JPS6392267A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の目的 産業上の利用分野 本発明は、交流電源から各種の電子装置に供給する直流
電力を作成する電源回路に関し、特に全波整流回路とハ
ーフブリフジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを含む電源回路に
関する。

従来の技術 従来、交流電源から各種の電子装置に供給する直流電力
を作成する電源回路として、第３図に示すように、全波
整流回路とハーフブリフジ形ＤＣ・ＤＣコンバータとを
組合せたものが知られている。

前段の全波整流回路は、交流入力端子１．２と、ダイオ
ードＤ１乃至Ｄ４と、分圧用のコンデンサＣＩ、Ｃ２と
で構成されている。後段のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、トランスＴ１と、その−次巻線に一次電
圧を供給するスイッチング・トランジスタＱ１．Ｑ２と
、トランスＴ１の二次側巻線と出力端子３．４間に設置
されるダイオードＤ７．Ｄ８．チョークコイルＬ１及び
平滑コンデンサＣ３から成る平滑回路とから構成されて
いる。

第４図の波形に例示するように、スイッチング・トラン
ジスタＱｌ、Ｑ２に全く同一波形のベース電流１ｂｌ、
Ｔｂ２を供給しても、それぞれの導通時間はコレクタ電
流の波形Ｉｃｌ、Ｉｃ２で例示するように、スイッチン
グ・トランジスタＱ１、Ｑ２の特性上のばらつきに起因
して、−Ｃには異なったものとなる。また、トランスＴ
１の二次側がダイオードＤ７やＤ８を介してほぼ短絡さ
れた状態となるため、スイッチング・トランジスタＱ１
もＱ２も導通していない期間中はトランスＴ１の一次側
巻線の端子５，６間の電圧は波形■３によって近似的に
示すようにほぼＯになる。従って、トランスＴ１のコア
内の磁束１３ｔ＋は、スイッチング・トランジスタＱ１
もＱ２も導通していない期間中はその変化が停止し、一
定値に留まる。

この結果、第４図の波形Ｂア、に例示するように、両ス
イッチング・トランジスタＱ１とＱ２の導通時間の差異
に起因する磁束の偏りが一方向に累積されてゆき、コア
の飽和値Ｂ、に接近する。この飽和値への接近につれて
トランスＴ１のインピーダンスが急激に減少してゆき、
一方のスイッチング・トランジスタ（この例ではスイッ
チング・トランジスタＱ２）に過大な電流が流れて破壊
するに至る。両スイッチング・トランジスタ間で導通時
の電圧降下の大きさがばらついた場合にも同様の事態と
なる。

このような事態を防止するため、従来の電源回路では第
３図に示すように、トランスＴ１の一次巻線の一方の端
子６と倍電圧全波整流回路の中点間にコンデンサＣ４を
挿入し、トランスＴ１の一次巻線に加わる矩形パルス電
圧の正、負両側の電圧・時間積の不一致に起因する直流
分を遮断してトランスＴ１のコア内の磁束の飽和を防止
している。

発明が解決しようとする問題点 第３図に示した従来の電源回路は、トランスＴ１の一次
巻線に印加される矩形パルス電圧の直流分をコンデンサ
Ｃ４により遮断する構成となっている。このため、直流
遮断の効果を高める必要上コンデンサＣ４の容量値を小
さくほどそのインピーダンスが増大してトランスＴ１に
印加される端子間電圧が減少し、大出力を高効率で得る
ことができなくなるという問題がある。

また、上記直流遮断コンデンサＣ４には負荷に供給する
ための電力パルスが印加される。従って、大出力のＤＣ
−ＤＣコンバータではその静電容量値をある程度大きく
しなければならないが、軽負荷時にはその直流遮断効果
が薄れてしまい、上述したスイッチング・トランジスタ
の破壊が生ずるおそれがある。

