JPS636909A - デイジタルフイルタ装置 - Google Patents
デイジタルフイルタ装置Info
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- JPS636909A JPS636909A JP15115986A JP15115986A JPS636909A JP S636909 A JPS636909 A JP S636909A JP 15115986 A JP15115986 A JP 15115986A JP 15115986 A JP15115986 A JP 15115986A JP S636909 A JPS636909 A JP S636909A
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- Japan
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- digital filter
- analog
- digital
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 27
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/02—Analogue recording or reproducing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は例えばビデオディスクプレーヤの時間軸誤差補
正ループの特性を補正するイコライザ等に用いて好適な
ディジタルフィルタ装置に関する。
正ループの特性を補正するイコライザ等に用いて好適な
ディジタルフィルタ装置に関する。
本発明においてはディジタルフィルタ装置の特性のうち
、比較的高い周波数の帯域の特性はディジタルフィルタ
により決定され、比較的低い周波数の帯域の特性は平滑
用のアナログローパスフィルタにより決定される。
、比較的高い周波数の帯域の特性はディジタルフィルタ
により決定され、比較的低い周波数の帯域の特性は平滑
用のアナログローパスフィルタにより決定される。
ビデオディスクプレーヤは再生ビデオ信号の時間軸誤差
を補正するために、例えば第３図に示すような時間軸誤
差補正ループを有している。同図において１１は入力さ
れるビデオ信号を所定時間遅延して出力する遅延回路と
してのＣＣＤである。
を補正するために、例えば第３図に示すような時間軸誤
差補正ループを有している。同図において１１は入力さ
れるビデオ信号を所定時間遅延して出力する遅延回路と
してのＣＣＤである。
Ｃ，ＣＤ１１より出力されたビデオ信号は同期分離回路
１２に入力され、水平同期信号が抽出１分離される。こ
の再生水平同期信号は比較回路１３に入力され、基準水
平同期信号と比較される。比較回路１３は両信号の位相
誤差に対応した信号を出力し、この信号は増幅回路１４
．イコライザ（ＥＱ）１５、増幅回路１６を介して電圧
制御発振回路（ＶＣＯ）１７Ｎ、−入力される。従って
ＶＣＯ１７が出力するクロックは水平同期信号（ビデオ
信号）の時間軸誤差に対応して変化し、ＣＧＤＩＩによ
りビデオ信号の時間軸誤差が補正される。
１２に入力され、水平同期信号が抽出１分離される。こ
の再生水平同期信号は比較回路１３に入力され、基準水
平同期信号と比較される。比較回路１３は両信号の位相
誤差に対応した信号を出力し、この信号は増幅回路１４
．イコライザ（ＥＱ）１５、増幅回路１６を介して電圧
制御発振回路（ＶＣＯ）１７Ｎ、−入力される。従って
ＶＣＯ１７が出力するクロックは水平同期信号（ビデオ
信号）の時間軸誤差に対応して変化し、ＣＧＤＩＩによ
りビデオ信号の時間軸誤差が補正される。
斯かる補正ループにおけるイコライザ１５をディジタル
化するために、例えば第２図に示すようなディジタルフ
ィルタ装置を用いることができる。
化するために、例えば第２図に示すようなディジタルフ
