JPS6386917A - 近接感知装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、インダクタンス測定装置、より具体的には、
センサ・インダクタのインダクタンスを測定する可変イ
ンダクタンス測定装置を、センサ・ユニットへの目標物
の接近をモニターする手段として利用する近接感知装置
に係わる。

近接スイッチ及びその利点は、既に公知である。

負荷に対する電流のスイッチングにおいては多くの場合
、スイッチ装置はその耐用寿命を縮めその動作を不確実
にするような環境条件に置かねばならない情況がある。

悪条件下で作動せざるを得ない電気的スイッチ装置の一
例としては航空機工業に見られる。航空機では、多くの
スイッチ装置が極端な高温、極端な低温９強い撮動及び
衝撃のほか化学物質、腐食性流体及び有害な湿度条件に
曝される。従来の機械的スイッチにあっては、航空機操
縦の際に遭遇するような極端な環境条件の下では信頼出
来ず、また、航空機での利用に際しては、確実で信頼度
の高い動作を提供する遠隔操作能力を備えた電流制御及
びスイッチ装置を設置しなければならない場合が多い。

このような情況において近接スイッチは、極端な環境条
件にも確実に耐え得ることが立証されている。この近接
スイッチの代表的なものとしてはコイル及びコアを有す
るインダクタを含み、遠隔の場所に配置されるセンサ・
ユニットと、ケーブルを介して該センサ・ユニットに接
続されセンサ・インダクタのインダクタンス変化に応答
する電子スイッチ回路とを含むいわゆる２分割近接感知
装置（ｔｗｏ−ｐｉｅｃｅ　ｐｒｏｘｉｍｉｔｙ　ｓｅ
ｎｓｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍ）から成る。公知のように、
センサ・インダクタのインダクタンスは、センサ・イン
ダクタ及び目標物（例えば降着装置支柱または貨物用ド
アの一部）を含む磁路の磁気抵抗変化に従って変化する
。電子スイッチ回路は、センサ・インダクタのインダク
タンスを測定することにより、センサ・ユニットへの目
標物接近の表示を提供するものである。

動作中に遭遇する極端な環境に耐え得るようにセンサ・
ユニットを物理的に頑丈に構成し、近接感知装置の比較
的デリケートな電子スイッチ回路を該センサ・ユニット
の画かれた極端な環境条件から隔離するということも公
知である。

上記のような配慮にも拘わらず、環境及びその他の条件
は、インダクタンス測定精度即ち近接感知装置のスイッ
チングの信頼度に影響を及ぼす。

なぜならば、センサ・ユニットは、センサ・インダクタ
のインダクタンスのほかに、インダクタ・コイル及びケ
ーブルの抵抗に対応する等価直列抵抗と、ケーブルに起
因する等価分路キャパシタンスとを含む等価回路によっ
て特徴付けられているからである。コアの材料を適当に
選択すれば、等価インダクタンスが比較的温度に影響さ
れないようにセンサ・ユニットを製造することができる
。

しかしセンサ・ユニットの等価直列抵抗及び等価分路キ
ャパシタンスは、温度に依存し、従ってインダクタンス
測定値も温度と共に変化することになる。

また、異なる近接感知装置の電子スイッチ回路及びセン
サ・ユニットを互いに交換できること、即ち、任意のセ
ンサ・ユニット及びこれと連携の任意の長さのケーブル
にどの電子スイッチ回路を接続しても該電子スイッチ回
路が動作し且つ校正を維持できることが望ましい。この
ように交換可能であるならば、センサ・インダクタと直
列の抵抗及びセンサ・インダクタと分路関係のキャパシ
タンス、特に後者が広い範囲に亘って変化する。

即ち、電子スイッチ回路を種々のセンサ・ユニット及び
ケーブルのアセンブリと接続するときに、近接感知装置
に特別な調整または再校正を施さなくて済むことが望ま
しい。

２分割近接感知装置の温度依存性を軽減するため、この
種の公知装置ではセンサ・ユニットに温度補償回路を組
込むことが多い。２分割近接感知装置用温度補償式セン
サ・ユニットの一例は、米国特許第３，４５４，８６９
号に記載されている。この特許には、１個の誘導性素子
及び複数の抵抗性素子を含むマクスウェル・ブリッジと
、該ブリッジの誘導性素子のインダクタンス変化に応答
する同期検知器とを含む近接感知ＩＩが開示されている
。

誘導性素子と抵抗性素子の１つとが、センサ・ユニット
を構成する。センサ・ユニット中の抵抗性素子は、近接
感知装置によって測定されるインダクタンスの温度依存
性を軽減するようにある程度の温度補償を与えるべく選
定される。このようなセンサ・ユニットは、温度依存性
がある程度軽減されるけれども、この種の近接感知装置
の精度及び信頼性に影響を及ぼす要因がなおもいくつか
残る。

まず、センサ・ユニットに温度補償抵抗を組込んでも、
例えば航空様工業の如く多くの用途において遭遇する広
範囲の温度変化に亘って、センサ・ユニットの等個直列
抵抗から温度依存性を有効に消去することはできない。

また、温度補償抵抗は、多くの場合比較的細いワイヤー
を利用した巻線方式を採用していることから、センサ・
ユニットの信頼性に影響する弱点を持込むことになる。

さらに、温度補償抵抗を使用するとセンサ・ユニットへ
のリード線が３本必要になり、従って、遠隔のセンサ・
ユニットを近接感知ＩＩの電子スイッチ回路に接続する
のに必要な配線量が増大する。

かかる事態は、配線のコスト、保守の能率及び重量が重
視される航空機工業のような分野では重要な問題である
。また、温度補償抵抗を組込んだセンサ・ユニットに対
し３本のリード線が必要となるということは、信頼性に
影響する弱点となる。

また、センサ・ユニットに温度補償抵抗を組込むことが
センサ・ユニットの等価分路キャパシタンスの温度依存
性の解消に何ら役立たない。

従って本発明の一般的な目的は、近接感知装置に組込み
つる改良されたインダクタンス測定技術を提供すること
にある。

本発明の他の目的は、温度変化や、センサ・インダクタ
を可変インダクタンス測定装置と接続するケーブルの長
さ変化と共に変化する等個直列抵抗及び等価分路キャパ
シタンスの存在にも拘わらず、センサ・インダクタのイ
ンダクタンスの正確な、温度に左右されない測定値を提
供できる可変インダクタンス測定装置を組込んだ近接感
知装置を提供することにある。

本発明のもう１つの目的は、１本が共通または接地リー
ド線である２本だけのリード線を必要とする１個のイン
ダクタを唯一の構成回路素子とすることにより経済性、
保守能率及び信頼性を高めると共に配線及び接続の条件
を簡略化した遠隔センサ・ユニットを利用し、該遠隔セ
ンサ・ユニットを組込んだ近接感知ＶＲ置を提供するこ
とにある。

本発明のさらに他の目的は、可変インダクタンスを測定
することができ、従来の装置よりも高い精度及び信頼度
を有し低いコストで目標物の接近を表示できる可変イン
ダクタンス測定装置を組込んだ近接感知装置を提供する
ことにある。

そこでこれら諸点に鑑み本発明は、センサ・ユニットへ
の目標物の接近を周期的にモニターするため、近接感知
装置と、遠隔センサ・ユニットを含む可変インダクタン
ス測定装置とを提示している。センサ・ユニットは、（
目標物の接近に応じてインダクタンスが変化する）１個
のセンサ・インダクタだけから成るが、温度依存性の等
個直列抵抗及び等価分路キャパシタンスを含む等価回路
によって特徴づけられる。連続する装置周期に、センサ
電流パルス発生回路が、センサ・ユニット及びセンサ・
インダクタに時間的に変化する電流を供給する。センサ
・ユニットの両端の電圧が一定の基＊電圧レベルに達す
ると、センサ制御ループ回路が、センサ・ユニットの両
端の電圧を基準電圧レベルに維持するように、該センサ
・ユニットを流れる電流をｉｄｌ　ｔｌｏする。センサ
・ユニットを流れる電流がゼロを通過すると微分回路が
センサの電流の変化率を測定し、センサ・インダクタの
インダクタンスを表わすインダクタンス・アナログ電圧
を出力する。最後に、センサ・ユニットへの目標物接近
が限界作動ギャップに対応することをセンサ・インダク
タのインダクタンスが指示すると、近接感知ｉ置の近接
検知及びスイッチング回路が、目標物近接表示を出力す
る。

センサ制御ループ回路は、センサ・ユニットの両端の電
圧に応答するコンパレータ及びトランジスタ帰還ループ
から成る。センサ・ユニットの電圧が所定の基準電圧に
達すると、トランジスタ帰還ループがセンサ・ユニット
の電流を捕捉し、センサ・ユニットの電圧をこの基準電
圧に維持するのに充分なだけ電流を低下させる（その結
果、センサ・インダクタのインダクタンス測定に対する
センサ・ユニットの等価分路キャパシタンスの影響が除
去される）。

センサ・ユニットの電圧は一定であるが、微分回路は、
センサ・ユニットの電流に比例する電圧を微分する。セ
ンサ・インダクタのインダクタンス（従って、目標物の
接近）に対応するインダクタンス・アナログ電圧を得る
ため、センサ・ユニットの電流がゼロを通過する（その
結果、インダクタンス測定に対するセンサ・ユニットの
等個直列抵抗の影響が除去される）時点で、この比例電
圧の変化率が測定される。

センサ・インダクタのインダクタンスが、限界作動ギャ
ップ以下の、目標物とセンサ・ユニットとの間の距離に
対応すると、近接感知装置の近接検知及びスイッチング
回路は、量子化された目標物近接検知パルスを発生する
。一連の量子化された目標物近接検知パルスは、シュミ
ット・トリガへ供給される時間平均近接電圧を得るため
に積分される。シュミット・トリガの出力は、センサ・
ユニットへの目標物の接近を表わす。

本発明を特徴付ける新規の構成要件は、特許請求の範囲
に記載しである。以下添付図面に示す好ましい実施例に
従って、本発明の構成、動作態様及び利点をさらに詳細
に説明する。

図示の好ましい実施例では、新規なインダクタンス測定
装置は、電子スイッチ回路と、この電子スイッチ回路か
ら遠隔の場所に配置できる（センサ・インダクタから成
る）センサ・ユニットとを含む２分割近接感知装置に組
込めるようにしである。