発明の構成 問題点を解決するための手段 本発明の電源回路は、ハーフブリッジ形ＤＣ・ＤＣコン
バータ内のトランスに交互に逆極性の一次電圧を供給す
る第１．第２のスイッチング・トランジスタの開閉に同
期してこのトランスの二次側回路を開閉する手段を備え
ることにより、第１゜第２のスイッチング・トランジス
タに一次電流が流れていない間はトランスの二次側を開
放してコア内磁束の時間変化を許容してＯにクランプし
、磁束の一方向への偏りに伴う飽和を有効に防止するよ
うに一構成されている。

以下、本発明の作用を実施例と共に詳細に説明する。

実施例 第１図は本発明の一実施例の電源回路の構成を示す回路
図である。

この電源回路は、前段と後段にそれぞれ全波整流回路と
ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータを備えている。

前段の全波整流回路は、交流入力端子１，２、整流用ダ
イオードＤ１乃至Ｄ４及び分圧用コンデンサＣＩ、Ｃ２
を備えている。

また、後段のハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータは
、トランスＴ１と、このトランスＴ１の一次巻線に選択
的にかつ交互に逆極性の一次電圧を供給する第１．第２
のスイッチング・トランスＱ１、Ｃ２と、トランスＴ１
の一方の入力端子５及び前段の全波整流回路の正、負各
端子の間にそれぞれ接続されるダイオードＤ５．Ｄ６と
、トランスＴ１の二次巻線と出力端子３．４間に設置さ
れチョークコイルＬ１及び平滑コンデンサＣ３から構成
される平滑回路とを備えている。

更に、上記ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータは、
第１のスイッチング・トランジスタＱ１のエミッタ端子
とトランスＴ１の一方の入力端子５との間に一次巻線が
接続される第１のカレント・トランスＴ２と、上記トラ
ンスＴ１の一方の入力端子５と第２のスイッチング・ト
ランジスタＱ２のコレクタ端子との間に一次巻線が接続
される第２のカレント・トランスＴ３とを備えている。

第１のカレント・トランスＴ２の出力端子は、トランス
Ｔ１の二次巻線と平滑回路との間に設置された第１の電
界効果トランジスタＱ３のソース端子Ｓとゲート端子０
間に抵抗器Ｒ１を介して接続されている。第２のカレン
ト・トランスＴ３の出力端子は、トランスＴＩの二次巻
線と平滑回路との間に設置された第２の電界効果トラン
ジスタＱ４のソース端子Ｓとゲート端子０間に抵抗器Ｒ
２を介して接続されている。

第１の電界効果トランジスタＱ３は、第１のスイッチン
グ・トランジスタＱ１が導通している期間だけ第１のカ
レント・トランスＴ２によって駆動され、ソース端子Ｓ
とドレイン端子り間が導通ずる。同様に、第２の電界効
果トランジスタＱ４は、第２のスイッチング・トランジ
スタＱ２が導通している期間だけ第２のカレント・トラ
ンスＴ３によって駆動され、ソース端子Ｓとドレイン端
子り間が導通ずる。この結果、スイッチング・トランジ
スタＱｌ、Ｑ２が導通してない期間中はトランスＴ１の
二次側が開放状態となり、コア内磁束の時間変化に伴う
電圧が一次巻線側に発生し、トランスＴ１の励磁エネル
ギーがダイオードＤ５又はＤ６を通してコンデンサＣ１
，Ｃ２に還流される。

また、スイッチング・トランジスタＱ１とＣ２が非導通
の期間中、従って電界効果トランジスタＱ３とＣ４が非
導通の期間中は、チョークコイルＬ１の誘導エネルギー
はダイオードＤ７を通して放出されコンデンサＣ３に蓄
積される。

第２図は、上記ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータ
内の各部の動作を示す波形図である。この波形図には、
スイッチング・トランジスタＱ２の導通時間が何らかの
原因でスイッチング・トランジスタＱ１のそれよりも長
くなった場合の動作が例示されている。

