JPS6352491B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はリーク電流測定回路、特に奇数個の
インバータの環状接続系列を用いて構成したリー
ク電流測定回路に関するものである。

従来、微小電流、例えばMOSトランジスタの
リーク電流を測る場合には、直接素子に流れる電
流を電流計で測つていた。この場合、素子のパツ
ケージヤ測定系のケーブル等におけるリーク電流
を素子そのもののリーク電流に比して充分小さく
する必要があつた。したがつてこの方法によつて
例えばMOSトランジスタのリーク電流である
1pA以下の電流を測定することは、非常にむずか
しい。そこでMOSトランジスタのリーク電流を
測定しようとする場合には、被測定トランジスタ
の一端を同一チツプ上のMOSトランジスタによ
つて形成したインバータのゲートに接続し、この
ゲート容量に貯えられた電荷が被測定トランジス
タを通して流れ、その結果変化することとなるゲ
ート電位をこのインバータの出力電圧を測ること
によつて求め、この出力電圧の変化の時間からリ
ーク電流の値を推定する方法がとられている。こ
の方法は、MOSトランジスタのゲートのリーク
電流が非常に小さいため、ゲートにおける容量が
判つていれば関接的ではあるが測定装置に乱され
ずに正確にリーク電流を求めることができる。し
かし、この方法を実施するためには、被測定トラ
ンジスタをONにするゲートバイアスを印加し、
また被測定トランジスタのドレイン電圧をある値
に設定し次に被測定トランジスタをOFFにする
ゲートバイアスを印加しその直後にこのトランジ
スタのドレイン電圧を別の値に設定するという、
タイミングのコントロールされた電圧を印加する
特殊な装置を別に用意する必要があり、なかなか
めんどうである。

本発明の目的は、例えば上記のようなトランジ
スタのリーク電流等の微小電流の測定に用いるリ
ーク電流測定回路を提供することにある。

本発明によれば、奇数個のインバータの環状接
続系列を用いて構成した、環状接続路の少なくと
も１個所、ｉ番目のインバータの出力端子とｉ＋
１番目のインバータの入力端子との間に、外部信
号に依存して導通抵抗が変化しもしくは変化を開
始するトランスミツシヨンゲートを備え、前記外
部信号として前記環状接続系列を構成する少なく
とも１個のインバータの出力を用いるようにし
た、ことを特徴とするリーク電流測定回路を得
る。

前にMOSトランジスタのリーク電流測定の例
を示したが、これは本発明のリーク電流測定回路
の最も単純な応用例であり、極めて判り易いの
で、以下この例を引いて本発明の一態様について
いくつかの実施例を用いて説明し、最後に他の応
用例について言及することとする。

以下、MOSトランジスタのリーク電流を測定
する応用例について説明するが、便宜上、被測定
トランジスタはＮチヤネルMOSトランジスタと
し、ゲート電圧がしきい値電圧以下でのドレイン
リーク電流を測定するものとする。以後この電流
をトランジスタのOFF状態でのリーク電流と称
する。

第１図に本発明による回路の回路図を示す。第
１図で１は被測定ＮチヤネルMOSトランジスタ、
２はコンデンサー、３，４，５，６，７はインバ
ータ、８はインバータ７の出力端子、９はインバ
ータ３の入力端子、１０，１１，１２，１３はそ
れぞれインバータ３，４，５，６の出力端子であ
る。端子１１はトランジスタ１のゲートにも接続
してある。コンデンサー２は回路の寄生容量を用
いて構成してもよいし、また特に付加してもよ
い。これらインバータの論理しきい値電圧をV_T、
インバータ出力の高レベル電位をV_H、低レベル
電位をV_Lとする。トランジスタ１はゲート電位
がV_HのときON、V_LのときはOFFになるものと
する。そしてこの回路を用いた測定の目的は、
OFF状態でのトランジスタ１のリーク電流を求
めることであるとする。