本発明の近接感知装置と併用するセンサ・ユニットは、
公知の態様で頑丈に製造することができる。センサ・ユ
ニットは、磁性コアに捲着したものでもよいコイルから
成るセンサ・インダクタを含む。コア材を適当に構成、
選択することにより、センサ・インダクタの等価インダ
クタンスの温度依存性を比較的小さくすることができる
。センサ・インダクタは、従来のように、頑丈なセンサ
・ユニット筐体内に入れられる。このセンサ・ユニット
は遠隔の場所に配設され、１本の共通ワイヤを含む１対
のワイヤから成るケーブルを介して近接感知装置の電子
スイッチ回路に接続される。

好ましい実施例の近接感知装置において、可変インダク
タンス測定装置は、センサ・ユニットへの目標物接近に
応じたセンサ・インダクタのインダクタンスを校正され
た形で表示する。当然のことながら、センサ・インダク
タのインダクタンスが目標物の接近に応じて変化する態
様は、目標物を形成する材料に依存する。一般的には、
磁性材から成る目標物は、センサ・ユニットに接近する
につれてセンサ・インダクタのインダクタンスを増大さ
せ、非磁性ではあるが導電性の金属材料から成る目標物
は、接近するに従ってセンサ・インダクタのインダクタ
ンスを減少させる。当業者ならば容易に実施できること
であるが、本発明のインダクタンス測定装置に僅かな変
更を加えるだけで、本発明の近接感知装置は、どちらの
タイプの目標物にも適応させることができる。以下近接
感知装置を詳述するに際して、目標物が磁性材料から成
り、従って、目標物がセンサ・ユニットへ接近するにつ
れてセンサ・ユニットのセンサ・インダクタのインダク
タンスが増大するものと仮定する。

近接感知装置を詳述する前に、可変インダクタンスの測
定方法の概念を考察することが適当である。第１図の機
能ブロック及び回路図では、センサ・ユニットを一括し
て参照番号１０で示しである。

上述のように、好ましい実施例の２分割近接感知装置の
センサ・ユニット１０は、唯一の回路素子センサ・イン
ダクタから成る。しかし、センサ・ユニット１０は、本
質的に、センサ・インダクタの直流抵抗と配線による直
列抵抗とに起因するある程度の直列抵抗成分を含むだけ
でなく、センサ・ユニットを近接感知装置の電子スイッ
チ回路に接続するケーブルの漂遊キャパシタンスに起因
する分路キャパシタンスをも含む。即ち、センサ・ユニ
ット１０は、等価インダクタンスＬＳ、直列抵抗ＲＬ及
び分路キャパシタンスＣＬを含むセンサ・インダクタか
ら成る等価回路によって特徴づけられる。

センサ・ユニット１０の等価回路に注目すると、センサ
・ユニット１０に時間的に変化するｉｆｌ！ｓが流れる
場合、回路分析から判るようにセンサ・ユニット１０の
両端（即ち、回路点Ｓ′に現われる時間的に変化する）
電圧Ｖ３は、下記のように表現することができる。

但し、 ｉＳ−！Ｌ＋　　１ｃ（２） なんらかの方法でセンサ電圧ＶＳを一定（ＶＬ　）とな
るように（即ちｄＶｓ　／　ｄｔ＝　Ｏ）制！ｌｌＩす
れば、式（３）から　１ｃ＝ｏとなり、その結果、　１
Ｌ−ｉＳとなる。ターると、センサ・ユニット１０の両
端の電圧（回路点Ｓ′の電圧）を表わす式（１）は、次
のように変形することができる。

但しＶＬは任意の定数である。

式＜４）を書き替えると、センサ・インダクタのインダ
クタンスしＳは、下記の式で与えられる。

センサ・ユニット１０の電圧ｖｓを一定（ＶＬ　）とな
るように制御することで分路キャパシタンスＣＬの影響
が除去されているから、式■には容量性の項が現われな
い。センサ◆ユニット１０のｉＩ流　ｉＳがゼロを通過
する時点でｄｉＳ／ｄｔを得れば、温度に依存する抵抗
の項が除去され、下記式に従ってインダクタンスＬＳを
知ることができる。

従って、本発明に用いるインダクタンス測定法は、（ａ
）センサ・ユニット１０に時間的に変化する電流１ｓを
流し、（ｂ）電圧Ｖ５が任意の一定値ＶＬに達したら該
電圧ＶＳがこの一定値ＶＬに維持されるようにセンサ・
ユニット１０の電流　ｉＳを制御し、（Ｃ）電流　ｉ５
がゼロを通過する時点でこの電流１ｓの時間微分値を得
る、という諸段階から成る。この方法によれば、本発明
の近接感知装置は、センサ・ユニット１０への目標物接
近を周期的に検知するため、周期的にインダクタンスＬ
Ｓを校正した表示にする。即ち、特定の装置サイクルＴ
Ｓにおいて、近接感知装置は、センサ充電周期Ｔｃ及び
センサ・データ周期ＴＤに亘って、上記インダクタンス
の測定を実施する。近接感知装置は、センサ・データ周
期Ｔｏ中に形成される校正されたインダクタンス表示に
応答し、目標物が一定の限界作動ギャップ以内の近い距
離までセンサ・ユニット１０に接近する場合に目標物近
接表示を提供する。

上記のインダクタンス測定装置を第１図及び第２図に従
って説明する。第１図の回路には、説明に必要な回路成
分のみを示しである。従って、図示の回路構成は、公知
の構成に比較して陽めて簡略である。尚、以下の説明は
単一の装置周期ＴＳに係わるが、連続する装置周期の場
合でも可変インダクタンスを測定する方法は全く同じで
ある。

センサ電流パルス発生回路２０’　は、時点ｔｏにおい
て装置周期ＴＳのセンサ充電周期Ｔｃを開始させるため
、コンデンサＣ２’を電圧Ｖｌに充電し、該コンデンサ
Ｃ２’　の電圧をセンサ・ユニット１０の両端に切り換
える。その結果センサ・ユニット１０に（波形Ｓｉ　ｌ
　で示すような）減衰正弦波電流　ｉＳが流れ、式（１
）で表わされる減衰正弦波電圧ｖｓがセンサ・ユニット
１０の両端間（回路点Ｓ′　）に現われる。コンデンサ
Ｃ２’　は、図示のような極性を有するから、波形Ｓｖ
′から明らかなように、電圧ＶＳは−Ｖｔから始まり、
増大してゼロを通過する。

以上の説明から明らかなように、本発明において可変イ
ンダクタンスを測定する技術的思想の要点は、センサ・
ユニットの電圧ＶＳが基準電圧■Ｌに維持されるように
、時間的に変化する電流　ｉＳを制御し、これにより、
センサ・インダクタンスＬＳの測定に及ぼす等画分路キ
ャパシタンスＣＬの影響を除去する点にある。即ち、第
１図図示の回路において、（回路点Ｓ′の）ｌ圧Ｖ３が
時点１．においてコンパレータＡ２’の基準電圧ＶＬま
で上昇すると、センサ制御ループ回路３０′　のコンパ
レータ出力は、波形Ｃ′から明らかなように負となる。

コンパレータＡ２’　の出力は、センサ制御ループ回路
３０′の抵抗Ｒ１５′及びダイオードＤ１５′から成る
Ｗ＆遠ループが電流ｉＳを捕捉して電圧Ｖ３を基準電圧
ＶＬに維持するのに充分な負のレベルになる。（時点１
．において、センサ電流パルス発生回路２０′　は、セ
ンサ・ユニット１゜の両端からコンデンサＣ２’　を遮
断し、これにより、センサ充電周期Ｔｃを終結させ、コ
ンデンサＣ２’が再びＶｌにむかって充電されるように
する。） 時点【Ｉは、センサ・データ周期Ｔｏの開始時点に相当
する。時点１．を過ぎると、センサ・ユニット１０の全
電流がＤｉＳ’　／Ｒ１５’帰還ループを流れる。即ち
、（回路成分が完全なら）回路点Ｃ′における電圧ＶＣ
は Ｖｃ　＝ＶＬ−ｉＳ　Ｒ１５’ この電圧ＶＣは、（波形Ｃ′から明らかなように）電流
１５と比例し、電流ｉＳ　（波形３　Ｈｒ　）の絶対値
がゼロにむかって次第に減少するにつれて増大する。

センサ・データ周期Ｔｏにおいて、補償回路４０′は、
電流１ｓの変化率、具体的には電流ｉＳがゼロに達する
時点の電流ｉＳの変化率を測定するために、比例１圧ｖ
Ｃを微分する。即ち、比例筒　　・圧Ｖ（をコンデンサ
Ｃ４’　によって微分することにより、電流ｉＳの変化
率と関連するアナログ電圧ＶＤが抵抗Ｒ１８′の両端（
即ち回路点Ｄ’　）に形成される。（センサ・データ周
期ＴＯの終結後、ダイオードＤ４’がコンデンサＣ４’
から蓄積電荷を除去する。、）電流ｉＳの量は、センサ
・データ周期Ｔｏが終結する時点ｔ４でゼロに達するま
で次第に少なくなり、この時点（ｉｇ−０）において電
圧ｖＯは、センサ・ユニットの電流１ｓの変化率と対応
する。波形Ｃ′で示すように、時点ｔ４において電圧■
ｃは、コンパレータＡ２’　の基準電圧ＶＬにあり、ダ
イオードＤ１５′　は導通を停止する。その結果、Ｄ１
５’　／Ｒ１５’帰還ループは電圧Ｖ３の制御をやめ、
この電圧Ｖ３は、時点ｔｏ　ｌ　において次の装置周期
が始まるまでゼロのままに維持される。

センサ・データ周期ＴＤが終結すると、電圧ＶＤ（波形
Ｄ’　）は、ｉＳ　−０におけるＮ流１ｓの変化率のア
ナログ量となる。従って弐〇から、電圧ＶＤは、インダ
クタンスＬＳのアナログ量を示し、従って、抵抗ＲＬの
影響を受けないセンサ・ユニット１０への目標物接近の
アナログ量を示す。

この場合、抵抗Ｒ１８′　は、インダクタンス値と一定
関係をもつ値に電圧Ｖ□を規準化する機能を果たす。従
って、この可変インダクタンス測定法で得られる（時点
ｔ４における）電圧ｖ□は、インダクタンスしＳの校正
された指示を、従って、センサ・ユニツ、ト１０に対す
る目標物接近の校正された指示を提供し、この校正され
た指示は、センサ・ユニット１０の温度にも、接続ケー
ブルの長さ及び温度にも影響されない。

次に、近接感知装置の好ましい実施例に関して説明する
。第３図は、等価回路で示したセンサ・ユニット１０（
即ち、センサ・インダクタをその等価インダクタンスＬ
Ｓ、等個直列抵抗ＲＬ及び分路キャパシタンスＣＬで示
しである。）及び近接感知装置の電子スイッチ回路を含
む各種回路を示す。近接感知装置の各装置周期ＴＳごと
に、センサＭ流パルス発生回路２０はコンデンサＣ２と
共働して、センサ充電周期Ｔｃにおいてセンサ・ユニッ
ト１０に時間的に変化する電Ｆｉｔ　ｉＳを供給する。