ィルタ装置を用いることができる。
同図において１はアナログローパスフィルタであり、標
本化に伴う入力アナログ信号の折返し雑音の発生を防止
するためその帯域を制御する。その出力はサンプルホー
ルド（Ｓ／Ｈ）回路２により所定の標本化周波数でサン
プルホールドされた後、Ａ／Ｄ変換回路３によりアナロ
グ信号からディジタル信号に変換される。ディジタル信
号はディジタルフィルタ４に入力され、乗算、加算等の
演算により所望の特性にされて出力される。このディジ
タル信号はＤ／Ａ変換回路５によりアナログ信号に変換
された後、アナログローパスフィルタ６により平滑（補
間）され、出力される。
本化に伴う入力アナログ信号の折返し雑音の発生を防止
するためその帯域を制御する。その出力はサンプルホー
ルド（Ｓ／Ｈ）回路２により所定の標本化周波数でサン
プルホールドされた後、Ａ／Ｄ変換回路３によりアナロ
グ信号からディジタル信号に変換される。ディジタル信
号はディジタルフィルタ４に入力され、乗算、加算等の
演算により所望の特性にされて出力される。このディジ
タル信号はＤ／Ａ変換回路５によりアナログ信号に変換
された後、アナログローパスフィルタ６により平滑（補
間）され、出力される。
Ｄ／Ａ変換回路５が出力する信号は標本化周波数を含み
、−種のＰＡＭ波となっている。そこでローパスフィル
タ６のカットオフ周波数は標本化周波数の１／２に設定
され、カットオフ周波数以上の帯域では６０ｄＢ乃至７
０ｄＢの減衰が得られるようになっている。
、−種のＰＡＭ波となっている。そこでローパスフィル
タ６のカットオフ周波数は標本化周波数の１／２に設定
され、カットオフ周波数以上の帯域では６０ｄＢ乃至７
０ｄＢの減衰が得られるようになっている。
ところでこのようにディジタルフィルタ４により所望の
特性を得ようとすると１回路構成が複雑になるばかりで
なく、有限語長による量子化誤差によってディジタルフ
ィルタの特性実現が困難になり、またＤ／Ａ変換回路の
出力端子に接続されるローパスフィルタの設計も困難に
なる。さらに演算に時間がかかり、位相遅れによりサー
ボ系が不安定になる。
特性を得ようとすると１回路構成が複雑になるばかりで
なく、有限語長による量子化誤差によってディジタルフ
ィルタの特性実現が困難になり、またＤ／Ａ変換回路の
出力端子に接続されるローパスフィルタの設計も困難に
なる。さらに演算に時間がかかり、位相遅れによりサー
ボ系が不安定になる。
本発明はディジタルフィルタ装置において、アナログ信
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／
Ｄ変換回路の出力信号を演算して所定の特性にして出力
するディジタルフィルタと、ディジタルフィルタの出力
信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／
Ａ変換回路と、Ｄ／Ａ変換回路の出力を平滑するアナロ
グローパスフィルタとを備え、ディジタルフィルタは比
較的高い周波数の帯域の特性を決定し、比較的低い周波
数の帯域の特性はアナログローパスフィルタにより決定
することを特徴とする。
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／
Ｄ変換回路の出力信号を演算して所定の特性にして出力
するディジタルフィルタと、ディジタルフィルタの出力
信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／
Ａ変換回路と、Ｄ／Ａ変換回路の出力を平滑するアナロ
グローパスフィルタとを備え、ディジタルフィルタは比
較的高い周波数の帯域の特性を決定し、比較的低い周波
数の帯域の特性はアナログローパスフィルタにより決定
することを特徴とする。
ディジタルフィルタ装置の総合特性のうち、比較的高い
周波数の帯域の特性はディジタルフィルタにより、また
比較的低い周波数の帯域の特性はアナログローパスフィ
ルタにより、各々決定される。