今、仮に端子１１の電位がV_Hであるとすると、
インバータ５により端子１２の電位はV_Lに、イ
ンバータ６により端子１３の電位はV_Hに、イン
バータ７によつて端子８の電位はV_Lになる。ト
ランジスタ１のゲート電位は端子１１の電位と同
じであるので、V_Hとなつてトランジスタ１はON
状態であるから、端子９の電位もV_Lになる。次
にさらにインバータ３，４が働いて端子１１は
V_Lになる。もしトランジスタ１が常にON状態で
あれば各インバータが次々と働いてこの回路は高
速で動作するリング発振器となる。しかし、今の
例では、２巡目には端子１１の電位がV_Lとなる
からトランジスタ１はOFF状態になる。また端
子１１の電位がV_Lとなるとインバータ５，６，
７が次々と作動して端子８の電位はV_Hとなる。
このときすでにトランジスタがOFFであれば信
号の伝播はここで一担停止する。このとき端子９
の電位はまだV_Lである。ここでインバータ３へ
の入力電流が充分小さく、コンデンサー２への電
流の流入経路がトランジスタ１を通してだけであ
るとすると、コンデンサ２はトランジスタ１のリ
ーク電流によつてのみ充電され、端子９の電位は
徐々に上昇する。端子９の電位がインバータの論
理しきい値電圧V_Tより高くなると、インバータ
３が反転し、次にインバータ４が反転して端子１
１の電位がV_Hとなり、この説明の始めの状態に
もどり、以後同じ動作をくり返すことになる。こ
の周期動作における端子８，９，１１の電位の時
間変化を第２図に示す。第２図において１４，１
５，１６はそれぞれ端子８，９，１１の電圧波形
である。１４が高レベルにある時間幅T₁はトラ
ンジスタ１のリーク電流によつて端子９の電位が
V_LからV_Tになるまでの時間T₃とインバータ４，
５，６，７が次々と反転し端子８の電位がV_Hに
なるまでの時間T₄の和であり、１４が低レベル
にある時間T₂はさらにインバータ３，４，５，
６，７が次々と反転し端子８の電位がV_Lになる
までの時間である。通常インバータの反転に要す
る時間は非常に短く、T₄，T₂はT₃にくらべはる
かに短かい。またコンデンサ２の容量を増大させ
ることによりT₃はいくらでも増大させることが
できるので、この回路の発振周期ＴはT₃と同じ
と考えてさしつかえない。トランジスタ１のリー
ク電流I_L及びコンデンサ２の容量Ｃが各端子の電
位に依存しないと仮定すると、I_Lは I_L＝Ｃ（V_T−V_L）／Ｔ (1) となり、Ｔを測定することによりリーク電流I_Lを
推定することが出来る。

上記説明では被測定トランジスタのゲートを、
このトランジスタの接続されているインバータ出
力端子より３段前のインバータ出力端子に接続し
ているが、これを偶数段、例えば４段前のインバ
ータ出力端子４に接続すると、トランジスタ１は
端子８，９の電位がそれぞれV_L，V_Hの時にOFF
となり、端子９の電位がV_H′からV_Tに低下するま
での時間を測ることができるようになる。ここで
V_H′とはV_Hからトランジスタ１のしきい値電圧
V_thだけ下つた電圧である。ブートストラツプ等
の回路を用いればV_H′をV_Hに等しくすることはま
た勿論可能である。

また被測定素子をＰチヤネルMOSトランジス
タや接合型電界効果トランジスタやバイポーラト
ランジスタにすることも、使用インバータ出力の
高レベル及び低レベルによつてON及びOFFの状
態が作れるならば、可能であることは明らかであ
る。また、インバータを形成する回路は入力に必
要な電流が測定電流に較べ充分に小さい必要があ
るが、例えばMOSトランジスタでは酸化膜を通
してのリークしかなくゼロとみなせるのでほぼ常
に使用できるし、また前記の如き他の素子を用い
る回路でも入力電流と測定電流の関係が上記の条
件を満たしていればいかなるものでも良い。

次に被測定トランジスタを２個含む場合に応用
した例について説明する。回路例を第３図に示
す。この例において被測定トランジスタは仮に２
つともＮチヤネルMOSトランジスタであるとし
て説明するが、これは説明の便宜によるものであ
る。第３図において４１，４２は被測定トランジ
スタ、４３，４４は寄生容量もしくは特に付加し
たコンデンサ、２０，２１，２２，２３，２４，
２５，２６，２７，２８，２９，３０，３１，３
２はインバータ、３３，３４，３５，３６，３
７，３８は端子である。この例では被測定トラン
ジスタ４１のゲートへは４段前のインバータ出力
端子３３を接続してあるため測定される保持時間
は、端子３４の電位がV_Lとなり端子３５の電位
がV_HからV_Tまで低下する時間であり、被測定ト
ランジスタ４２ではゲートが３段前のインバータ
の出力端子３６と接続してあるため測定される保
持時間は、端子３７の電位がV_Hとなり端子３８
の電位がV_LからV_Tまで上昇する時間である。