対応の時間的に変化するセンサ電圧Ｖ５が基準電圧ＶＬ
に達すると、センサ充電周期Ｔｃがセンサｉ制御ループ
回路３０によって終結させられ、帰還制御回路３２がコ
ンパレータＡ２と共働して電圧ＶＳをＶＬで一定に維持
するように電流ｉ５を捕捉する。この作用でセンサ・デ
ータ周期Ｔｏが始まり、電流ＩＢがゼロに達して帰還制
御回路３２が電流ｉＳに対する制御をやめる時点で前記
センサ・データ周期Ｔｏが終了する。

センサ・データ周期ＴＤにおいて、補償回路４０は、電
流ミラー回路４２によって電流ｉ５に対応する電流を確
立し、電流／電圧変換回路４４によりセンサ電流１ｓに
比例する電圧ｖＣを作り出す。補償回路４０に含まれる
微分／アナログ回路４６は、電圧ｖＣを微分して、セン
サ・データ周期ＴＯにおける′ＩＲ流ｉ５の変化率のア
ナログ量である電圧ＶＤを形成する。

近接検知・スイッチング回路５ｏは、センサ・ユニット
１０への目標物接近が一定の限定作動距離または作動ギ
ャップに対応するときに目標物近接検知パルスを供給す
べく、センサ・データ周期Ｔ。

の終結時における電圧ｖ□の校正レベルに応答する検知
・ゲート回路５２を含む。前記目標物近接検知パルスは
、母子化回路５４によって量子化される。

連続する装置周Ｉ！１ｌＴＳの間に形成される一連の量
子化目標物近接検知バルブは、時間平均近接電圧を供給
する積分回路５６に印加される。最後に、シュミット・
トリが・近接スイッチング回路５８は、前記時間平均近
接電圧に応答し、目標物が作動ギャップまたはこれより
も近い距離までセンサ・ユニット１０に接近した場合は
これを指示する。

本発明の近接感知装置の具体的な回路実施例を第４図に
示す。第４図に示す回路の各点と連携の波形を第５図の
タイミング・ダイヤグラムに示すが、これらの波形のう
ちのいくつが（即ち、波形Ａ、ｓｉ％３ｖ　Ｓｃ、ｏ及
びＥ　）　ｉ、ｔ、第４図にもっと詳細に図示しである
。第５図のタイミング・ダイヤグラムは、連続する装置
周期ＴＳＳＴＳ’　、ＴＳ“及びＴＳ＝について示しで
ある。但し、以下に述べる第４図回路の説明は、単一の
装覆周朋ＴＳに関して行ない、連続する装置周期間との
違いについては適宜の箇所で注意を喚起することにする
。

センサ・ユニット１０は、リード線１８ａ及び同１８ｂ
　（リード線１８ｂは共通リード線である。）を含む任
意の長さのケーブル１８を介して電子スイッチ回路と接
続する。近接感知装置の動作環境は、ケーブル１８を介
して近接感知装置へ容量的に結合する種々のノイズ源を
含むと仮定する。第４図では、このようなノイズ源をノ
イズ結合コンデンサＣｃと直列のノイズ発生器１９で示
した。センサ・ユニット１０中のインダクタは、回路点
■においてリード線１８ａを介してコンデンサＣ２の一
端と接続している。コンデンサＣ２の他端（回路点■）
は、センサ電流パルス発生回路２０に接続する。

センサ電流パルス発生回路２０は、パルス発生器Ａ１、
トランジスタロ１乃至Ｑ５及びコンデンサ０１等から成
る。パルス発生器Ａ１の出力は、抵抗Ｒ８を介して、エ
ミッタが接地されているトランジスタＱ３のベースに接
続する。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ
４のベースに接続し、トランジスタＱ４のエミッタはダ
ーリントン方式でトランジスタＱ５のベースと接続する
。

ダーリントン・ベアに対するバイアスを供給するため、
トランジスタＱ４のエミッタとアースとの間に抵抗Ｒ１
０を挿入しである。トランジスタＱ５のコレクタは、回
路点■においてコンデンサＣ２の他端と接続し、トラン
ジスタＱ５のエミッタは接地されている。コンデンサＣ
２の他端はまた、抵抗Ｒ１１を介してバイアス電源■＋
と接続する。

後述のように、パルス発生器Ａ１による装置周期ＴＳの
開始直前に、コンデンサＣ２は、抵抗Ｒ１１を介してほ
ぼ電圧Ｖｌにまで充電される。

パルス発生器Ａ１は、トランジスタＱ３及びダーリント
ン・ペアＱ４／Ｑ５によるバッファ効果でコンデンサＣ
２から隔離されている。この隔離は、近接感知装置が外
部的な同期ノイズ源の存在下で動作する場合に重要な意
義をもつ。例えば、ノイズ発生器１９が近接感知装置の
装置周期ＴＳとほぼ同期した周期を有する信号源である
と仮定する。（このような同期ノイズ信号は、他の近接
感知装置のセンサ・ユニット及び電子スイッチ回路間で
ケーブル１８の近くにあるケーブルに起因することがあ
る）。また、特定タイプの絶縁またはシールドをケーブ
ル１８に施すことによってこの同期信号を除去したり効
果的に減衰させることが、（技術的、経済的またはその
他の理由で）不可能であると仮定する。この場合、この
同期ノイズ信号は、不可避的にケーブル１８に容量結合
してコンデンサＣ２に現われる。コンデンサＣ２がパル
ス発生器Ａ１から隔離されていなければ、このパルス発
生器Ａ１は、従って装置周期ＴＳは、外部ノイズ信号と
同期状態に引き込まれることがある。

その結果、各装置周期ＴＳごとに同期的に干渉が現われ
、近接感知装置の以侵の回路段における信号に付加され
る。このような同期干渉は、近接感知装置の誤ったスイ
ッチング動作を招く可能性がある。

近接感知装置の好ましい実施例ではこのような可能性を
避けるため、パルス発生器Ａ１は、コンデンサＣ２及び
ケーブル１８から隔離するだけでなく、ランダム周期を
呈するようにしである。パルス発生器Ａ１の周期、従っ
て装置周期ＴＳをランダム周期にしたから、近接感知装
置が外部ノイズ源と同期関係に陥ることはあり得ない。

換言すれば、ランダムな装置周期ＴＳを提供するような
パルス発生器Ａ１を採用することにより、近接感知装置
のスイッチング動作に及ぶノイズ源の影響がランダム化
される。この周波数シフトの結果は、後述のように近接
検知・スイッチング回路５０においてろ過されるランダ
ム・ノイズである。

近接感知装置の装置周Ｗ”ｒ　Ｔ　ｓがランダム化され
れば、装置周期ＴＳの開始時にコンデンサＣ２に現われ
る電圧もその影響を受ける。即ち、この電圧は、Ｒ１１
／Ｃ２の時定数及びこのランダムな装置周期ＴＳに依存
する。従って、連続する装置周期ＴＳの開始時において
コンデンサＣ２の電圧は、上記電圧Ｖｔ付近の比較的狭
い範囲に抑えることができる。但し、詳しくは後述する
ように、装置周期ＴＳの開始時におけるコンデンサＣ２
の正確な電圧は、センサ・ユニット１０中のインダクタ
のインダクタンスＬＳの測定に影響しない。従って、以
下の説明では、装置周期ＴＳの開始時のコンデンサＣ２
の電圧をＶｌであるとし、この電圧のランダム化の影響
は、適当な場所で述べることにする。

パルス発生器Ａ１は、常態では高い状態にあり、装置周
期ＴＳのセンサ充電周期Ｔｃの開始時に相当する時点ｔ
ｏにおいて一時的にアース電位まで降下して開始パルス
を提供する。この開始パルスは、トランジスタＱ３を不
導通にしく波形Ａを参照）、バイアス電源Ｖ十に接続す
る抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ４のベースに供給さ
れる電圧により、トランジスタＱ４及び同Ｑ５から成る
ダーリントン・ペアを導通させる。トランジスタＱ５が
導通すると、コンデンサＣ２の回路点■側は接地される
。その結果、抵抗Ｒ１１を介して電圧■工まで充電され
たコンデンサＣ２がセンサ・ユニット１０と並列になり
、センサ・インダクタに電圧−ＶＩを印加する。センサ
・インダクタ及びコンデンサＣ２によって形成される共
振回路は、（時点ｔｏから）発揚を開始する。時点ｔｏ
において装置周期ＴＳが開始した後、センサ・インダク
タ間の電圧ＶＳ及び当該インダクタを流れる電流　ＩＳ
はそれぞれ、回路点Ｓと連携の波形Ｓｖ及び同３ｉを参
照して説明することができる。コンデンサＣ２は図示の
ような極性を具えているから、時点ｔｏにおいてセンサ
・インダクタ間電圧は、−Ｖｌまで急激に負方向に下降
し、次いで減衰正弦波の形で増大してゼロを通過する。

センサ・インダクタを流れる電流は、時点ｔｏにおいて
はゼロであり、この時点を過ぎると減衰正弦波の形で負
方向に増大する。

パルス発生器Ａ１がトランジスタＱ３を不導通化させて
後に該パルス発生器Ａ１からの開始パルスが終了しても
、コンデンサＣ１と共働するトランジスタＱ１及び同Ｑ
２により、トランジスタＱ３の不導通サイクルは終了し
ない。トランジスタＱ２のベースは、回路点のにおいて
トランジスタＱ３のコレクタと接続する。トランジスタ
Ｑ２のエミッタは、電流制限用の抵抗Ｒ６を介して接地
され、このコレクタは、トランジスタＱ１のエミッタと
、さらに、抵抗Ｒ５及び同Ｒ１を介してバイアス電ＷＡ
Ｖ＋と接続する。トランジスタＱ１のベースは、抵抗Ｒ
２及び同Ｒ１を介してバイアス電源■＋と接続し、コレ
クタはバイアス電源■＋と直接接続する。コンデンサＣ
１は、トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ３
のベースとの間に挿入される。トランジスタＱ１のベー
スとアースとの間に挿入された抵抗Ｒ３及び同Ｒ４がト
ランジスタＱ１をバイアスし、抵抗Ｒ３とＲ４間に基準
電圧ＶＬが現われる。時点ｔｏにおける装置周期ＴＳの
開始時に、トランジスタＱ３が不導通化すると、抵抗Ｒ
７を介して供給されるベース駆動電圧によってトランジ
スタＱ２が導通する。

