JPS6392264A - Ｄｃ・ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の目的 産業上の利用分野 本発明は、各種電子装置の直流電源として利用されるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに関し、特にプッシュプル形ＤＣ−
ＤＣコンバータに関するものである。

従来の技術 各種電子装置の直流電源として利用されるＤＣ・ＤＣコ
ンバータの一つとして、第３図に示すようなプッシュプ
ル形のものが知られている。

このプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス
Ｔ１と、入力端子１．２間に供給される直流電圧Ｅｉの
極性を交番させつつトランスＴの一次巻線に印加する第
１．第２のスイッチング・トランジスタＱ１．Ｑ２と、
トランスＴの二次側巻線と出力端子３．４間に設置され
るダイオードＤ３．Ｄ４．チョークコイルＬ１及びコン
デンサＣ２から成る平滑回路とから構成されている。

発明が解決しようとする問題点 上記第３図のプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータでは
、第４図の波形に例示するように、スイッチング・トラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２に全く同一波形のベース電流Ｉｂｌ
、Ｉｂ２を供給しても、それぞれの導通時間はコレクタ
電流の波形Ｉｃｌ。

Ｉｃ２で例示するように、スイッチング・トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２の特性上のばらつきに起因して、一般には異
なったものとなる。また、トランスＴの二次側がダイオ
ードＤ３やＤ４を介して低インピーダンスの状態となる
ため、スイッチング・トランジスタＱｌ、Ｑ２が非導通
の期間はトランスＴの一次側巻線の端子５．６間の電圧
は波形■３によって示すようにほぼ０になる。従って、
トランスＴ１のコア内の磁束Ｂｙ＋は、スイッチング・
トランジスタが導通していない期間中はその変化が停止
し、一定値を保つ。

この結果、第４図の波形Ｂア、に例示するように、両ス
イッチング・トランジスタの導通時間の差異に起因する
磁束の偏りが一方向に累積されてゆき、飽和値Ｂ３に接
近する。この飽和値への接近比つれてトランスＴのイン
ピーダンスが急激に減少してゆき、一方のスイッチング
・トランジスタ（この例ではスイッチング・トランジス
タＱ２）に過大な電流が流れて破壊するという問題があ
る。

両スイッチング・トランジスタ間で導通時の電圧降下の
大きさがばらついた場合にも同様の問題が生ずる。

発明の構成 問題点を解決するための手段 本発明のプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータは、トラ
ンスに交互に逆極性の一次電圧を供給する第１．第２の
スイッチング・トランジスタの開閉に同期してこのトラ
ンスの二次側回路を開閉する手段を備え、第１．第２の
スイッチング・トランジスタに一次電流が流れていない
期間中はトランスの二次側を開放することによりコア内
磁束の時間変化を許容してこれを０レベルにクランプさ
せ、磁束の飽和を有効に防止するように構成されている
。

以下、本発明の作用を実施例と共に詳細に説明する。

実施例 第１図は、本発明の一実施例のプッシュプル形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの構成を示す回路図である。

このプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス
Ｔ１と、入力端子１，２間に供給される直流電圧Ｅｉを
交互に逆極性でトランスＴ１の一次巻線に印加する第１
．第２のスイッチング・トランジスタＱ１．Ｑ２と、ト
ランスＴ１の一次巻線の両端と負側入力端子２との間に
接続されるダイオードＤＩ、Ｄ２と、トランスＴ１の二
次側巻線と出力端子３．４間に設置されるチョークコイ
ルＬｌ及びコンデンサＣ２から成る平滑回路とを備えて
いる。

更に、このプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータは、第
１のスイッチング・トランジスタＱ１のコレクタ端子と
トランスＴ１の入力端子５との間に一次巻線が接続され
る第１のカレント・トランスＴ２と、上記トランスＴＩ
の入力端子６と第２のスイッチング・トランジスタＱ２
のコレクタ端子との間に一次巻線が接続される第２のカ
レント・トランスＴ３とを備えている。第１のカレント
・トランスＴ２の出力端子は、トランスＴ１の二次巻線
と平滑回路との間に設置された第１の電界効果トランジ
スタＱ３のソース端子Ｓとゲート端子０間に抵抗器Ｒ１
を介して接続されている。第２のカレント・トランスＴ
３の出力端子は、トランスＴ１の二次巻線と平滑回路と
の間に設置された第２の電界効果トランジスタＱ４のソ
ース端子Ｓとゲート端子０間に抵抗器Ｒ２を介して接続
されている。