今、仮りに、端子３６の電位がインバータの高
レベルV_Hであるとする。するとインバータを３
段通つてきた端子３７の電位はインバータの低レ
ベルV_Lになる。Ｎチヤネルトランジスタ４２の
ゲートは端子３６と接続されているのでON状態
であり、端子３８の電位もV_Lとなる。そこでさ
らにインバータを３段通つた後の出力端子３３の
電位はV_Hとなり、トランジスタ４１もONとな
る。そのため端子３４，３５の電位はV_Hとなる。
インバータがさらに次々と反転し端子３６の電位
は今度はV_Lとなり、トランジスタ４２はOFFと
なる。さらにインバータ２３，２４，２５が反転
し端子３７の電位がV_Hとなつたところで動作は
一担停止する。このとき端子３８の電位はまだ
V_Lである。端子３８の電位はトランジスタ４２
のリーク電流により徐々に上昇しその電圧がイン
バータの論理しきい値電圧V_Tに達すると、イン
バータ２６は反転する。そうするとインバータ２
７，２８も次々と反転し端子３３の電位がV_Lと
なる。こうなるとトランジスタ４１がOFFとな
り、またインバータ２９，３０，３１，３２の反
転により端子３４の電位はV_Lとなる。このとき
端子３５の電位はまだV_Hである。端子３５の電
位は、トランジスタ４１のリーク電流により徐々
に低下する。この電位がV_Tに達するとインバー
タ２０が反転し、さらにインバータ２１，２２も
反転し端子３６の電位はV_Hになり、説明し始め
たもとの状態にもどる。

このとき端子３３の電位の変化を観察している
と、第４図のような波形が得られる。出力が低レ
ベルにある時間はトランジスタ４１のリーク電流
によりコンデンサ４３がV_HからV_Tになるまで放
電する時間であり、出力が高レベルにある時間は
トランジスタ４２のリーク電流によりコンデンサ
４４がV_LからV_Tになるまで充電される時間であ
る。故に端子３３あるいはインバータ２６〜３２
のいずれかの出力端子の電圧を観測することによ
り２つのトランジスタのリーク電流を同時に一つ
の回路で測定することができる。上記の例では同
一タイプのトランジスタの高レベルからのリーク
と低レベルからのリークの２つを測定する場合を
示したが、ＮチヤネルMOSトランジスタとＰチ
ヤネルMOSトランジスタの組合せでも、他の種
類のトランジスタとの組合せでも任意に組合せて
測定できる。

今までの２つの例では被測定トランジスタのゲ
ートに印加する電圧は使用インバータの高レベル
V_Hが低レベルV_Lのいずれかに限られていた。IC
上での実際のトランスミツシヨンゲートのコント
ロールには、そのIC内部のインバータの出力を
用いるので、上記方法をIC上で作り上げればま
さにトランスミツシヨンゲートが実際に回路で使
われる場合のバイアス条件でのリーク電流が測れ
るというメリツトがある。しかし、一般にはいろ
いろなバイアス条件でのリーク電流を測りたいと
いう場合もあるので、そのような場合に適した応
用例を次に示す。

上記２例では被測定トランジスタのゲートに直
接インバータ出力を接続していた。しかし今度の
例では、インバータの出力で被測定トランジスタ
とは別の２つのトランスミツシヨンゲートを制御
し、被測定トランジスタのゲートは外部の２つの
電源に各々上記トランスミツシヨンゲートの一つ
を通して接続されている。上記２つのトランスミ
ツシヨンゲートは、常々どちらか一方のみがON
で他方はOFFであるようにタイミングがコント
ロールされているようにする。これはインバータ
を一段用いることにより簡単に実現でき、また環
状接続されたインバータ系列の２つのインバータ
の出力を用いても実現できる。こうすることによ
り前２例においてインバータの出力電圧V_H，V_L
で被測定トランジスタのゲートがコントロールさ
れたのと同様に、今度は外部電源の２つの電圧で
ON、OFFが行なわれるようになる。実際には被
測定トランジスタのON状態はリーク電流測定の
ためにはコントロールする必要がないので、回路
中の適当な電源に接続しておいてよい。また１つ
のトランスミツシヨンゲートを適当な抵抗に置き
換えることも可能である。この場合には他方のト
ランスフアーゲートがONの時の抵抗に較べ充分
高くかつこの抵抗を通して被測定トランジスタの
ゲートを放電する時間が回路他の動作に較べ速い
という条件を満す必要がある。