トランジスタＱ２が導通すると、そのコレクタ電圧が抵
抗Ｒ５の電圧降下分だけ降下する。トランジスタＱ１の
エミッタにおけるこの電圧降下は、このトランジスタＱ
１を導通させ、その結果トランジスタＱ１はトランジス
タＱ２が飽和しないように該トランジスタＱ２に電流を
供給する。このようにして、トランジスタＱ４のベース
へ流入していた電流は、トランジスタＱ２の方へ流れ込
む。

トランジスタＱ２のコレクタ電圧が降下すると、コンデ
ンサＣ１の、トランジスタＱ２のコレクタと接続してい
る側の電圧も降下する。この電圧降下は、（初期におい
てはアース電位よりも概ねトランジスタＱ３のベース・
エミッタ電圧だけ高いレベルにある）コンデンサＣ１の
他の側に影響し、トランジスタＱ３のベースをアース電
位より低くし、トランジスタＱ３を逆バイアスして不導
通にする。この逆バイアス作用は、パルス発生器Ａ１か
らの開始パルスが終了してパルス発生器Ａ１からの出力
が高くなる前に生じる。次いでコンデンサＣ１は、パル
ス発生器Ａ１により抵抗Ｒ８を介してゆっくりと充電さ
れる。

コンデンサＣ１は、センサ電流パルス発生回路２０中に
あって、近接感知装置の電子スイッチ回路の動作停止を
防ぐ。詳しくは後述するように、トランジスタＱ２及び
トランジスタＱ４／Ｑ５の導通サイクル及びトランジス
タＱ３の不導通サイクルは、回路点■に現われる負方向
電圧パルスＰＴの作用下に、時点１．において終了する
。この終了パルスＰＴは、コンデンサＣ２と、トランジ
スタＱ４のコレクタ及びベース間に挿入されたダイオー
ドＤ１とを介してトランジスタＱ２のベースへ反射し、
このトランジスタＱ２を不導通にする。

トランジスタＱ２が不導通になると、トランジスタＱ３
のベース電圧が急激に上昇し、このトランジスタＱ３を
導通させてトランジスタＱ４／Ｑ５を不導通にし、セン
サ充電周期Ｔｃを終了させる（時点１＋　）。この作用
は、回路点のと連携の波形Ａの、時点ｔ１　と一致する
後縁によって表わされる。トランジスタＱ５が不導通に
なると、コンデンサＣ２の回路点■側は、もはや接地せ
ず（従って、もはやセンサ・インダクタ間には接続され
ず）、コンデンサＣ２は、再び抵抗Ｒ１１を介して電圧
■！にむかって充電される。（第５図の波形Ｂを参照）
トランジスタＱ４及び同Ｑ２のベースに終了パルスＰＴ
が現われなければ、トランジスタＱ２は導通状態を持続
してトランジスタＱ３を不導通状態に、トランジスタＱ
４／Ｑ５を導通状態にそれぞれクランプする。コンデン
サＣ１の作用がなければ、コンデンサＣ２は、センサ・
ユニット１０間に接続されたままとなり、再充電が妨げ
られる（装置は停止する）。コンデンサＣ１は、たとえ
終了パルスＰＴがなくても、トランジスタＱ３がバイア
スされて導通してトランジスタＱ４／Ｑ５（及びＱ２）
を不導通にし、コンデンサＣ２の再充電を可能にするレ
ベルまで、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ８を介して充電され
るように配設される。

次に、コンパレータＡ２及び帰還制御回路３２を含む第
４図図示のセンサ制御ループ回路３０を考察する。コン
パレータＡ２の一方の非反転入力端子は、ゼロより大き
い基準電圧ＶＬに接続する。コンパレータＡ２の反転入
力端子は、抵抗Ｒ１２を介して回路点■と接続し、ダイ
オードＤ２を介してアースと接続する。ダイオードＤ２
は、電圧ｖＳが負である間、コンパレータＡ２の反転入
力端子における負電圧を制限する。コンパレータＡ２の
出力と反転入力端子との間に挿入される帰還制御回路３
２は、トランジスタＱ６、Ｑ７及び安定化コンデンサＣ
３等から成る。コンパレータＡ２の出力は、トランジス
タＱ６のベースと接続し、トランジスタＱ６のコレクタ
は、トランジスタＱ７のベースと接続する。トランジス
タＱ７のコレクタは、ダイオードＤ３を介して直接回路
点■と接続し、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ１２を介して
コンパレータＡ２の反転入力端子と接続し、エミッタは
アースと接続する。コンパレータＡ２の安定性を確実に
するため、コンパレータＡ２の反転入力端子は、安定化
コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ６のエミッタと
接続する。トランジスタＱ６のコレクタとアースとの間
に接続された抵抗Ｒ１４は、低電流レベルにおけるトラ
ンジスタＱ６のインピーダンスを小さくすることにより
コンパレータＡ２の安定性を助長する。

波形Ｓ■及びＳｉに関しては、（時点ｔｏに始まる）セ
ンサ充電周期Ｔｃの間、センサ・ユニット１０間の減衰
正弦波電圧ｖ３は、概ね一■ｌから増大し、遂には正の
レベルにまで振れる。従ってこのセンサ充電周期Ｔｃの
間にセンサ・インダクタを流れる電流は、減衰正弦波の
形で負方向に増大する。所与の装置周期ＴＳにおいて、
パルス発生器Ａ１によるランダム化作用は、（コンデン
サＣ２によって印加される）電圧Ｖ３の初期値だけに影
響する。時点ｔｏを過ぎると、波形Ｓｖ及びＳｌは、式
（１）に従って決定される。概ね電圧ｖ３がゼロを通過
する時点く時点ｔｏと　【！の間）に、電流　ｉＳは負
のピークに達し、ゼロにむかってその大きさが減少し始
める（直列等価抵抗ＲＬの影響により、電流１ｓは、電
圧ＶＳがゼロである時に正確にピークとはならない）。

また、センサ充電周期Ｔｃの間、コンパレータＡ２の反
転入力端子における電圧は、基準電圧ＶＬよりも低い。

従って、コンパレータＡ２の出力は、設計によってはバ
イアス電源■＋に等しいのであろうが、高レベルにある
。斯くして、トランジスタＱ６は不導通であり、トラン
ジスタＱ７を不導通に保持する。

時点【０と　ｔｌ　の間に、センサ電圧ＶＳが基準電圧
ＶＬまで上昇する。その結果、コンパレータＡ２の出力
が急激に負に転じてトランジスタＱ６を導通させ、これ
によってトランジスタＱ７をも導通させる。この作用に
よりコンパレータＡ２の出力と反転入力端子との間の帰
還ループが閉じて帰還制御が行なわれ、コンパレータＡ
２の反転入力端子における電圧、即ち、センサ電圧Ｖ５
が基準電圧■Ｌ１．：維持される。帰還制御に際して、
トランジスタＱ７は電流ｉＳを「捕捉」し、センサ電圧
Ｖ５を基準電圧ＶＬに維持するのに充分なだけダイオー
ドＤ３を介して電流を減少させる。実際にはコンデンサ
Ｃ２が存在するから、センサ・データ周期ＴＯの間にセ
ンサｍｌ　！ｓ全全部トランジスタＱ７を流れるわけで
はない。但し、このセンサ・データ周期Ｔｏ中にセンサ
・ユニット１０とコンデンサＣ２との間を流れる誤差電
流は、比較的小さく且つ一定である。この誤差電流は、
校正によって容易に修正できるから、近接感知装置によ
って与えられる近接データの精度には影響しない。以下
の説明において、センサ電流１ｓは、センサ・ユニット
１０を流れる電流からセンサ・ユニット１０とコンデン
サＣ２との間の誤差電流を差引いた電流であると仮定す
る。

安定化コンデンサＣ３の存在により、帰還制御は、セン
サ電圧■Ｓが初めて基準電圧ＶＬに達する正確な時点に
確立されるわけではない。むしろ、上昇するセンサ電圧
ｖｓに対する帰還制御は、Ｒ１２／　０３安定時定数に
よって決定される時間だけ遅延する。この遅延時間の間
、センサ電圧Ｖ３は上昇し続け、時点ｔ１　において基
準電圧ＶＬよりも大きい電圧ｆｆｌ　Ｖｐに達する（第
４図の波形３ｖ参照）。時点１．において帰還ｉ＋ｌＪ
　ｔａｌｌが完全に確立され、電圧ｖ３は、急激にＶｐ
からＶＬに降下し、回路点■において負方向電圧パルス
を提供する。

この負方向パルスは、上述した終了パルスＰＴであり、
コンデンサＣ２及びトランジスタＱ４のコレクタを介し
てトランジスタＱ４及び同Ｑ２のベースへ反射して該ト
ランジスタＱ２、Ｑ４を不導通にし、時点ｔ１　におい
てセンサ充電周期Ｔｃを終了させる。この終了動作を達
成するためには、終了パル・スＰＴの大きざが約１ボル
トでなければならず、Ｒ１２／　Ｃ３の安定時定数もこ
れに応じて設定されなければならない。

センサ電流波形３ｉを参照すると、電圧Ｖｓが一定に保
持される場合には、センサ電流　ｉＳは、もはや減衰正
弦波の形で変化せず、むしろ、概ねランプ状にゼロへ接
近する。式（Ｓから明らかなように、センサ電流ｉ５は
、完全なランプ状ではない。即ち、等価直列抵抗ＲＬの
影響により、センサ電流ｉＳの変化率は、センサ電来が
ゼロに近づくにつれて小さくなる。

時点【４においてセンサ電流　ｉ５はゼロに達し、反転
しようとする。しかし、トランジスタＱ７を流れる電流
は反転できず、トランジスタＱ７及びダイオードＤ３は
木導通になる。この作用により帰還制御回路３２は、セ
ンサ電流ｉＳを制御できなくなり、センサ・ユニット１
０の電圧ＶＳがゼロに降下する。以上の説明から明らか
なように、センサ制御ループ回路３０がセンサ電流１ｓ
を制御する１、からｔ４までの時間が、センサ・データ
周期ＴＯである。好ましい実施例において、各装置周期
ＴＳの長さは、連携のセンサ・データ周期ＴＯの１０倍
程度である。従って連続するセンサ・データ周期間で生
ずる遅延は、電力消費を節減するために近接感知装置の
デユーティ−・サイクルを小さく維持しながら、充分な
近接感知データ転送速度を得るためのものである。パル
ス発生器Ａ１において行なわれる周期ランダム化作用は
、コンデンサＣ２によってセンサ・ユニット１０へ印加
される初期電圧Ｖｌも付随してランダム化することによ
って、センサ充電周期Ｔｃにもセンサ・データ周期ＴＤ
にも比較的軽微な影響しか及ぼさない。