波形ＩｂｌとＩｂ２は、スイッチング・トランジスタＱ
１とＣ２のベース駆動電流であり、位相は互いに１８０
度ずれている。これにより、スイッチング・トランジス
タＱｌ、Ｑ２は交互に導通し、トランスＴ１に電力が供
給される。

波形ＩｃｌとＩｃ２は、それぞれスイッチング・トラン
ジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタ電流であり、前述のように
Ｉｃ２のパルス幅がＩｃｌに比べてやや大きくなってい
る。このパルス幅の不揃いは、両スイッチング・トラン
ジスタの蓄積時間（ｔ　ｓ）が製造上バラツキつくこと
に起因する場合が多い。

このばらつきは、コレクタ電流やベース駆動電流のレベ
ルによっても変化するため、一般には不可避であると考
えられている。

波形Ｖ１．Ｖ２は第１．第２のカレント・トランスＴ２
．Ｔ３の出力電圧波形であり、スイッチング・トランジ
スタＱｌ、Ｑ２のコレクタ電流波形ＩＣＩ、Ｉｃ２のそ
れぞれと相似なものとなっている。また、波形ｖ３はト
ランスＴ１の一次巻線に出現する電圧波形であり、Ｂア
、はトランスＴ１の磁束の波形である。

第２図の波形Ｖ３とＢＴＩにおいて、時刻ｔ０からｔ、
までの期間はトランスＴ１の一次巻線の極性方向にＥｉ
／２の電圧が印加されており、磁束ＢＴＩは＋側に直線
的に増加する。

次の時刻ｔ１からｔ２までの期間は、スイッチング・ト
ランジスタＱ１とＱ２のいずれもが導通しておらず、従
って電界効果トランジスタＱ３とＱ４のいずれもが導通
していない。このため、トランスＴ１の二次側が開放状
態になっており、磁束Ｂ７Ｉが減少し続けることによっ
てトランスＴ１の一次巻線には−Ｅｉ／２の電圧が発生
し、トランスＴ１の励磁エネルギーがダイオードＤ６を
通してコンデンサＣ２に還流される。

次の時刻ｔ２からｔ３までの期間中は、スイッチング・
トランジスタＱ２の導通に伴いトランスＴＩの一次巻線
に−Ｅｉ／２の電圧が印加され、コア内の磁束ＢＴＩは
Ｏを通り越して一側に直線的に増加し続ける。この例で
は、スイッチング・トランジスタＱ２の導通時間がスイ
ッチング・トランジスタＱ１のそれに比べて長いため、
スイッチング・トランジスタＱ２の導通終了時点ｔ３に
おけるコア内の磁束ＢＴＩは時刻ｔ０におけるよりも一
側に増加している。

次の時刻ｔ、からｔ４までの期間には、スイッチングト
ランジスタＱｌ、Ｑ２も電界効果トランジスタＱ３．Ｑ
４も非導通状態となりトランスＴＩの二次側は開放状態
になる。このため、コア内の磁束ＢＴＩはＯに向けて直
線的に減少し続け、トランスＴ１の一次巻線にはＥｉ／
２の電圧が発生し、トランスＴＩの励磁エネルギーがダ
イオードＤ５を通してコンデンサＣ１に還流される。

次の時刻ｔ４からｔ、までの期間中は、前述した時刻ｔ
０から１．までの期間中と同様に、スイッチング・トラ
ンジスタＱ１の導通に伴いトランスＴ１の一次巻線にＥ
ｉ／２の電圧が印加され、コア内の磁束１３ｔ＋は０を
通り越し、子方向に直線的に増加し続ける。しかしなが
ら、前述のように時刻ｔ、における磁束が時刻ｔ０にお
けるよりも一側に増加しているため、スイッチング・ト
ランジスタＱ１の導通の終了時点ｔ、におけるコア内の
磁束Ｅ３ｔ＋のピーク値は時刻１．におけるものより小
さくなる。