今度の場合の回路例を第５図に示す。回路には
CMOSを使つた場合を示す。CMOSのトランス
ミツシヨンゲートはON状態の抵抗が両端のバイ
アスによらず非常に低いという特長がある。もち
ろん単一チヤネルMOSのトランスミツシヨンゲ
ートでも実現可能であるが、その場合はMOSト
ランジスタのピンチオフ特性により測定に使える
バイアス条件に若干の制限が加わる。しかしこの
ことは本発明の意義を損なうものではない。第５
図において５０から始まり７４に終る連番を付し
たものはインバータである。８１は被測定Ｐチヤ
ネルMOSトランジスタ、８２は被測定Ｎチヤネ
ルMOSトランジスタである。８３，８４は寄生
容量もしくは特別に設けたコンデンサである。９
１，９２，９３，９４はトランスミツシヨンゲー
トを形成するＰチヤネルトランジスタ、９５，９
６，９７，９８はトランスミツシヨンゲートを形
成するＮチヤネルトランジスタで、それぞれ９１
と９５，９２と９６，９３と９７，９４と９８、
が組になつて計４個のトランスミツシヨンゲート
を構成している。１０１，１０２はそれぞれ外部
の電源に接続されている。１０３はこの回路の駆
動電源の高電位部に、１０４は低電位部に接続し
てある。１０５は出力バツフアアンプであり、１
０６はその出力端子である。この回路は被測定ト
ランジスタ８２のゲートをインバータ５５の出力
端子に、又被測定トランジスタ８１のゲートをイ
ンバータ６７の出力端子に接続すると、第３図で
説明した回路と原理的に同じものとなる。しかし
この回路では、例えばインバータ５５の出力電位
が低レベルV_Lの場合には必然的にインバータ５
４の出力電位は高レベルV_Hであり、そのためト
ランジスタ９１，９５で構成されるトランスミツ
シヨンゲートがON、トランジスタ９２，９６で
構成されるトランスミツシヨンゲートがOFFで、
被測定トランジスタ８２のゲートにはV_Lの代わ
りに端子１０１に加わつている電圧が加わる。ま
たインバータ５５の出力電圧がV_Hのときには、
同様な考えから、被測定トランジスタ８２のゲー
トには端子１０３に加わつている電圧が加わる。
したがつて、端子１０１に接続した電源の電圧を
変え、例えばインバータ６０の出力電圧を出力端
子１０６を介して観測していると、端子１０１に
加える電圧と同じゲートバイアス時のトランジス
タ８２のリーク電流に対応したパルス幅が得られ
る。トランジスタ８１についても同様であり、こ
の場合リークを測定する場合のゲートバイアスは
端子１０２に加わる電圧である。このように本発
明を応用したこの測定方法を用いると、被測定ト
ランジスタをOFFにするバイアス電圧を外部か
ら任意に設定することができる。もちろん本方法
においても被測定トランジスタはMOSトランジ
スタに限られないことは前２例と変わらない。ま
た本方法では、外部から加えるバイアスを被測定
トランジスタが常にONになるように設定する
と、この回路はリング発振器となり回路で使用し
ているインバータの高速動作についても調べるこ
とが可能となる。

通常MOS・ICのダイナミツク回路ではトラン
スミツシヨンゲートがそれに接続するインバータ
のゲート容量に蓄えられた電荷を保持している時
間で最低動作速度が決まり、またリング発振器の
動作が最高動作速度に対応するので、本回路を
IC上で実現させると、一つの回路を用意するの
みでバイアス条件を選ぶことによりIC最高と最
低の動作速度が調べられるという長所がある。ま
た本回路を用いるときは外部印加バイアスを変え
ることで発振周波数を変えることが容易であるか
ら電圧で周波数をコントロールする回路に応用す
ることもできる。

第６図に第５図で示した回路を実際のIC上に
作り、測定した測定波形を示す。この回路は
CMOSであり、被測定トランジスタはマスク上
でチヤネル長4μｍチヤネル幅8μｍである。また
それ以外の素子はすべてチヤネル長5μｍチヤネ
ル幅8μｍである。出力はインバータ６０の出力
を４段のバツフアアンプ１０５を通して出力端子
１０６から取り出した。また端子１０３，１０２
はこのバツフアアンプの電源と接続してある。

第６図ａは回路のインバータ列を電源電圧5V
で動作させ、端子１０１にはV₁₀₁＝0V、端子１
０２にはV₁₀₂＝5Vを印加した場合の出力波形で
ある。第６図ａの波形の高レベルはトランジスタ
８２のリーク電流によるコンデンサ８４の放電時
間に低レベルかトランジスタ８１のリーク電流に
よるコンデンサ８３の放電時間に対応する。