具体的に説明すると、時点【０における電圧Ｖｒの増加
（減少）は、センサ・データ周期Ｔｏの開始時における
センサ・ユニットの電流の増加（減少）を肩し、センサ
電流ｉＳの初期変化率の増加（減少）を責す。その結果
、センサ・データ周期Ｔｏが終了する時点【４が、遅く
（早く）現われることになる。但し、この初期現象を過
ぎれば、センサ電流ｉＳの変化率は何ら影響されず、式
■に従いセンサ・インダクタのインダクタンスＬ　Ｓに
よって決定される。

次に、電流ミラー回路４２、電流／電圧変換回路４４及
び微分／アナログ回路４６から成る第４図図示の補償回
路４０について説明する。センサ・データ周期ＴＯの問
、電流ｉＳは、帰還υ１＠回路３２のトランジスタＱ７
にも流れる。電流ミラー回路４２は、ベースがトランジ
スタＱ７のベースと接続し、コレクタがトランジスタＱ
６のエミッタである回路点■と接続し、エミッタがアー
スと接続するトランジスタＱ８から成る。トランジスタ
Ｑ８は、該トランジスタＱ８を流れる電流があらゆる電
流レベルにおいてトランジスタＱ７を流れる電流（電流
　ｉＳ）と比例するように、トランジスタＱ７と整合さ
せである。

補償回路４０の電流／電圧変換回路４４は、回路点■に
おいてバイアス電源Ｖ＋とトランジスタＱ８のコレクタ
との間に接続された抵抗Ｒ１６から成る。

センサ・データ周期Ｔｏの間、トランジスタＱ８を流れ
る電流は電流ｉＳに比例するから、抵抗Ｒ１６に発生す
る電圧Ｖｃ　（波形Ｃ）は、同じセンサ・データ周期の
間の電流１ｓに正比例する。即ち、回路点■と連携の波
形Ｃは、センサ電＊　ｉＳの波形Ｓｉと対応する。具体
的には、センサ・データ周期Ｔｏに亘って、電圧ｖＣの
変化率は、電流ＩＳの変化率に対応する。即ち、時点ｔ
１　に、回路点Ｏにおける波形は、■十以下に急激に降
下し、次いで概ねランプ状にＶ＋にむかって上昇する。

センサ・データ周期Ｔｏが終了する時点ｔ４において、
電圧ＶＣはＶ＋に達するが、これは、電流ｉＳがゼロに
達することに対応している。

電圧ＶＣは、微分／アナログ回路４６へ供給されるが、
この微分／アナログ回路４６の目的は、電圧Ｖ（を微分
し、もって、電流ｉＳの変化率のアナログ量、特に、電
流　ｉＳがゼロになる時点ｔ４におけるアナログ量を得
ることにある。微分／アナログ回路４６は、！！衝増幅
器Ａ３と、コンデンサＣ４、校正抵抗Ｒ１８及び演算増
幅器Ａ４を含む微分回路とからなる。緩衝増幅器Ａ３の
非反転入力端子は、回路点Ｏと接続し、緩衝増幅器Ａ３
の出力は、回路点（◎においてコンデンサＣ４の一方の
側と接続するだけでなく、その反転入力端子とも接続す
る。演算増幅器Ａ４の非反転入力端子は基準電圧ＶＬと
接続し、その反転入力端子はコンデンサＣ４の他側と接
続する。演算増幅器Ａ４の出力は、校正抵抗Ｒ１８及び
ダイオードＤ４を介してその反転入力端子及びコンデン
サＣ４の他側と接続する。尚、演算増幅器Ａ４の非反転
入力端子が、センサ制御ループ回路３０中のコンパレー
タＡ２の基準電圧を形成するのと同じ電圧ＶＬと接続す
る点に留意されたい。このような基準電圧の構成により
、抵抗Ｒ４の端子間電圧ＶＬの変化は、インダクタンス
しＳを表現する式（５）の分母と分子のどちらにも等し
く現われるから、センサ・インダクタのインダクタンス
ＬＳの決定に影響しない。

微分／アナログ回路４６は、以下に述べるようにして電
流ｉ５の変化率のアナログ量を形成する。

緩衝増幅器Ａ３が、微分／アナログ回路４６とこれに先
行する電流／Ｎ圧変換回路４４との間に電流絶縁を提供
する。コンデンサＣ４が電流／Ｉｔ圧変換回路４４から
引き出す電流がこれによって制限されるから、回路点Ｏ
における電圧ｖＣの波形は、影響を受けない。緩衝増幅
器Ａ３の作用により、回路点Ｃ）における波形は、回路
点Ｃにおける波形と対応する。即ち、センサ・データ周
期Ｔｏが開始する時点１．までは、コンデンサＣ４の回
路点（）側は■＋ボルトであり、他方の側は■しボルト
である。時点ｔｌ　において回路点（）における電圧（
波形Ｃ）が急激に降下し、これに呼応して演算増幅器Ａ
４の出力は、ダイオードＤ４がコンデンサＣ４を放電さ
せ得るに充分な程、ＶＬよりも高い正のレベルまで上昇
する。次いで演算増幅器Ａ４の出力が降下して負となり
、反転入力端子における電圧をＶＬに維持するのに充分
な程に、校正抵抗Ｒ１８を通る電流を減少させる。

コンデンサＣ４及び校正抵抗Ｒ１８は、電圧Ｖ（と連携
の回路点○における波形を微分する。演算増幅器Ａ４は
、その反転入力端子に接続する微分コンデンサＣ４に対
し実効アース電位を提供し、もって、コンデンサＣ４が
抵抗Ｒ１８を介してＤＣアースと接続する場合に生じる
微分誤差項をできるだけ小さくする。斯くして、微分コ
ンデンサＣ４が校正抵抗Ｒ１８を通して得た電流、従っ
て校正抵抗Ｒ１８間の時間微分電圧は、回路点Ｃ）にお
ける波形Ｃの微分と直接対応する。即ち、センサ・デー
タ周期Ｔｏの間、特にこのセンサ・データ周期Ｔｏが終
了する時点ｔ４において、校正抵抗Ｒ１８間の電圧ＶＯ
（回路点０）は、電圧ｖＣの変化率のアナログ量、従っ
て電流ｔ５の変化率のアナログ量となる。

電圧ｖ□は、波形りで表わされ、近接感知装置の補償回
路４０から出力される。特にセンサ・データ周期Ｔｏが
終了する時点ｔ＊　　（１ｓ−０）において、電圧ＶＤ
は、センサ・インダクタのインダクタンスしＳと関連す
る。以上の関係を反映させるため式（Ｑへ代入すると、
下記式が得られる。

即ち、センサ電流パルス発生回路２０、センサ制御ルー
プ回路３０及び補償回路４０において実施されるインダ
クタンス測定法は等価分路キャパシタンスＣＬまたは等
個直列抵抗ＲＬのどちらの可変性にも影響されないイン
ダクタンスＬＳの測定値を提供する。

アナログ電圧ｖＯと連携の波形りに関しては、センサ・
データ周期ＴＤに亘って電圧ＶＯが一定のままでないこ
とは明白である。式■と、インダクタンスしＳが比較的
一定のままであるとの想定とから、電圧Ｖ□が一定でな
いということは、等個直列抵抗ＲＬの影響下にｄｉＳ／
ｄｔがセンサ・データ周期中に次第に減少すると云う事
実を反映する。波形りの形は、センサ・データ周期Ｔ［
）中の電Ｆｉｔ　　ｉＳの変化率により式（■に従って
決定されるが、このセンサ・データ周期中に回路点０に
おける実際の電圧レベルは、校正抵抗Ｒ１８の選定され
た値によって決定される。特に、校正抵抗Ｒ１８は、電
流ｉ５がゼロとなるセンサ・データ周期の終了時におけ
る電圧ｖＯのレベルを決定する。従って、センサ・デー
タ周期ＴＯの終了時における電圧ＶＤは、インダクタン
スＬＳの測定値、即ち、センサ・ユニット１０への目標
物接近の規準化された測定値から成る。詳しくは後述す
るように、本発明において抵抗Ｒ１８の値は、所定の作
動ギャップへの近接感知装置の近接スイッチングを校正
すべく選択される。

補償回路４０から近接検知・スイッチング回路５０へ電
圧ｖＯが供給される。電圧ｖＯに呼応して近接検知・ス
イッチング回路５０は、目標物がセンサ・ユニットへ所
定作動ギャップまたはこれよりも近い距離まで接近する
と目標物近接検知パルスを出力する。上述したように、
目標物は磁性材から成るものと仮定されているから、イ
ンダクタンスしＳは、目標物がセンサ・ユニット１０へ
接近すればするほど増大し、°その結果、式■から明ら
かなように、センサ・データ周期Ｔｏ中の電流ｉＳの変
化率が減少する。このような旧ｓ／ｄｔの減少は、第４
図の波形３ｉに破線で示してあり、センサ電流ｉＳがゼ
ロに達し且つセンサ電圧ｖ３がＶＬから降下する時点ｔ
４がその分だけ遅れる（波形Ｓ■参照）。即ち、インダ
クタンスＬＳが増大すると、第５図において装置周期Ｔ
Ｓ”及びＴＳ″中のセンサ・データ周期ＴＤ“及びＴＯ
“が長くなっていることからも明らかなように、センサ
・データ周期Ｔｏの長さが増大する。但し、センサ・デ
ータ周期Ｔｏは、依然として装置周期ＴＳよりはるかに
短い。電流ｉＳの変化率のこの減少は、波形りの破線部
分が示すように、電圧ｖ□の相応する変化となって現わ
れる。即ち、センサ・ユニット１０への目標物接近に対
応するインダクタンスＬＳの増大は、センサ・データ周
期Ｔｏ中め電圧Ｖｏの増大、より具体的には、センサ・
データ周期Ｔｏが終了する時点ｔ４における電圧Ｖ□の
増大を肩すく装置周期ＴＳ″及びＴＳ“中の第５図波形
りを参照）。

目標物がセンサ・ユニット１０に接近する場合、最終的
には、近接感知ｉ置の目標接近条件と対応するように任
意に選択される作動ギャップに達する。後述するような
理由で、校正抵抗Ｒ１８は、センサ・インダクタのイン
ダクタンスＬＳが目標物の前記作動ギャップ位置への到
達に対応するとき、センサ・データ周期Ｔｏの終了時に
アナログ電圧ｖ□がゼロになるように選定される。この
状態は、時点ｔ３においてゼロに達する波形りの破線部
分によって反映されている。