周波数の帯域の特性はディジタルフィルタにより、また
比較的低い周波数の帯域の特性はアナログローパスフィ
ルタにより、各々決定される。
第１図は本発明のディジタルフィルタ装置を時間軸誤差
補正装置に応用した場合のブロック図であり、第３図に
おける場合と対応する部分には同一の符号を付してあり
、その詳述は省略する。本発明においてはイコライザ１
５がアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換回路２１と、その出力を演算して所望の特性を実現す
るディジタルフィルタ２２と、その出力をディジタル信
号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路２３と、
Ｄ／Ａ変換回路２３の出力を平滑するアナログローパス
フィルタ２４とにより構成されている。
補正装置に応用した場合のブロック図であり、第３図に
おける場合と対応する部分には同一の符号を付してあり
、その詳述は省略する。本発明においてはイコライザ１
５がアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換回路２１と、その出力を演算して所望の特性を実現す
るディジタルフィルタ２２と、その出力をディジタル信
号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路２３と、
Ｄ／Ａ変換回路２３の出力を平滑するアナログローパス
フィルタ２４とにより構成されている。
しかしてイコライザ１５（従ってディジタルフィルタ２
２）に要求される特性は、ビデオディスクの時間軸誤差
の規格より、例えば第４図に示すようなものとなる。こ
の特性を実際に実現するには、例えば第５図に示すよう
に、３０Ｈｚに３重接、１１０ Ｈｚと５００ Ｈｚに
零点を持つようにディジタルフィルタ２２の伝達関数を
決定することになる。この場合の伝達関数を式で表わす
と、Ｇ、（ｓ）＝Ｇ、（ｓ ＋ ２ π・１１０）（ｓ
＋２π・５００） ／（ｓ＋２π・３０）３・・・・・・（１）となる（Ｇ
Ｉ、はゲイン定数）。
２）に要求される特性は、ビデオディスクの時間軸誤差
の規格より、例えば第４図に示すようなものとなる。こ
の特性を実際に実現するには、例えば第５図に示すよう
に、３０Ｈｚに３重接、１１０ Ｈｚと５００ Ｈｚに
零点を持つようにディジタルフィルタ２２の伝達関数を
決定することになる。この場合の伝達関数を式で表わす
と、Ｇ、（ｓ）＝Ｇ、（ｓ ＋ ２ π・１１０）（ｓ
＋２π・５００） ／（ｓ＋２π・３０）３・・・・・・（１）となる（Ｇ
Ｉ、はゲイン定数）。
（１）式を整合２変換すると次のようになる（Ｇ。
は定数）。
Ｇ２（Ｚ−’）
＝Ｇ、（１ｅｘｐ（−１１０・２ π・Ｔ）Ｚ−′）（
１ｅｘｐ（５００・２ｔｃ ・Ｔ）Ｚ−１）／（１−ｅ
ｘｐ（−３０・ ２ π・Ｔ）Ｚ−１）’・・ ・ ・
（２） ここでサンプリング時間Ｔは６３．５μｓであるから、
（２）式は Ｇ、（Ｚ−１）＝０３（１−０、９５７０７Ｚ−”）（
１−０，８１９１７２−１） ／（１−０，９８８１０２−１）３ ・・・（３） となる（Ｇ、＝０．２１７０７Ｘ１０−３）。ディジタ
ルフィルタ２２を縦続接続により実現するものとして（
３）式を書き直すと（４）式のようになる。
１ｅｘｐ（５００・２ｔｃ ・Ｔ）Ｚ−１）／（１−ｅ
ｘｐ（−３０・ ２ π・Ｔ）Ｚ−１）’・・ ・ ・
（２） ここでサンプリング時間Ｔは６３．５μｓであるから、
（２）式は Ｇ、（Ｚ−１）＝０３（１−０、９５７０７Ｚ−”）（
１−０，８１９１７２−１） ／（１−０，９８８１０２−１）３ ・・・（３） となる（Ｇ、＝０．２１７０７Ｘ１０−３）。ディジタ
ルフィルタ２２を縦続接続により実現するものとして（
３）式を書き直すと（４）式のようになる。
Ｇ、（Ｚ−ａ＝に、（１＋ａ、Ｚ−１）／ （１−ｂ
ｚ−１）ＸＫ２（１＋ａ、Ｚ−１）／ （１−ｂ Ｚ−
１）ＸＫ、／ （１−ｂ Ｚ−１）−−−−（４）ここ
