスＴＩと、その−次巻線に一次電圧を供給
するスイッチング・トランジスタＱｌ、Ｑ２と、トラン
スＴ１の二次側巻線と出力端子３．４間に設置されるダ
イオードＤ３．Ｄ４．チョークコイルＬ１及び平滑コン
デンサＣ３から成る平滑回路とから構成されている。

第４図の波形に例示するように、スイッチング・トラン
ジスタＱｌ、Ｑ２に全く同一波形のベース電流１ｂｌ、
Ｉｂ２を供給しても、それぞれの導通時間はコレクタ電
流の波形ＩＣＩ、ＩＣ２で例示するように、スイッチン
グ・トランジスタＱ１、Ｃ２の特性上のばらつきに起因
して、一般には異なったものとなる。また、トランスＴ
１の二次側がダイオードＤ３やＤ４を介してほぼ短絡さ
れた状態となるため、スイッチング・トランジスタＱ１
．Ｑ２が非導通の期間はトランスＴ１の一次側巻線の端
子５．６間の電圧は波形■３によって近似的に示すよう
にほぼＯになる。従って、トランスＴ１のコア内の磁束
ＢＴＩは、スイッチング・トランジスタが導通していな
い期間中はその変化が停止し、一定値を保つ。

この結果、第４図の波形ＢＴＩに例示するように、両ス
イッチング・トランジスタの導通時間の差異に起因する
磁束の偏りが一方向に累積されてゆき、飽和値Ｂ３に接
近する。この飽和値への接近につれてトランスＴ１のイ
ンピーダンスが急激に減少してゆき、一方のスイッチン
グ・トランジスタ（この例ではスイッチング・トランジ
スタＱ２）に過大な電流が流れて破壊するに至る。両ス
イッチング・トランジスタ間で導通時の電圧降下の大き
さがばらついた場合にも同様の事態となる。

このような事態を防止するため、従来の電源回路では第
３図に示すように、トランスＴ１の一次巻線の一方の端
子６と倍電圧整流回路の中点間にコンデンサＣ４を挿入
し、トランスＴ１の一次巻線に加わる矩形パルス電圧の
正、負両側の電圧・時間積の不一致に起因する直流分を
遮断してトランスＴ１のコア内の磁束の飽和を防止して
いる。

発明が解決しようとする問題点 第３図に示した従来の電源回路は、トランスＴ１の一次
巻線に印加される矩形パルス電圧の直流分をコンデンサ
Ｃ４により遮断する構成となっている。このため、直流
遮断の効果を高める必要上コンデンサＣ４の容量値を小
さくほどそのインピーダンスが増大してトランスＴ１に
印加される端子間電圧が減少し、大出力を高効率で得る
ことができなくなるという問題がある。

また、上記直流遮断コンデンサＣ４には負荷に供給する
ための電力パルスが印加される。従って、大出力のＤＣ
−ＤＣコンバータではその静電容量値をある程度大きく
しなければならないが、軽負荷時にはその直流遮断効果
が薄れてしまい、上述したスイッチング・トランジスタ
の破壊が生ずるおそれがある。

発明の構成 問題点を解決するための手段 本発明の電源回路は、ハーフブリッジ形ＤＣ・ＤＣコン
バータ内のトランスに交互に逆極性の一次電圧を供給す
る第１．第２のスイッチング・トランジスタの開閉に同
期してこのトランスの二次側回路を開閉する手段を備え
、第１．第２のスイッチング・トランジスタに一次電流
が流れていない期間中はトランスの二次側を開放するこ
とにより、この間のコア内磁束の時間変化を許容してこ
れをＯレベルにクランプさせ、磁束の飽和を有効に防止
するように構成されている。

以下、本発明の作用を実施例と共に詳細に説明する。

実施例 第１図は本発明の一実施例の電源回路の構成を示す回路
図である。

この電源回路は、前段と後段にそれぞれ倍電圧整流回路
とハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを備えている
。前段の倍電圧整流回路は、交流入力端子１，２、ダイ
オードＤＩ、Ｄ２及びコンデンサＣＩ、Ｃ２を備えてい
る。また、後段のハーフブリフジ形ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、トランスＴ１と、このトランスＴ１の一次巻線に
選択的にかつ交互に逆極性の一次電圧を供給する第１゜
第２のスイッチング・トランスＱｌ、Ｑ２と、トランス
Ｔ１の一方の入力端子５及び前段の倍電圧整流回路の正
、負各端子の間にそれぞれ接続されるダイオードＤ５．
Ｄ６と、トランスＴＩの二次巻線と出力端子３，４間に
設置されチョークコイルＬ１及び平滑コンデンサＣ３か
ら構成される平滑回路とを備えている。

更に、上記ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータは、
第１のスイッチング・トランジスタＱ１のエミッタ端子
とトランスＴ１の一方の入力端子５との間に一次巻線が
接続される第１のカレント・トランスＴ２と、上記トラ
ンスＴＩの一方の入力端子５と第２のスイッチング・ト
ランジスタＱ２のコレクタ端子との間に一次巻線が接続
される第２のカレント・トランスＴ３とを備えている。