電圧ＶＤは、近接検知・スイッチング回路５０の検知・
ゲート回路５２へ供給される。検知・ゲート回路５２は
、検知コンパレータＡ５及びゲート・トランジスタＱ９
から成る。検知コンパレータＡ５の非反転入力端子とゲ
ート・トランジスタＱ９のベースとは共に、抵抗Ｒ１９
を介して、補償回路４０の出力に対応する回路点０と接
続する。検知コンパレータＡ５の反転入力端子は、基準
アース電位を設定づべくアースに接続される。検知コン
パレータＡ５の出力と非反転入力端子との間に安定化コ
ンデンサＣ５が接続される。検知コンパレータＡ５の出
力は、抵抗Ｒ２０を介し、回路点■においてゲート・ト
ランジスタＱ９のコレクタと接続し、該トランジスタＱ
９のエミッタは、アースに接続される。スイッチングの
過渡現象を抑制するため、ゲート・トランジスタＱ９の
ベースとアースとの間にコンデンサＣ６が接続される。

電圧ＶＤは、検知コンパレータＡ５の非反転入力端子及
びゲート・トランジスタＱ９のベースに現われる。時点
ｔ１　より前では、回路点０における演算増幅器Ａ４の
出力が電圧ＶＬで＾く、その結果、検知コンパレータＡ
５からの出力が高く、ゲート・トランジスタＱ９が導通
化する。ゲート・トランジスタＱ９が導通すると、回路
点■における検知・ゲート回路５２の出力が低くなる（
即ち、アース電位となる）。センサ・データ周１ＩＴｏ
の開始直後、演算増幅器Ａ４の出力がアース電位よりも
低くなってトランジスタＱ９を不導通にし、検知コンパ
レータＡ５を（アース電位に対して）低い状態にスイッ
チする。その結果、回路点■における検知・ゲート回路
５２からの出力電圧は、低い状態に維持される。

センサ・データ周期Ｔｏの間電圧Ｖ□は、上述のように
次第に増大する。センサ・ユニット１０からの目標物の
距離が作動ギャップよりも大きいことをインダクタンス
ＬＳが示すならば、（実線で示す）波形りは、時点ｔ４
までは（検知コンパレータＡ５の基準レベルである）ゼ
ロに達しない。

即ち、回路点■におけるゲートされた出力は、センサ・
データ周期Ｔｏの長さに亘って低レベルに維持される。

センサ・データ周期ＴＤの終端において、演算増幅器Ａ
４の出力は、高レベルに切換ねり、従って、検知コンパ
レータＡ５を高レベルに切換えさせると同時に、ゲート
・トランジスタＱ９を導通させて回路点■を低レベルに
保持する。

しかしながら、センサ・ユニット１０への目標物接近が
作動ギャップに相応すると、インダクタンスＬＳは、セ
ンサ・データ周期ＴＤが終了する直前の時点ｔ３におい
て、電圧ＶＤと連携の（破線で示す）波形りがゼロに達
するような値となる。

上述のように、時点１．において演算増幅器Ａ４の出力
は、アース電位よりも低いレベルに降下し、トランジス
タＱ９を不導通にし、また検知コンパレータＡ５を低レ
ベルに切換える。センサ・データ周期Ｔｏが終了する直
前に、（破線で示す）波形りが検知コンパレータＡ５の
基準レベルでもあるＯボルトに達すると、検知コンパレ
ータＡ５は、ゲート・トランジスタＱ９が導通する前に
高レベルに切換ねる。その結果、回路点■における検知
・ゲート回路５２の出力に、ゲートされた目標近接検知
パルスＰｏが現われる。従って、目標物が作動ギャップ
よりも近くセンサ・ユニット１０に接近し、その結果イ
ンダクタンスＬＳがざらに増大すると、校正された電圧
ＶＤがゼロに達する時点ｔ３が早くなり、目標物近接検
知パルスＰＤのパルス幅が増大する（増大したインダク
タンスＬＳまたはノイズにより、電圧Ｖｏのレベルは、
センサ・データ周期の終了前にゲート・トランジスタＱ
９を導通させるに充分な電圧に達し、もって時点ｔ４よ
りも早く目標物近接検知パルスを終了させることがある
。）。

検知・ゲート回路５２の出力は、量子化回路５４へ供給
される。量子化回路５４はこの出力に応答し、各装置周
期ＴＳごとに所定量の量子化出力を形成する。具体的に
は、母子化回路５４の機能は、各装置周期ＴＳごとにセ
ンサ・データ周期Ｔｏ中に発生する目標物近接検知パル
スＰｏを使って、目標物近接検知パルスの品質に関係な
く量子化回路５４と積分回路５６との間で所定量の電荷
を確実に伝達させるようにすることにある。この機能は
、近接感知装置が電磁干渉の存在下で動作し、近接感知
装置の電子スイッチ回路とセンサ・ユニット１０との間
のケーブル１８へ不可避的にノイズ信号（ノイズ発生器
１９及び結合コンデンサＣｃで表わされる。

）が導入される場合に、特に重要である。容重的に結合
され、近接感知装置の後段利得回路で増幅されるノイズ
信号は、目標物近接検知パルスＰ。

を歪ませるおそれがある。即ち、この１ｌｌａ干渉は、
目標物近接検知パルスを誤って発生させ、または発生さ
せなかったりするか、あるいはこのパルスの大きさ及び
／またはパルス幅を歪ませるかもしれない。

母子化回路５４は、°トランジスタＱ１０．　Ｑｌｌ及
びフリップフロップ回路点６から成る。トランジスタＱ
１０のベースは、抵抗Ｒ９を介してセンサ電流パルス発
生回路２０中のパルス発生器Ａ１の出力と接続する。ト
ランジスタＱ１１のベースは、検知・ゲート回路５２中
の回路点■と接続する。トランジスタＱＩＯのエミッタ
及びトランジスタＱｌｌのエミッタはアースに接続する
。トランジスタＱ１１のベースとアースとの間にコンデ
ンサＣ７が接続され、該コンデンサＣ７は、スイッチン
グ過渡現象を抑制するためのものである。トランジスタ
ＱＩＯのコレクタは、フリップ７０ツブＡ６の一方の入
力と接続し、トランジスタＱｌｌのコレクタは、フリッ
プ７０ツブＡ６の他方の入力と接続する。

装置周期ＴＳが始まる時点ｔｏにおいて、パルス発生器
Ａ１の出力が降下してトランジスタＱ１０を不導通にし
、フリップフロップ八６を電圧ＶＮの高レベルにセット
する。この時点で、トランジスタＱ１１は、検知・ゲー
ト回路５２の回路点■における低レベル出力電圧によっ
て不導通に維持される。従って、センサ・データ周期Ｔ
ｏ中に目標近接状態が発生する場合にのみ、検知・ゲー
ト回路５２の出力レベルが変化する。即ち、センサ・デ
ータ周期ＴＤ中に目標物とセンサ・ユニット１０との間
隔が作動ギャップ以上になると、（ノイズの影響を無視
するとして、）目標物近接検知パルスＰＤが発生するこ
となく時点（４においてセンサ・データ周期Ｔｏが終了
する。その結果、対応の装置周期全体に亘ってトランジ
スタＱ１１は不導通のままであり、フリップフローツブ
八６は高レベルを持続する。しかし、目標物がセンサ・
ユニット１０にむかって作動ギャップまたはこれよりも
近く接近すると、検知・ゲート回路５２は、上述のよう
に目標物近接検知パルスＰｏを形成する。時点ｔ３にお
けるこの検知パルスは、トランジスタＱ１１を導通させ
、フリップフロップ八〇を低レベル（アース電位）にす
る。フリップフロップ八６は、装置周期ＴＳの間、即ち
、時点【３から、パルス発生器Ａ１の出力が降下してト
ランジスタＱＩＯが不導通になり、フリップフロップ八
６が高レベルに戻る新しい装置周期の開始まで、低い状
態を持続する。

第５図の波形Ｅ及びＦを参考にしながら要約すると、所
与の装置周期において目標物が作動ギャップ以上にセン
サ・ユニット１０から離れていれば、量子化回路５４か
らの出力（回路点■）は、この装置周期全体に亘って高
レベルにあり、その後の装置周期においても目標物近接
状態が存在しなければ高レベルのままである。この状態
を第５図では装置周期ＴＳ及びＴＳ’　として図示した
。目標物がセンサ・ユニット１０に接近すると、最終的
には、目標近接状態に対応する作動ギャップに達する。

これは、装置周期゛「ｓ″及びＴＳ″における状態であ
ると想定する。即ち、装置周期ＴＳ″及びＴＳ〜におい
ては、それぞれの装置周期が始まる時点ｔｏ　１１及び
ｔｏ〜からセンサ・データ周期Ｔ。

“及びＴｏ”において各目標物近接検知パルスＰＤ”及
びＰｏ’″が発生する時点ｔ３″及びｔ３″まで、ｍ子
化回路５４中のフリップ７０ツブＡ６からの出力は高い
レベルにある。検知段階の時点ｔ３“　（ｈ　＝　）に
おいて、フリップ７０ツブ八６は、低レベルに切換ねり
、その装置周期の残りの部分に亘ってその状態を維持す
る。各装置周期ＴＳは、センサ充電周期Ｔｃとセンサ・
データ周期Ｔｏとの組合わせよりもはるかに長いから、
目標物近接検知パルスＰＤをもたらす目標近接状態によ
り、量子化回路５４の出力は、装置周期ＴＳ“及びＴＳ
＝における波形Ｆから明らかなように、高レベルにある
時間よりもはるかに長い時間に亘り低レベルにある。

