JPS6349463B2

JPS6349463B2 -

Info

Publication number: JPS6349463B2
Application number: JP54016024A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Myazawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1979-02-16
Filing date: 1979-02-16
Publication date: 1988-10-04
Also published as: JPS55109144A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、インバータ出力と他の交流電源とを
切換スイツチにて切換えて無停電の電力を供給す
る電源装置におけるインバータの制御方式に関す
るものである。

従来より無停電電源装置として商用電源停電時
でも蓄電池電源を入力として無停電の電力を供給
するインバータの出力と直送商用電源とを切換ス
イツチにて結合し、常時は切換スイツチを介して
インバータにて負荷へ給電し、インバータ故障時
あるいはインバータ保守点検時には上記切換スイ
ツチを直送商用電源に切換えて直接負荷へ給電
し、故障復旧後あるいは保守点検終了後、再び切
換スイツチをインバータ側に切換えて、負荷へ連
続的に給電し続ける装置が広く用いられている。

第１図は、上述の如き無停電電源装置の一例を
示すブロツク図である。同図において、１は直送
商用電源、２は商用電源、３は整流器、４は整流
器３により充電される蓄電池、５は整流器３ある
いは蓄電池４より直流電力の供給を受けて交流電
力に変換するインバータ、６，７は静止形の切換
えスイツチ、８は負荷、１１は直送商用電源１と
インバータ５の出力との位相差を検出する位相差
検出器、１２は位相差検出器１１の出力より低周
波成分のみを取り出すローパスフイルタ、１３は
ローパスフイルタ１２の出力に応じた周波数にて
発振する電圧制御発振器、１４は電圧制御発振器
１３の出力を周波数基準として、インバータ５の
出力電圧を一定に制御するインバータ５のゲート
制御回路、１５は切換スイツチ６，７と制御する
切換スイツチ制御回路である。

位相差検出器１１、ローパスフイルタ１２及び
電圧制御発振器１３はPLL（Phase Locked
Loop）回路を構成し、インバータ５の出力位相
が直送商用電源１の位相に一致すべくインバータ
５の周波数を制御する。常時は、切換スイツチ７
がON、切換スイツチ６はOFFでありインバータ
５にて負荷８へ給電する。一方、何等かの原因で
インバータ５が故障すると、直ちに切換スイツチ
６がONすると共に切換スイツチ７がOFFするこ
とにより、負荷８へは直送商用電源１により瞬断
なく直接給電する。また、インバータ５を保守点
検する場合は、手動にて切換スイツチ７から切換
スイツチ６に切換えることにより、上記と同様に
直送商用電源１にて直接給電する。続いて、イン
バータ５が故障復旧した場合、あるいは保守点検
を終了した場合には、再び切換スイツチ６から切
換スイツチ７に切換えて、直送商用電源１よりイ
ンバータ５に戻して瞬断なく負荷８へ給電する。
しかるに、直送商用電源１よりインバータ５に戻
す際に、インバータ５にとつては無負荷より全負
荷への負荷急変であるため切換過渡時に出力電圧
が大きく変動し負荷８へ悪影響を与える。さら
に、切換スイツチ６から切換スイツチ７へ切換え
る際に切換スイツチ６と切換スイツチ７のラツプ
期間を十分にとつても、インバータ５の内部イン
ピーダンスは、普通直送商用電源１のインピーダ
ンスに比べてかなり大きいため、切換スイツチ
６，７のラツプ期間中は、直送商用電源１が負荷
８への負荷電流が殆んど分担し、切換えスイツチ
６がOFFして初めてインバータ５の出力電流は
増加するので上記の無負荷から全負荷への負荷急
変と殆んど同等の出力電圧変動が生ずる。

この電圧変動を小さくするには、必要以上の大
きな容量のインバータを設けたり、内部インピー
ダンスの小さいインバータとして、制御の複雑な
PWMインバータを設けたりする方法があるが、
経済性の点で問題がある。また、切換え時のイン
バータの負荷急変を緩和するために、切換え直前
にインバータの出力位相を直送商用電源の位相に
対し、若干遅らせ切換スイツチのラツプ期間中に
位相遅れの状態から徐々に位相を進めて、直送商
用電源１からインバータ５へスムースに負荷を移
行するという方法もあるが、全負荷にて位相を
徐々に進める傾きを最適設定した場合、軽負荷運
転においては位相差により生ずる起電力は直送商
用電源１とインバータ５の間に横流を発生させラ
ツプ期間中、インバータ５あるいは直送商用電源
１が負荷電流以外に横流を供給することになるの
でラツプ期間を終了してインバータ側に切換わつ
た際インバータ５の出力電流は急変して出力電圧
変動が生ずる。さらに、直送商用電源１からイン
バータ５への横流は、インバータ自身電力を回生
する機能を持つていないので、インバータの入力
電圧を上昇させて、インバータ５へ悪影響を及ぼ
すことになる。

本発明の目的は前述の点に鑑みなされたもの
で、インバータと他の交流電源の出力端を切換え
スイツチにて結合しインバータの出力位相が交流
電源の位相に一致するよう制御する周波数制御回
路を備える装置において、前記切換えスイツチに
て交流電源よりインバータへ切換える際に出力電
圧の変動が生じないようなインバータの制御方式
を提供することにある。