第１のカレント・トランスＴ２の出力端子は、トランス
Ｔ１の二次巻線と平滑回路との間に設置された第１の電
界効果トランジスタＱ３のソース端子Ｓとゲート端子０
間に抵抗器Ｒ１を介して接続されている。第２のカレン
ト・トランスＴ３の出力端子は、トランスＴ１の二次巻
線と平滑回路との間に設置された第２の電界効果トラン
ジスタＱ４のソース端子Ｓとゲート端子０間に抵抗器Ｒ
２を介して接続されている。

第１の電界効果トランジスタＱ３は、第１のスイッチン
グ・トランジスタＱ１が導通している期間だけ第１のカ
レント・トランスＴ２によって駆動され、そのソース端
子Ｓとドレイン端り間が導通ずる。同様に、第２の電界
効果トランジスタＱ４は、第２のスイッチング・トラン
ジスタＱ２が導通している期間だけ第２のカレント・ト
ランスＴ３によって駆動され、そのソース端子Ｓとドレ
イン端り間が導通する。

この結果、スイッチング・トランジスタＱｌ。

Ｑ２が導通してない期間中はトランスＴ１の二次側が開
放状態となり、コア内磁束の時間変化に伴う電圧が一次
巻線側に発生し、トランスＴ１の励磁エネルギーがダイ
オードＤ５又はＤ６を通して倍電圧整流回路のコンデン
サＣ１と０２に還流される。また、スイッチング・トラ
ンジスタＱ１とＱ２が非導通の期間中、従って電界効果
トランジスタＱ３とＱ４が非導通の期間中は、チョーク
コイルＬＬの誘導エネルギーはダイオードＤ７を通して
放出されコンデンサＣ３に蓄積される。

第２図は、上記ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ
内の各部の動作を示す波形図である。この波形図には、
スイッチング・トランジスタＱ２の導通時間が何らかの
原因でスイッチング・トランジスタＱ１のそれよりも長
くなった場合の動作が例示されている。

波形ＩｂｌとＩｂ２は、スイッチング・トランジスタＱ
ｌと０２のベース駆動電流であり、位相は互いに１８０
度ずれている。これにより、スイッチング・トランジス
タＱ１．Ｑ２は交互に導通し、トランスＴ１に電力が供
給される。

波形１ｃｌとＩｃ２はそれぞれスイッチング・トランジ
スタＱｌ、Ｑ２のコレクタ電流であり、前述のようにＩ
ｃ２のパルス幅がＩｃｌに比べてやや大きくなっている
。このパルス幅の不揃いは、両スイッチング・トランジ
スタの蓄積時間（ｔｓ）が製造上バラツキつくことに起
因する場合が多い。

このばらつきは、コレクタ電流やベース駆動電流のレベ
ルによっても変化するため、一般には不可避であると考
えられている。

波形Ｖｌ、Ｖ２はカレント・トランスＴ２．Ｔ３の出力
電圧波形であり、スイッチング・トランジスタＱｌ、Ｑ
２のコレクタ電流波形Ｉ　ｃ　ｌ　＋　　１０２のそれ
ぞれと相似なものとなっている。また、波形■３はトラ
ンスＴ１の一次巻線に印加される電圧波形であり、ＢＴ
ＩはトランスＴ１の磁束の波形である。

第２図の波形■３とＢＴＩにおいて、時刻ｔ０からｔｌ
までの期間はトランスＴＩの一次巻線の極性方向にＥｉ
／２の電圧が印加されており、磁束ＢＴ＋は＋側に直線
的に増加する。

次の時刻ｔ１からｔ２までの期間は、スイッチング・ト
ランジスタＱ１と０２のいずれもが導通しておらず、従
って電界効果トランジスタＱ３とＱ４のいずれもが導通
していない。このため、トランスＴ１の二次側が開放状
態になっており、磁束Ｂア、が減少し続けることによっ
てトランスＴ１の一次巻線には−Ｅｉ／２の電圧が発生
し、トランスＴ１の励磁エネルギーがダイオードＤ６を
通してコンデンサＣ２に還流される。

次の時刻ｔ２からｔ３までの期間中は、スイッチング・
トランジスタＱ２の導通に伴いトランスＴ１の一次巻線
に−Ｅｉ／２の電圧が印加され、コア内の磁束Ｂア、は
Ｏを通り越して一側に直線的に増加し続ける。この例で
は、スイッチング・トランジスタＱ２の導通時間がスイ
ッチング・トランジスタＱ１のそれに比べて長いため、
スイッチング・トランジスタＱ２の導通終了時点ｔ３に
おけるコア内の磁束Ｅ３ｔ＋は時刻ｔ０におけるよりも
一側に増加している。