続く時刻ｔ、からｔ、までの期間中は、スイッチング・
トランジスタＱ１．Ｑ２も電界効果トランジスタＱ３．
Ｑ４も導通しておらず、コア内の磁束Ｅ３ｔ＋が上述の
ピーク値から降下し続け、励磁エネルギーがダイオード
Ｄ６を通してコンデンサＣ２に還流され続ける。この結
果、時刻ｔ、の手前の時刻ｔ６においてトランスＴ１の
磁束１３ｔ＋がＯｌ−次巻線の端子間電圧が０かつダイ
オードＤ６が非導通となり、以後時刻ｔ、までこの状態
が保たれる。

次の時刻ｔ７からｔ、までの期間にわたってスイッチン
グ・トランジスタＱ２が導通し、トランスＴｌの一次巻
線に−Ｅｉ／２の電圧が印加される。これに伴い、トラ
ンスＴ１の磁束ＢＴＩは０から一側に直線的に増加し始
めるが、この−例への増加がＯレベルから開始されるた
め一側のピーク値が累積的に増加することは生じない。

従って、コアが＋、−の片側に最大（Ｅｉ／２）×（ス
イッチング・トランジスタの１回の導通時間）の条件で
励磁されても飽和することのないようにトランスＴ１を
設計しさえすれば、コアの飽和に伴うスイッチング・ト
ランジスタの破壊を完全に防止できる。

発明の効果 以上詳細に説明したように、本発明の電源回路はハーフ
ブリッジ形ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一次側の
スイッチング・トランジスタの開閉と同時に二次側巻線
と整流回路との間を開閉する構成であるから、−次側の
スイッチング・トランジスタの非導通期間中にトランス
のコア内の磁束が毎回０にクランプされ、磁束の飽和に
伴うスイッチング・トランジスタの破壊などの問題が有
効に防止されるという効果が奏される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の電源回路の構成を示す回路
図、第２図は第１図の回路の動作を例示するための波形
図、第３図は従来の電源回路の構成を示す回路図、第４
図は第３図の従来回路の動作を例示するための波形図で
ある。 Ｄｌ乃至Ｄｌ・・・ダイオード、Ｃ１乃至Ｃ３・・・コ
ンデンサ、Ｑｌ、Ｃ２・・・第１．第２のスイッチング
・トランジスタ、Ｃ３、Ｃ４・・・第１．第２の電界効
果トランジスタ、Ｔ１・・・トランス、ＴＩ、Ｔ２・・
・第１．第２のカレント・トランス、Ｌｌ・・・チョー
クコイル。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）前段に全波整流回路を備えると共に後段にハーフ
   ブリッジ形ＤＣ・ＤＣコンバータを備えた電源回路であ
   って、 前記ハーフブリッジ形ＤＣ・ＤＣコンバータ内のトラン
   スに交互に逆極性の一次電圧を供給する第１、第２のス
   イッチング・トランジスタの開閉に同期してこのトラン
   スの二次側回路を開閉する手段を備えたことを特徴とす
   る電源回路。
2. （２）前記トランスの二次側回路を開閉する手段は、前
   記第１、第２のスイッチング・トランジスタのそれぞれ
   を流れるトランスの一次電流値に比例する電圧を発生す
   る第１、第２の電圧発生手段と、この第１、第２の電圧
   発生手段が発生した電圧によって導通され、前記第１、
   第２のスイッチング・トランジスタに前記トランスの一
   次電流が流れている期間だけこのトランスの二次巻線を
   後段の平滑回路に選択的に接続する第１、第２の開閉素
   子とを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載の電源回路。
3. （３）前記第１、第２の電圧発生手段は、前記第１、第
   ２のスイッチング・トランジスタと前記トランスの一次
   巻線の一方の端子との間に一次巻線が接続される第１、
   第２のカレント・トランスであり、 前記第１、第２の開閉素子は、これら第１、第２のカレ
   ント・トランスの出力電圧をゲート端子とソース端子と
   の間に受ける第１、第２の電界効果トランジスタである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電源回路
   。