第１の電界効果トランジスタＱ３は、第１のスイッチン
グ・トランジスタＱ１が導通している期間だけ第１のカ
レント・トランスＴ２によって駆動され、そのソース端
子Ｓとドレイン端り間が導通する。同様に、第２の電界
効果トランジスタＱ４は、第２のスイッチング・トラン
ジスタＱ２が導通している期間だけ第２のカレント・ト
ランスＴ３によって駆動され、そのソース端子Ｓとドレ
イン端り間が導通する。

この結果、スイッチング・トランジスタＱｌ。

Ｑ２が導通してない期間中はトランスＴ１の二次側が開
放状態となり、コア内磁束の時間変化に伴う電圧が一次
巻線側に発生し、トランスＴ１の励磁エネルギーがダイ
オードＤ１又はＤ２を通してコンデンサＣ１に還流され
る。また、スイッチング・トランジスタＱ１とＱ２が非
導通の期間中、従って電界効果トランジスタＱ３とＱ４
が非導通の期間中は、チョークコイルＬ１の誘４エネル
ギーはダイオードＤ３を通して放出されコンデンサＣ２
に蓄積される。

第２図は、第１図のプッシュプル形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ内の各部の動作を示す波形図である。

この波形図には、スイッチング・トランジスタＱ２の導
通時間が何らかの原因でスイッチング・トランジスタＱ
１のそれよりも長くなった場合の動作が例示されている
。

波形１ｂｌとＩｂ２は、スイッチング・トランジスタＱ
１とＱ２のベース駆動電流であり、位相は互いに１８０
度ずれている。これにより、スイッチング・トランジス
タＱｌ、Ｑ２は交互に導通し、トランスＴ１に電力が供
給される。

波形ＩｃｌとＩｃ２はそれぞれスイッチング・トランジ
スタＱｌ、Ｑ２のコレクタ電流であり、前述のようにＩ
ｃ２のパルス幅がＩｃｌに比べてやや大きくなっている
。このパルス幅の不揃いは、両スイッチング・トランジ
スタの蓄積時間（ｔｓ）が製造上バラツキつくことに起
因する場合が多い。

このばらつきは、コレクタ電流やベース駆動電流のレベ
ルによっても変化するため、一般には不可避であると考
えられている。

波形Ｖｌ、Ｖ２はカレント・トランスＴ２．Ｔ３の出力
電圧波形であり、スイッチング・トランジスタＱｌ、Ｑ
２のコレクタ電流波形Ｉｃ１．Ｉｃ２のそれぞれと相似
なものとなっている。また、波形■３はトランスＴ１の
一次巻線の半分に印加される電圧波形であり、ＢＴＩは
トランスＴ１の磁束の波形である。

第２図の波形ｖ３とＢＴＩにおいて、時刻ｔ０から１．
までの期間は■３はＥｉとなり、磁束Ｂ□は＋側に直線
的に増加する。

次の時刻ｔ、からｔ２までの期間は、スイッチング・ト
ランジスタＱ１とＱ２のいずれもが導通しておらず、従
って電界効果トランジスタＱ３とＱ４のいずれもが導通
していない。このため、トランスＴ１の二次側が開放状
態になっており、磁束Ｂ□が減少し続け、ｖ３は−Ｅｉ
　となり、トランスＴ１の励磁エネルギーがダイオード
Ｄ２を通してコンデンサＣ１に還流される。

次の時刻ｔ２からｔ３までの期間中は、スイッチング・
トランジスタＱ２の導通に伴いｖ３は−Ｅｉ　となり、
コア内の磁束ＢｌはＯを通り越して一側に直線的に増加
し続ける。この例では、スイッチング・トランジスタＱ
２の導通時間がスイッチング・トランジスタＱ１のそれ
に比べて長いため、スイッチング・トランジスタＱ２の
導通終了時点ｔ３におけるコア内の磁束ＢＴＩは時刻ｔ
ｏにおけるよりも一側に増加している。

次の時刻ｔ、からｔ４までの期間には、スイッチングト
ランジスタＱｌ、Ｑ２も電界効果トランジスタＱ３．Ｑ
４も非導通状態となりトランスＴ１の二次側は開放状態
になる。このため、コア内の磁束ＢＴＩはＯに向けて直
線的に減少し続け、■３はＥｉ　となり、トランスＴ１
の励磁エネルギーがダイオードＤ１を通してコンデンサ
Ｃ１に還流される。