上述の記載から、量子化回路５４からのこの量子化出力
は、目標物近接検知パルスＰｏの大きさともパルス幅と
も無関係である。むしろ、連続する各装置周期において
、量子化回路５４からの量子仕出力の唯一のずれは、（
目標物近接検知パルスＰＯが誤って発生しまたは発生し
なかったりする可能性を無視するとして、）パルス発生
器Ａ１のランダム化作用に起因するかまたは、目標物接
近状態に対しては量子化回路５４がその出力を低レベル
に切換える連携の装置周期中の時点ｔ３のずれに起因す
るかのどちらかである。パルス発生器Ａ１のランダム化
作用は、直接的には各装置周期ＴＳの長さをランダムに
変化させることにより、また間接的にはセンサ・データ
周期Ｔｏの開始及び終了時点（Ｉを（センサ・ユニット
１０間に印加されるコンデンサＣ２の電圧Ｖｌに及ぼす
影響を介して）変化させることにより量子化出力に影響
を与える。後者の場合、終了時点ｔ１　の変化は、目標
近接状態においては目標物近接検知パルス発生時点ｔ３
にも影響する。いずれの場合にも、量子化回路５４から
の量子化出力に及ぼすパルス発生器Ａ１の影響は、本質
的にランダムである。詳しくは後述するが、このランダ
ム効果は、近接感知装置からの近接スイッチング出力の
精度には影響しない。非ランダムなずれは、量子化回路
５４からの量子化出力に発生するけれども、その精度に
は影響しない。具体的には、目標近接状態が存在する装
置周期ＴＳにおいて、目標物が作動ギャップ内でセンサ
・ユニット１０へ接近するにつれて、目標物近接検知パ
ルスＰｏの発生時点ｔ３が、装置周期開始時点ｔｏに近
くなる。その結果、量子化出力の対応する（時点【０及
び１３間の）高いレベルと（時点ｔ３及び装置周期終了
時点間の）低いレベルとの比が変化し、その最大ずれは
、装置周期ＴＳよりもはるかに短く設定されたセンサ・
データ周期Ｔｏにほぼ相当する。従って、本発明の量子
化法は、検知・ゲート回路５２からの目標物近接検知パ
ルスＰｏをフィルタする有効な手段を提供する。

連続する装置周期ＴＳに亘って、量子化回路５４からの
量子化出力は、積分回路５６に供給される。

積分回路５６は、量子化回路５４（回路点［Ｆ］）と、
接地された積分コンデンサＣ８との間に接続された抵抗
Ｒ２１により構成されるＲＣ積分回路から成る。

積分回路５６は、量子化回路（回路点Ｏ）からの連続す
るＧ子化出力をフィルタし、コンデンサＣ８間に時間的
に平均された近接電圧を形成する。瞬間的なノイズの影
響を無視すれば、連続する装置周期に亘って目標物がセ
ンサ・ユニット１０に対して作動ギャップより離れて位
置する場合には、目標物近接検知パルスが発生せず、所
定歯の電荷が、このような各装置周期の間コンデンサＣ
８へ転送される。従って、コンデンサＣ８が電圧ＶＮに
むかって徐々に充電される。これに反して、連続する装
置周期に亘って目標物が作動ギャップまたはこれよりも
近い位置にあれば、このような各装置周期ＴＳにおいて
所定量の電荷が量子化回路５４によってコンデンサＣ８
から除かれ、コンデンサＣ８は、アース電位にむかつて
徐々に放電する。

既に述べたように、近接感知装置にノイズ信号が容量結
合することがあり得るから、積分回路５Ｇによる時間平
均近接電圧の形成は、重要である。

ノイズ信号は、検知・ゲート回路５２からの出力に１９
することにより直接的に、あるいは検知・ゲート回路へ
の入力における電圧ＶＱに影響することにより間接的に
目標物近接検知パルスＰＤの誤った発生または不発生を
招来するおそれがある。

但し、このようなノイズ信号は、ランダムである（準同
期的な外部ノイズ源の場合には、ランダム化される）。

即ち、一連の装置周期ＴＳに亘って目標離隔状態の可能
性を反映して装置周期ＴＳの５０％以内で目標物近接検
知パルスＰＤが発生するならば、コンデンサＣ８の時間
平均近接電圧は、徐々に（フへップフロツブ八６の高レ
ベル出力に対応する）電圧ＶＮへ上昇する。他方、目標
近接条件の可能性に相応して装置周期の５０％以上に亘
って目標物近接検知パルスが発生するならば、■子化回
路５４からの出力の時間平均は低く、コンデンサＣ８は
、これを反映して徐々に放電する。従って、ランダム・
ノイズの影響は除去され、コンデンサＣ８の時間平均近
接電圧は、センサ・ユニット１０に対する目標物の近接
／離隔状態を正確に反映する。

積分回路５６からの時間平均近接電圧出力は、シュミッ
ト・トリガ／近接スイッチング回路５８へ供給される。

演算増幅器Ａ７は、帰還抵抗Ｒ２２及びＲ２３と共にシ
ュミット・トリガを形成し、近接スイッチング・トラン
ジスタＱ１２は、近接感知装置の近接スイッチング出力
を提供する。演算増幅器Ａ７の反転入力端子は、積分コ
ンデンサＣＢと接続し、非反転入力端子は抵抗Ｒ２２を
介して（フリップ７０ツブ八６の高レベル状態と対応す
る）電圧ＶＮの１／２として与えられる正電圧Ｖ　Ｎ　
／　２と接続する。演算増幅器Ａ７の出力は、抵抗Ｒ２
３を介して非反転入力端子と、抵抗Ｒ２４を介して近接
スイッチング・トランジスタＱ１２のベースとそれぞれ
接続する。近接スイッチング・トランジスタＱ１２のベ
ースとアースとの間には、バイアス抵抗Ｒ２５が接続す
る。抵抗Ｒ２２及びＲ２３によって形成される帰還分圧
器は、公知のシュミット・トリが回路の態様で演算増幅
器Ａ７のトリガ電圧を変化させる。１１］ち、演算増幅
器Ａ７への反転入力端子に供給される時間平均近接電圧
が電圧ＶＮに近づくと、演算増幅器Ａ７の出力は低くな
る。従つて、帰還分圧器Ｒ２２／　Ｒ２３の作用下に演
算増幅器Ａ７の非反転入力端子におけるトリガ電圧は、
■Ｎ／２とアース電位との中間値付近となる。即ち、シ
ュミット・トリガの出力を変化させるには、時間平均電
圧が、前記中間トリが・レベル以下に降下せねばならな
い。このように降下すると、演算増幅器へ７の出力が高
状態に切換ねり、シュミット・トリガ回路のトリガ電圧
をＶＮ／２とＶＮとの間のほぼ中間的なレベルまで上昇
させる。

シュミット・トリガ／近接スイッチング回路５８は、下
記のように作用する。目標物とセンサ・ユニット１０と
の間隔が作動ギャップよりも大きければ、量子化回路５
６からの出力の、連続する装置周期ＴＳに亘る時間平均
は、目標物近接検知パルスＰｏの発生しない場合の時間
平均に対応する。従って、コンデンサＣ８の時間平均近
接電圧は、演算増幅器Ａ７のトリガ・レベルよりも高い
ＶＮである。これにより演算増幅器Ａ７の出力は低くな
り、近接スイッチング・トランジスタＱ１２は不導通に
なる。近接スイッチング・トランジスタＱ１２のこの状
態は、近接感知装置の目標離隔状態に対応し、目標物が
作動ギャップ距離までセンサ・ユニット１０に接近しな
かったことを示す。

しかし目標物とセンサ・ユニット１０との間隔が作動ギ
ャップ以内になると、検知・ゲート回路５２の出力に連
続的な目標物近接検知パルスＰｏが現われる。その結果
、上述したように、目標物近接検知パルスＰｏが発生す
る装置周期ＴＳごとに、コンデンサＣ８から所定量の電
荷量が除去される。

従って、コンデンサＣ８の時間平均近接電圧は、アース
電位にむかって低下する。最終的には、コンデンサＣ８
は、シュミット・トリガ回路のトリガ・レベル以下に（
即ち、Ｖ　Ｎ　／　２とアース電位との中間電圧以下に
）放電し、シュミット・トリガ演算増幅器Ａ７の出力は
、高レベルに切換ねる。

この作用により近接スイッチング・トランジスタＱ１２
が導通し、近接感知装置からの目標近接表示が形成され
る。

以上、新規のインダクタンス測定技術を組込んだ近接感
知装置の好ましい実施例に従って本発明を説明した。こ
の近接感知装置は、唯一の回路素子であるセンサ・イン
ダクタを含むセンサ・ユニットであって、共通ワイヤを
含む２本のワイヤから成る任意の長さのケーブルを介し
て近接感知装置の電子スイッチ回路に接続された遠隔セ
ンサ・ユニットを利用する。インダクタンスを測定する
回路部は、センサ・ユニットにおける温度にも接続ケー
ブルの長さ及び温度にも影響されないセンサ・インダク
タのインダクタンスＬＳの校正された測定値を周期的に
提供する。この周期的なインダクタンス測定値を利用す
ることにより、センサ・ユニット設置環境の温度変化に
影響されないセンサ・ユニットへの信頼できる正確な目
標物近接指示を得ることができる。本発明によれば、近
接感知の確度及び信頼性の改善を達成しながら、近接感
知装置の単純化及びコスト軽減をも達成することができ
る。

本発明のその他の実施態様及び改変は、好ましい実施例
の説明及び添付図面中の教示内容を利用することで当業
者ならば容易に理解できるであろう。従って、本発明は
、好ましい実施例に限定されるものではなく、前記その
他の実施例や改変も特許請求の範囲に含まれるものと理
解されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に採用される可変インダクタンス測定
装置を図解する作用ブロック及び回路図であり、第２図
は、第１図の対応点と連携の説明的波形Ｓｉ′、Ｓ■′
、Ｃ′及びＤ′を含むタイミング・ダイヤグラムであり
、第３図は、近接感知装置の好ましい実施例を示す作用
ブロック図であり、第４図は、第３図に示した近接感知
装置の回路図であり、第５図は、第４図図示回路の対応
回路点と連携の波形ＡＳＢ、Ｓｉ　１Ｓｖ　、Ｃ，Ｅ及
びＦを示すタイミング・ダイヤグラムである。 １０・・・センサ・ユニット　１８・・・ケーブル　１
８ａ１１８ｂ・・・リード線　１９・・・ノイズ発生回
路　２０．２０′・・・センサ電流パルス発生回路　３
０１３０’　・・・センサ制御ループ回路　３２・・・
帰還制御回路　４０．４０’　・・・補償回路　４２・
・・電流ミラー回路　４４・・・電流／Ｎ圧変換回路　
４６・・・微分／アナログ回路　５０・・・近接検知・
スイッチング回路　５２・・・検知・ゲート回路５４・
・・量子化回路　５６・・・積分回路　５８・・・シュ
ミット・トリガ／近接スイッチング回路　Ａ１・・・パ
ルス発生器　Ａ２、Ａ２’　・・・コンパレータ　Ａ３
・・・緩衝増幅器　Ａ４、Ａ７・・・演算増幅器　Ａ５
・・・検査コンパレータ　Ａ６・・・フリップフロップ
回路Ｑ１〜Ｑ１２・・・トランジスタ　０１〜Ｃ８、Ｃ
２’　、Ｃ４’　・・・コンデンサ　Ｄ１〜Ｄ４．０４
’　、Ｄ１５′・・・ダイオード　Ｒ１へＲ１２、Ｒ１
４、Ｒ１６、Ｒ１８〜Ｒ２５、Ｒ１５’　、Ｒ１８’・
・・抵抗特許出願人　エルデック　コーボレイション〃
至ρノ 仕ｑ ζ禍