第６図ｂは回路のインバータ列をやはり電源電
圧5Vで動作させ、端子１０１に5V、端子１０２
に0Vを印加し高速で動作するリング発振器とし
た場合の出力波形である。このとき、このリング
発振器に流れる消費電流は10ｍＡであつた。
CMOS回路の場合の消費電力、伝播遅延時間等
から簡単な計算によりインバータのゲート容量が
約0.0.05PFと計算できる。この例ではコンデンサ
８３，８４としてはインバータの寄生容量のみを
用いるのでこの容量の値を用い、また論理しきい
値を電源電圧の中間の2.5Vと仮定すると、パル
ス巾が100ｍsecの場合リーク電流は1.25×10^-12A
と計算できる。実際の出力波形のパルス巾はほぼ
その付近にあるので、この例の場合リーク電流は
同トランジスタとも約１×10^-12Aということが
求まる。もつと正確にはコンデンサとして容量の
測定しやすい比較的大面積のMOSキヤパシタを
用い論理しきい値を他のインバータで求めたり、
パルス巾を正確に読みとるなどのことをすればよ
い。

以上のように本発明の回路を用いれば、発振周
期を求めるのみで簡単にトランジスタの微小リー
ク電流が測定出来る。特にICにおいては被測定
トランジスタと測定回路が一つのチツプ上に形成
でき、配線を外部回路に引き出せずに内部の回路
のみで測定できるのでリーク測定のようなデリケ
ートな測定には都合がよい。また以上の説明には
リーク電流の測定という例のみを示したが、トラ
ンジスタのリーク電流は一般に温度、光、放射線
等によつて敏感に変化するので、これらの量を周
波数に変換する検出器としての応用も可能であ
る。

これらの応用例においては、特許請求の範囲に
記した外部信号によつて温度、光、放射線等の検
出器をリセツトし、温度、光、放射線等の入力変
化に応じて変化する物理量をトランスミツシヨン
ゲートの導通抵抗に置き換えて、発振回路の発振
周期を測定し、場合によつてはその電位変化の詳
細を観測することによつて知ることができる。

本発明のリーク電流測定回路は、単に発振回路
としてその発振現象を利用し得るにとどまらず、
従来はあまりにもその絶対値が小さいとかその変
化量が小さ過ぎるとかの理由によつて測定が困難
であつた種々の物理量の測定にも応用し得る
等々、卓絶した効果を発揮するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による回路を用いたトランジ
スタリーク電流測定回路の例で、１は被測定Ｎチ
ヤネルMOSトランジスタ、２はコンデンサ、３，
４，５，６，７はインバータ、８はインバータ７
の出力端子、９はインバータ３の入力端子、１
０，１１，１２，１３はそれぞれインバータ３，
４，５，６の出力端子である。 第２図は第１図の回路における３つの端子の電
圧変化を示す図で、１４，１５，１６はそれぞれ
端子８，９，１１における電圧である。 第３図は本発明の特許請求範囲第２項による回
路を用いたトランジスタリーク電流測定回路の例
で、４１，４２は被測定トランジスタ、４３，４
４はコンデンサ、２０〜３２はインバータ、３３
〜３８は端子である。 第４図は第３図の回路の端子３３の電位の変化
を示す図である。第５図は本発明の特許請求範囲
第３項による回路を用いた回路であり、５０から
７４はインバータ、８１，９５，９６，９７，９
８はＰチヤネルMOSトランジスタ、８２，９１，
９２，９３，９４はＮチヤネルMOSトランジス
タで、１０１，１０２，１０３，１０４は電源へ
接続する端子である。 第６図はCMOS回路でIC技術を用いて第５図
の回路を実際に製作し測定した例で、インバータ
６０の出力端子の電圧をバツフアアンプ１０５を
通してオシロスコープ上に表示した例であり、第
６図ａはリーク電流が測定できるように端子１０
１，１０４を0V、端子１０２，１０３に5Vを印
加した場合を、又ｂは高速リング発振器として動
作するように端子１０２，１０４に0V、端子１
０１，１０３に5Vを印加した場合である。いず
れも回路中のインバータ列の電源電圧は5Vであ
る。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 奇数個のインバータの環状接続系列を用いて
   構成した環状接続路の少なくとも１個所、ｉ番目
   のインバータの出力端子とｉ＋１番目のインバー
   タの入力端子との間に、外部信号に依存して導通
   抵抗が変化ともしくは変化を開始するトランスミ
   ツシヨンゲートを備え、前記外部信号として前記
   環状接続系列を構成する少なくとも１個のインバ
   ータの出力を用いるようにした、ことを特徴とす
   るリーク電流測定回路。