次の時刻ｔ４からｔ、までの期間中は、前述した時刻ｔ
０からｔｌまでの期間中と同様に、スイソチング・トラ
ンジスタＱ１の導通に伴い■３はＥｉ　となり、コア内
の磁束Ｂア、はＯを通り越し、子方向に直線的に増加し
続ける。しかしながら、前述のように時刻ｔ３における
磁束が時刻ｔ０におけるよりも一例に増加しているため
、スイッチング・トランジスタＱ１の導通の終了時点ｔ
、におけるコア内の磁束ＢＴＩのピーク値は時刻ｔ、に
おけるものより小さくなる。

続く時刻ｔ、からｔ７までの期間中は、スイッチング・
トランジスタＱｌ、Ｑ２も電界効果トランジスタＱ３．
Ｑ４も導通しておらず、コア内の磁束ＢＴＩが上述のピ
ーク値から下降し続け、励磁エネルギーがダイオードＤ
２を通してコンデンサＣ１に還流され続ける。この結果
、時刻ｔ、の手前の時刻ｔ６においてトランスＴ１の磁
束Ｂア、が０に、−次巻線の端子間電圧がＯに、かつダ
イオードＤ２が非導通になり、以後時刻ｔ、までこの状
態が保たれる。

次の時刻ｔ、からｔ、までの期間にわたってスイッチン
グ・トランジスタＱ２が導通し、■３は−Ｅｉ　となる
。これに伴い、トランスＴ１の磁束Ｂア、は０から一側
に直線的に増加し始めるが、この−側への増加が０レベ
ルから開始されるため導通時間の不均衡によって一側の
ピーク値が累積的に増加する現象は生じない。

従って、コアが＋、−の片側に最大Ｅｉ　Ｘ　（スイッ
チング・トランジスタの１回の導通時間）の条件で励磁
されても飽和することのないようにトランスＴ１を設計
しさえすれば、コアの飽和に伴うスイッチング・トラン
ジスタの破壊を完全に防止できる。

発明の効果 以上詳細に説明したように、本発明のプッシュプル形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、トランスの一次側のスイッチン
グ・トランジスタの開閉と同期して二次側回路を開閉す
る構成であるから、−次側のスイッチング・トランジス
タの非導通期間中にトランスのコア内磁束が毎回Ｏにク
ランプされ、磁束の飽和に伴うスイッチング・トランジ
スタの破壊などが有効に防止されるという効果が奏され
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のプッシュプル形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図、第２図は第１図の回路
の動作を例示するための波形図、第３図は従来のプッシ
ュプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図、第
４図は第３図の従来回路の動作を例示するための波形図
である。 Ｄｌ乃至Ｄ３・・、・ダイオード、Ｃ１，Ｃ２・・・コ
ンデンサ、Ｑｌ、Ｃ２・・・第１．第２のスイッチング
・トランジスタ、Ｃ３，Ｃ４・・・第１．第２の電界効
果トランジスタ、Ｔ１・・・トランス、Ｔ２、Ｔ３・・
・第１．第２のカレント・トランス、Ｌｌ・・・チョー
クコイル。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力電圧の極性を交番させつつ一次電圧としトラ
   ンスに印加する第１、第２のスイッチング・トランジス
   タを備えたプッシュプル形ＤＣ・ＤＣコンバータであっ
   て、 前記第１、第２のスイッチング・トランジスタの開閉に
   同期してこのトランスの二次側回路を開閉する手段を備
   えたことを特徴とするＤＣ・ＤＣコンバータ。
2. （２）前記二次側回路を開閉する手段は、前記第１、第
   ２のスイッチング・トランジスタのそれぞれを流れるト
   ランスの一次電流値に比例する電圧を発生させる第１、
   第２の電圧発生手段と、この第１、第２の電圧発生手段
   で発生された電圧によって導通され、前記第１、第２の
   スイッチング・トランジスタにトランスの一次電流が流
   れている期間内だけ前記トランスの二次巻線を後段の平
   滑回路に選択的に接続する第１、第２の開閉素子とを備
   えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＤＣ
   ・ＤＣコンバータ。
3. （３）前記第１、第２の電圧発生手段は前記第１、第２
   のスイッチング・トランジスタと前記トランスの一次巻
   線の一方の端子との間に一次巻線が接続される第１、第
   ２のカレント・トランスであり、前記第１、第２の開閉
   素子はこれら第１、第２のカレント・トランスの出力電
   圧をゲート端子に受ける第１、第２の電界効果トランジ
   スタであることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
   のＤＣ・ＤＣコンバータ。