に各定数は次の通りとなる。
ｚ−１）ＸＫ２（１＋ａ、Ｚ−１）／ （１−ｂ Ｚ−
１）ＸＫ、／ （１−ｂ Ｚ−１）−−−−（４）ここ
に各定数は次の通りとなる。
ａ、＝−０，９５７０７
ａ、 ＝−０，８１９１７
ｂ ＝０．９８８１０
に□＝（１−ｂ）／（１＋ ａ工）
＝（１−０，９８８１０）
／（１−０，９５７０７）
＝Ｑ、 ２７７２０
Ｋ ２ ＝（ｌ ｂ ） ／ （１＋ ａ ２ ）
＝（１−０，９８８１０） ／（１−０，８１９１７） ＝Ｑ、 ０６５８０８ に、＝１−ｂ＝０． ０１１９０ （４）式をさらに書き直すと（５）式が得られる。
＝（１−０，９８８１０） ／（１−０，８１９１７） ＝Ｑ、 ０６５８０８ に、＝１−ｂ＝０． ０１１９０ （４）式をさらに書き直すと（５）式が得られる。
Ｇ、（Ｚ−１）＝（ＫＬ＋Ａ１Ｚ−１）／ （１−ｂ
Ｚ−１）ｘ（Ｋ、＋Ａ、Ｚ−１）／ （１−ｂ Ｚ−１
）ＸＫ３／ （１−ｂ Ｚ−’）・・・・（５）ここに
各定数は次の通りとなる。
Ｚ−１）ｘ（Ｋ、＋Ａ、Ｚ−１）／ （１−ｂ Ｚ−１
）ＸＫ３／ （１−ｂ Ｚ−’）・・・・（５）ここに
各定数は次の通りとなる。
Ａ、＝に１ａ、＝−０，２６５３０
Ａ、＝に、ａ、＝−０，０５３９０８
（５）式の構成をシグナルフローで表わすと第６図のよ
うになる。この特性を有限語長（例えば１２ビツト）で
実現することは困難である。そこで本発明においてはア
ナログローパスフィルタ２４にイコライザ１５（ディジ
タルフィルタ２２）としての特性の一部を負租させる。
うになる。この特性を有限語長（例えば１２ビツト）で
実現することは困難である。そこで本発明においてはア
ナログローパスフィルタ２４にイコライザ１５（ディジ
タルフィルタ２２）としての特性の一部を負租させる。
斯かる観点より（１）式を書き表わすと、Ｇ、（ｓ）”
Ｇｏ（ｓ＋２π・１１０）／（ｓ＋２π・３０） Ｘ（ｓ＋２π・５００） ／（ｓ＋２π・３０） ×１７（ｓ＋２π・３０）・・・・（６）となる。（６
）式は３つのアナログローパスフィルタを縦続接続した
ものと考えることができるゆこのうち最後の項１／（ｓ
＋２π・３０）の分は、そのカットオフ周波数が３０
Ｈｚであるから、１５゜７５ＫＨｚのカットオフ周波数
の平滑用のアナログローパスフィルタ２４により代用さ
せることが可能である。従ってディジタルフィルタ２２
により実現すべき伝達関数は。
Ｇｏ（ｓ＋２π・１１０）／（ｓ＋２π・３０） Ｘ（ｓ＋２π・５００） ／（ｓ＋２π・３０） ×１７（ｓ＋２π・３０）・・・・（６）となる。（６
）式は３つのアナログローパスフィルタを縦続接続した
ものと考えることができるゆこのうち最後の項１／（ｓ
＋２π・３０）の分は、そのカットオフ周波数が３０
Ｈｚであるから、１５゜７５ＫＨｚのカットオフ周波数
の平滑用のアナログローパスフィルタ２４により代用さ
せることが可能である。従ってディジタルフィルタ２２
により実現すべき伝達関数は。
Ｇ４（Ｓ ）＝ ０３ （Ｓ ＋ ２ ｘ ・１１０）
／（ｓ＋２π・３０） Ｘ （ｓ ＋ ２π・５００） ／（ｓ＋２π・３０）・・・・・・（７）となる。（７
）式を整合Ｚ変換して（８）式が得られる。
／（ｓ＋２π・３０） Ｘ （ｓ ＋ ２π・５００） ／（ｓ＋２π・３０）・・・・・・（７）となる。（７
）式を整合Ｚ変換して（８）式が得られる。
Ｇ４（Ｚ−”）
＝（１−ｅｘｐ（ｌ ｌ ０ ・２ π・Ｔ） Ｚ−１
）／（１−ｅｘｐ（−３０・２ π・Ｔ） Ｚ−’）Ｘ
（１−ａｘｐ（−５００・２ ｘ ・Ｔ）Ｚ−１）／（
１−ｅｘｐ（−３０・２７Ｃ・Ｔ）Ｚ−’）＝（１−０
，９５７０７ｚ−”） ／（１−０，９８８１０２−１） ｘ（１−０，８１９１７Ｚ−’） ／（１−０，９８８１０２Ｍ”） ・・ ・ ・（８） 縦続接続を考えて、（８）式は（９）式のようになる。
）／（１−ｅｘｐ（−３０・２ π・Ｔ） Ｚ−’）Ｘ
（１−ａｘｐ（−５００・２ ｘ ・Ｔ）Ｚ−１）／（
１−ｅｘｐ（−３０・２７Ｃ・Ｔ）Ｚ−’）＝（１−０