Claims (21)

【特許請求の範囲】
1. （１）インダクタンスＬ＿Ｓが目標物の接近と公知の関
   係で変化するセンサ・インダクタと、前記インダクタン
   スＬ＿Ｓと直列の温度などに依存する可変等価抵抗と、
   前記インダクタンスＬ＿Ｓと分路関係の温度などに依存
   する可変等価キャパシタンスとを含むセンサ・ユニット
   に対する目標物の接近をモニターするための近接感知装
   置であつて、センサ・ユニットに、従って、センサ・イ
   ンダクタに時間的に変化する波形を有する電流ｉ＿Ｓを
   連続する各装置周期Ｔ＿Ｓごとに周期的に供給する電流
   発生器と、 そのセンサ電圧が基準電圧Ｖ＿Ｌに達したら当該センサ
   ・ユニット間の電圧ｖ＿Ｓを一定にすべく制御する制御
   ループと、 当該センサ電圧の一定推移期間において、関係▲数式、
   化学式、表等があります▼ ｖ＿Ｓ＝Ｖ＿Ｌ ｉ＿Ｓ＝０ に従つてインダクタンスＬ＿Ｓの指示が得られるように
   センサ電流ｉ＿Ｓがゼロのときの該センサ電流ｉ＿Ｓの
   時間変化率を決定する微分回路と、前記インダクタンス
   の指示に応答し、目標物接近とインダクタンスＬ＿Ｓと
   の間の公知の関係に従つてセンサ・ユニットに対する目
   標物の接近を表わす目標物近接信号を供給する近接決定
   部材とから成ることを特徴とする近接感知装置。
2. （２）前記センサ電流ｉ＿Ｓが、減衰形で概ね正弦波状
   の波形を有することを特徴とする特許請求の範囲第（１
   ）項に記載の近接感知装置。
3. （３）前記電流発生器が、各装置周期Ｔ＿Ｓごとに前記
   センサ・ユニット間に電圧を印加するセンサ電流パルス
   供給部材から成ることを特徴とする特許請求の範囲第（
   ２）項に記載の近接感知装置。
4. （４）前記センサ電流パルス供給部材が、 前記センサ・ユニットと接続すべく適合されたセンサ充
   電コンデンサと、 各装置周期Ｔ＿Ｓに先立つて前記センサ充電コンデンサ
   を概ね一定の充電電圧に充電すべく動作する電流源と、 前記センサ充電コンデンサと基準アース電位との間に接
   続され、前記センサ充電コンデンサが前記充電電圧に充
   電されると前記センサ充電コンデンサを前記センサ・ユ
   ニット間に実質的に接続するスイッチ部材 とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第（３）項
   に記載の近接感知装置。
5. （５）前記センサ電圧が前記基準電圧Ｖ＿Ｌに達すると
   、前記スイッチ部材が、前記センサ充電コンデンサと前
   記センサ・ユニットとの接続を断つことを特徴とする特
   許請求の範囲第（４）項に記載の近接感知装置。
6. （６）前記制御ループが、 基準電圧Ｖ＿Ｌ及び前記センサ電圧に応答し、前記セン
   サ電圧が基準電圧Ｖ＿Ｌに達すると出力を変える制御コ
   ンパレータと、 前記センサ・ユニットに接続され、当該制御コンパレー
   タの出力変化に応答して前記センサ電圧を基準電圧Ｖ＿
   Ｌに維持すべく前記センサ電流ｉ＿Ｓを制御する電流制
   御回路 とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   に記載の近接感知装置。
7. （７）前記電流制御回路が、 前記制御コンパレータの出力変化によって能動化され、
   該制御コンパレータの入力と出力との間に接続される帰
   還制御回路から成り、当該帰還制御回路は、能動化され
   ると、前記センサ電流ｉ＿Ｓに対応する帰還電流を導通
   することを特徴とする特許請求の範囲第（６）項に記載
   の近接感知装置。
8. （８）前記帰還制御回路が、 前記制御コンパレータの出力変化に応答して導通状態に
   なる第１のソリッドステート・スイッチと、 前記センサ・ユニットに接続され、当該第１のソリッド
   ステート・スイッチの導通状態に応答して当該帰還電流
   を導通する第２のソリッドステート・スイッチ とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第（７）項
   に記載の近接感知装置。
9. （９）更に、前記帰還電流に、従つて、前記センサ電流
   ｉ＿Ｓに対応する電流を供給する電流ミラー部材をも含
   むことを特徴とする特許請求の範囲第（８）項に記載の
   近接感知装置。
10. （１０）前記微分回路が、 前記帰還電流に、従って、前記センサ電流ｉ＿Ｓに比例
    する電圧ｖ＿Ｃを供給する電流／電圧変換部材と、 当該電圧ｖ＿Ｃの変化率のアナログ量、従って、センサ
    電流ｉ＿Ｓの時間変化率のアナログ量である電圧Ｖ＿Ｄ
    を得るため当該電圧ｖ＿Ｃを微分する微分部材と、 関係式 ▲数式、化学式、表等があります▼ に従つてインダクタンスＬ＿Ｓの指示が得られるように
    前記電圧Ｖ＿Ｄの値をインダクタンス値に規準化する校
    正部材 とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第（７）項
    に記載の近接感知装置。
11. （１１）前記微分回路が更に、前記電流／電圧変換部材
    と前記微分部材との間に電流絶縁を提供する緩衝部材を
    も含み、前記電圧ｖ＿Ｃは、電流／電圧変換部材におけ
    るその波形に歪みを生ずることなく前記緩衝部材を介し
    て結合されることを特徴とする特許請求の範囲第（１０
    ）項に記載の近接感知装置。
12. （１２）前記近接決定部材が、前記電圧Ｖ＿Ｄと、目標
    物及びセンサ・ユニットの間の所定の作動ギャップに対
    応する閾値作動電圧とに応答し、目標物が作動ギャップ
    位置に来ると目標物近接検知信号を提供する検知部材か
    ら成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
    近接感知装置。
13. （１３）前記検知部材が、 前記電圧Ｖ＿Ｄ及び閾値作動電圧に応答し、前記電圧Ｖ
    ＿Ｄが閾値作動電圧に一致すると出力を変える検知コン
    パレータと、 当該検知コンパレータの出力変化に応答して目標物近接
    検知パルスＰ＿Ｄを提供するゲート部材とから成ること
    を特徴とする特許請求の範囲第（１２）項に記載の近接
    感知装置。
14. （１４）連続する各装置周期Ｔ＿Ｓに対して、ランダム
    ・ノイズによる所与のパルスＰ＿Ｄの発生の有無と同様
    、連続するパルスＰ＿Ｄの時間長及び大きさが、ランダ
    ムに可変であり、前記近接決定部材が、時間平均近接電
    圧を得るため、連続する装置周期Ｔ＿Ｓに亘ってパルス
    Ｐ＿Ｄを積分する積分回路と、時間平均近接電圧に応答
    し、目標物がセンサ・ユニットに対する作動ギャップ位
    置にあることをこの時間平均近接電圧が示すと目標近接
    表示を形成する近接スイッチング回路とをも含むことを
    特徴とする特許請求の範囲第（１３）項に記載の近接感
    知装置。
15. （１５）前記センサ回路が、減衰形で概ね正弦波状の波
    形を有することを特徴とする特許請求の範囲第（１３）
    項に記載の近接感知装置。
16. （１６）前記電流発生器が、各装置周期Ｔ＿Ｓごとに前
    記センサ・ユニット間に電圧を印加するセンサ電流パル
    ス部材から成ることを特徴とする特許請求の範囲第（１
    ５）項に記載の近接感知装置。
17. （１７）前記センサ電流パルス部材が、 前記センサ・ユニットに接続するよう適合されたセンサ
    充電コンデンサと、 各装置周期Ｔ＿Ｓに先立つて前記センサ充電コンデンサ
    を概ね一定の充電電圧に充電する電流源と、当該センサ
    充電コンデンサと基準アース電位との間に接続され、当
    該センサ充電コンデンサが当該充電電圧まで充電される
    とセンサ充電コンデンサを前記センサ・ユニット間に接
    続するように動作し、もつてセンサ充電周期Ｔ＿Ｃを開
    始させるスイッチ部材 とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第（１６）
    項に記載の近接感知装置。
18. （１８）前記センサ電圧が前記基準電圧Ｖ＿Ｌに達する
    と、前記スイッチ部材が、前記充電コンデンサと前記セ
    ンサ・ユニットとの接続を断つてセンサ充電周期Ｔ＿Ｃ
    を終結させることを特徴とする特許請求の範囲第（１７
    ）項に記載の近接感知装置。
19. （１９）連続する装置周期Ｔ＿Ｓに対して、ランダム・
    ノイズによる所与のパルスＰ＿Ｄの発生の有無と同様、
    連続するパルスＰ＿Ｄの時間長及び大きさがランダムに
    可変であり、前記近接決定部材が更に、当該パルスＰ＿
    Ｄのそれぞれを当該パルスＰ＿Ｄの時間長及び大きさと
    は概ね無関係な所定量の電荷に変換する量子化回路と、 時間平均近接電圧を得るために連続する装置周期Ｔ＿Ｃ
    に亘つてそれぞれの電荷量を積分する積分回路と、 当該時間平均近接電圧に応答し、目標物がセンサ・ユニ
    ットに対する作動ギャップ位置にあることを当該時間平
    均近接電圧が示すと目標近接表示を形成する近接スイッ
    チング回路 とを含むことを特徴とする特許請求の範囲第（１８）項
    に記載の近接感知装置。
20. （２０）前記量子化回路が、 高い状態または低い状態の出力を供給する２レベル回路
    と、 前記スイッチ部材に応答し、各装置周期Ｔ＿Ｓごとに、
    前記センサ充電周期Ｔ＿Ｃの開始からパルスＰ＿Ｄが発
    生するまでの間の所定時点において当該２レベル回路を
    高い状態にセットする第１のセット・スイッチと、 前記ゲート部材に応答し、前記パルスＰ＿Ｄの発生時に
    当該２レベル回路を低い状態に切換える第２セット・ス
    イッチ とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第（１９）
    項に記載の近接感知装置。
21. （２１）前記スイッチ部材が、連続する装置周期Ｔ＿Ｓ
    の長さをランダム化するようにランダムな周波数で動作
    することを特徴とする特許請求の範囲第（１７）項に記
    載の近接感知装置。