次の時刻ｔ３からｔ４までの期間には、スイッチングト
ランジスタＱｌ、Ｑ２も電界効果トランジスタＱ３．Ｑ
４も非導通状態となりトランスＴ１の二次側は開放状態
になる。このため、コア内の磁束Ｂ□はＯに向けて直線
的に減少し続け、トランスＴ１の一次巻線にはＥｉ／２
の電圧が発生し、トランスＴＩの励磁エネルギーがダイ
オードＤ５を通してコンデンサＣ１に還流される。

次の時刻ｔ４からｔ、までの期間中は、前述した時刻ｔ
０から１．までの期間中と同様に、スイッチング・トラ
ンジスタＱ１の導通に伴いトランスＴＩの一次巻線にＥ
ｉ／２の電圧が印加され、コア内の磁束ＢＴＩはＯを通
り越し、子方向に直線的に増加し続ける。しかしながら
、前述のように時刻ｔ３における磁束が時刻ｔ０におけ
るよりも一側に増加しているため、スイッチング・トラ
ンジスタＱ１の導通の終了時点ｔ、におけるコア内の磁
束Ｂ？ｌのピーク値は時刻１．におけるものより小さく
なる。

続く時刻ｔ、からｔ、までの期間中は、スイッチング・
トランジスタＱｌ、Ｑ２も電界効果トランジスタＱ３．
Ｑ４も導通しておらず、コア内の磁束ＢＴ＋が上述のピ
ーク値から降下し続け、励磁エネルギーがダイオードＤ
６を通してコンデンサＣ２に還流され続ける。この結果
、時刻も、の手前の時刻ｔ６においてトランスＴ１の磁
束Ｂ？Ｉが０に、−次巻線の端子間電圧が０に、かつダ
イオードＤ６が非導通になり、以後時刻ｔ７までこの状
態が保たれる。

次の時刻ｔ７からｔ８までの期間にわたってスイッチン
グ・トランジスタＱ２が導通し、トランスＴ１の一次巻
線に−Ｅｉ／２の電圧が印加される。これに伴い、トラ
ンスＴ１の磁束Ｂｔ＋は０から一側に直線的に増加し始
めるが、この−側への増加がＯレベルから開始されるた
め一側のピーク値が累積的に増加する現象は生じない。

従って、コアが＋、−の片側に最大（Ｅｉ／２）×（ス
イッチング・トランジスタの１回の導通時間）の条件で
励磁されても飽和することのないようにトランスＴ１を
設計しさえすれば、コアの飽和に伴うスイッチング・ト
ランジスタの破壊を完全に防止できる。

発明の効果 以上詳細に説明したように、本発明の電源回路はハーフ
ブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一次側の
スイッチング・トランジスタの開閉と同時に二次側巻線
と整流回路との間を開閉する構成であるから、−次側の
スイッチング・トランジスタの非導通期間中にトランス
のコア内の磁束が毎回０にクランプされ、磁束の飽和に
伴うスイッチング・トランジスタの破壊などが有効に防
止されるという効果が奏される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の電源回路の構成を示す回路
図、第２図は第１図の回路の動作を例示するための波形
図、第３図は従来の電源回路の構成を示す回路図、第４
図は第３図の従来回路の動作を例示するための波形図で
ある。 ＤＩ、Ｄ２．Ｄ５乃至ＤＩ・・・ダイオード、Ｃ１乃至
Ｃ３・・・コンデンサ、Ｑｌ、Ｃ２・・・第１．第２の
スイッチング・トランジスタ、Ｃ３、Ｃ４・・・第１．
第２の電界効果トランジスタ、Ｔ１・・・トランス、Ｔ
Ｉ、Ｔ２・・・第１゜第２のカレント・トランス、Ｌｌ
・・・チョークコイル。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）前段に倍電圧整流回路を備えると共に後段にハー
   フブリッジ形ＤＣ・ＤＣコンバータを備えた電源回路で
   あって、 前記ハーフブリッジ形ＤＣ・ＤＣコンバータ内のトラン
   スに交互に逆極性の一次電圧を供給する第１、第２のス
   イッチング・トランジスタの開閉に同期してこのトラン
   スの二次側回路を開閉する手段を備えたことを特徴とす
   る電源回路。
2. （２）前記トランスの二次側回路を開閉する手段は、前
   記第１、第２のスイッチング・トランジスタのそれぞれ
   を流れるトランスの一次電流値に比例する電圧を発生さ
   せる第１、第２の電圧発生手段と、この第１、第２の電
   圧発生手段で発生された電圧によって導通され、前記第
   １、第２のスイッチング・トランジスタに前記トランス
   の一次電流が流れている期間だけこのトランスの二次巻
   線を後段の平滑回路に選択的に接続する第１の、第２の
   開閉素子とを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載の電源回路。
3. （３）前記第１、第２の電圧発生手段は前記第１、第２
   のスイッチング・トランジスタと前記トランスの一次巻
   線の一方の端子との間に一次巻線が接続される第１、第
   ２のカレント・トランスであり、前記第１、第２の開閉
   素子はこれら第１、第２のカレント・トランスの出力電
   圧をゲート端子とソース端子との間に受ける第１、第２
   の電界効果トランジスタであることを特徴とする特許請
   求の範囲第２項記載の電源回路。