，９５７０７ｚ−”） ／（１−０，９８８１０２−１） ｘ（１−０，８１９１７Ｚ−’） ／（１−０，９８８１０２Ｍ”） ・・ ・ ・（８） 縦続接続を考えて、（８）式は（９）式のようになる。
Ｇ、（Ｚ−１）＝に１（１＋ａｉＺ−’）／ （１−ｂ
Ｚ−１）ＸＫ２（１＋ａ２Ｚ−”）／ （１−ｂ Ｚ
−１）・・・（９） さらに（９）式を書き直すと（１ｏ）式が得られる。
Ｚ−１）ＸＫ２（１＋ａ２Ｚ−”）／ （１−ｂ Ｚ
−１）・・・（９） さらに（９）式を書き直すと（１ｏ）式が得られる。
Ｇ、（Ｚ−”）＝（Ｋ、＋Ａ□Ｚ−’）／ （１−ｂ
Ｚ−’）Ｘ（Ｋ２＋Ａ２Ｚ−”）／ （１−ｂ Ｚ−１
）・・・・（１ｏ） （１０）式の構成をシグナルフローで表わすと第７図の
ようになる。
Ｚ−’）Ｘ（Ｋ２＋Ａ２Ｚ−”）／ （１−ｂ Ｚ−１
）・・・・（１ｏ） （１０）式の構成をシグナルフローで表わすと第７図の
ようになる。
第７図の場合は第５図の場合に比較して、乗算、加算の
回数が少なく、それだけ有限語長による量子化誤差を少
なくすることができるばかりでなく、演算時間も短くな
るのでサーボ系の特性の劣化を防止することができる。
回数が少なく、それだけ有限語長による量子化誤差を少
なくすることができるばかりでなく、演算時間も短くな
るのでサーボ系の特性の劣化を防止することができる。
以上本発明を時間軸誤差補正ループに応用した場合を例
として説明したが１本発明の応用範囲はこれに限定され
るものではない。
として説明したが１本発明の応用範囲はこれに限定され
るものではない。
以上の如く本発明はディジタルフィルタ装置において、
アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回
路と、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号を演算して所定の特性
にして出力するディジタルフィルタと、ディジタルフィ
ルタの出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換回路と、Ｄ／Ａ変換回路の出力を平滑
するアナログローパスフィルタとを備え、ディジタルフ
ィルタは比較的高い周波数の帯域の特性を決定し、比較
的低い周波数の帯域の特性はアナログローパスフィルタ
により決定するようにしたので、演算回路を少なくして
全体として所望の特性を実現することができる。
アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回
路と、Ａ／Ｄ変換回路の出力信号を演算して所定の特性
にして出力するディジタルフィルタと、ディジタルフィ
ルタの出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換回路と、Ｄ／Ａ変換回路の出力を平滑
するアナログローパスフィルタとを備え、ディジタルフ
ィルタは比較的高い周波数の帯域の特性を決定し、比較
的低い周波数の帯域の特性はアナログローパスフィルタ
により決定するようにしたので、演算回路を少なくして
全体として所望の特性を実現することができる。
第１図は本発明のディジタルフィルタ装置を時間軸誤差
補正装置に応用した場合のブロック図、第２図はディジ
タルフィルタ装置のブロック図、第３図はアナログ系の
時間軸誤差補正装置のブロック図、第４図及び第５図は
その特性図、第６図及び第７図はそのシグナルフローの
図である。 １・・・アナログローパスフィルタ ２・・・サンプルホールド回路 ３・・・Ａ／Ｄ変換回路 ４・・・ディジタルフィルタ ５・・・Ｄ／Ａ変換回路 ６・・・アナログローパスフィルタ １１・・・Ｃ０Ｄ １２・・・同期分離回路 １３・・・比較回路 １４・・・増幅回路 １５・・・イコライザ １６・・・増幅回路 １７・・・電圧制御発振回路 ２１・・・Ａ／Ｄ変換回路 ２２・・・ディジタルフィルタ ２３・・・Ｄ／Ａ変換回路 ２４・・・アナログローパスフィルタ 以上
補正装置に応用した場合のブロック図、第２図はディジ
タルフィルタ装置のブロック図、第３図はアナログ系の
時間軸誤差補正装置のブロック図、第４図及び第５図は
その特性図、第６図及び第７図はそのシグナルフローの
図である。 １・・・アナログローパスフィルタ ２・・・サンプルホールド回路 ３・・・Ａ／Ｄ変換回路 ４・・・ディジタルフィルタ ５・・・Ｄ／Ａ変換回路 ６・・・アナログローパスフィルタ １１・・・Ｃ０Ｄ １２・・・同期分離回路 １３・・・比較回路 １４・・・増幅回路 １５・・・イコライザ １６・・・増幅回路 １７・・・電圧制御発振回路 ２１・・・Ａ／Ｄ変換回路 ２２・・・ディジタルフィルタ ２３・・・Ｄ／Ａ変換回路 ２４・・・アナログローパスフィルタ 以上
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回
路と、該Ａ／Ｄ変換回路の出力信号を演算して所定の特
性にして出力するディジタルフィルタと、該ディジタル
フィルタの出力信号をディジタル信号からアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換回路と、該Ｄ／Ａ変換回路の出力
を平滑するアナログローパスフィルタとを備え、 該ディジタルフィルタは比較的高い周波数の帯域の特性
を決定し、比較的低い周波数の帯域の特性は該アナログ
ローパスフィルタにより決定することを特徴とするディ
ジタルフィルタ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15115986A JPS636909A (ja) | 1986-06-26 | 1986-06-26 | デイジタルフイルタ装置 |
| EP87305692A EP0251722A3 (en) | 1986-06-26 | 1987-06-25 | Digital filter for time-axis error correction loop of video disk player |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15115986A JPS636909A (ja) | 1986-06-26 | 1986-06-26 | デイジタルフイルタ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS636909A true JPS636909A (ja) | 1988-01-12 |
Family
ID=15512636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15115986A Pending JPS636909A (ja) | 1986-06-26 | 1986-06-26 | デイジタルフイルタ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0251722A3 (ja) |
| JP (1) | JPS636909A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0630443B2 (ja) * | 1987-01-16 | 1994-04-20 | ヤマハ株式会社 | デジタル・フエイズ・ロツクド・ル−プ用入力回路 |
-
1986
- 1986-06-26 JP JP15115986A patent/JPS636909A/ja active Pending
-
1987
- 1987-06-25 EP EP87305692A patent/EP0251722A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0251722A2 (en) | 1988-01-07 |
| EP0251722A3 (en) | 1989-11-02 |
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