以下、第２図を参照して本発明の一実施例を説
明する。同図において、１〜８，１１〜１５は第
１図と同様の部分であり、９は負荷電流を検出す
る変流器、２０は変流器９の出力を電圧に変換す
るとともに、整流回路等により絶対値に変換する
絶対値変換回路、２１は変流器９の出力より低周
波成分（直流分）を取り出すローパスフイルタ、
２２は切換スイツチ６，７のラツプ期間中のみロ
ーパスフイルタ２１の出力を積分する積分器、２
３は積分器２２の出力とローパスフイルタ２１の
出力との偏差を取り出すアナログ加算器、２５は
位相差検出器１１の出力とアナログ加算器２３の
出力との偏差をローパスフイルタ１２へ与えるア
ナログ加算器、２４は切換スイツチ６がONの期
間のみ、アナログ加算器２３の出力をアナログ加
算器２５へ与えるべく動作するアナログスイツチ
である。

本発明は、直送商用電源１からインバータ５に
切換える際に直送商用電源１に対するインバータ
５の出力位相を負荷電流に応じて遅れの状態から
徐々に進めるように制御することにより、インバ
ータ５の出力電流を徐々に増加させて出力電圧の
変動を小さくするものである。第３図は第２図の
実施例の各部の動作を示す動作波形図である。ま
ず、切換えスイツチ６がON、切換えスイツチが
OFF、すなわち直送商用電源１による給電期間
中は、積分器２２の出力は零でアナログ加算器２
３の出力は変流器９、絶対値変換回路２０及びロ
ーパスフイルタ２１を介して得られる負荷電流の
絶対値に相当するレベルになり、その出力はアナ
ログスイツチ２４を介して、アナログ加算器２５
に与えられ位相差検出器１１、ローパスフイルタ
１２、電圧制御発振器１３から成るPLL回路に
てインバータ５の出力位相が直送商用電源１の位
相に対しΔθ₁だけ遅れるべくインバータ５は制御
される。次にt₁の時点でインバータ５の切換スイ
ツチ７を投入すると、第３図の如く積分器２２は
ローパスフイルタ２１の出力すなわち負荷電流の
絶対値の積分を開始し、その出力は負荷電流の大
きさに応じた傾きで増加し、積分器２２の出力と
ローパスフイルタ２１の出力との偏差を取り出す
アナログ加算器２３の出力は第３図の如く積分器
２２の出力とは逆に、負荷電流の大きさに応じた
傾きで減少する。インバータ５の周波数を制御す
るPLL回路は、アナログ加算器２３の出力が正
で、直送交流電源１に対するインバータ５の出力
位相は遅れ、アナログ加算器２３の出力が負で、
インバータ５の出力位相は進みとなる様に設定さ
れており、上記の如きアナログ加算器２３の出力
レベルに応じてインバータ５の出力位相は遅れの
状態から、徐々に進みの状態に移行する。交流電
源の並列システムにおいて、負荷の有効分の分担
は各電源の位相によつて決定されるものであり、
切換えスイツチ６，７のラツプ期間中（第３図の
t₁〜t₂）インバータ５の出力位相が遅れの状態か
ら徐々に進みの状態に移行するに伴つて、負荷も
直送商用電源１よりインバータ５へ徐々に移行
し、第３図の如くインバータ５の出力電流は徐々
に増加し、インバータ５の出力電圧制御系はこの
出力電流の増加の傾きに比べ、十分に速い速度で
応答するので出力電圧の変動は殆んど生じない。
インバータ５の出力位相の進みがΔθ₂になり負荷
が殆んどインバータ５に移行した時点t₂で切換ス
イツチ６をOFFし、積分器２２をリセツトする
と共にアナログスイツチ２４を開いてアナログ加
算器２３のPLL回路への割込みを切離せば、イ
ンバータ５の出力位相は直送商用電源１の位相に
一致すべく動作し正規のインバータ５による負荷
給電の状態に戻る。次に定格負荷以上の負荷にお
ける動作について述べる。例えば、1/2負荷の場
合各部のレベルは第３図の破線の如きレベルとな
り切換えスイツチ７を投入する時点t₁でのインバ
ータの位相遅れは負荷電流に応じてΔθ₁′（＜Δθ₁）
となり、位相が徐々に進みに移行する傾きも負荷
電流に応じて小さくなり、切換えスイツチ６を切
離す時点のインバータ５の出力位相の進みは
Δθ₂′（＜Δθ₂）となる。

すなわち、切換えスイツチ６，７のラツプ期間
中のインバータ５の出力位相の変化の傾き及び量
は負荷に応じて変化し、直送商用電源１とインバ
ータ５の間に横流が発生しないように最適制御さ
れる。また、アナログ加算器２３の出力がt₂で０
になつても、PLL回路に含まれるローパスフイ
ルタ１２の作用により、インバータ５の出力位相
はt₂で０にならず、ある遅れを持つて０になる。
すなわち、PLL回路の閉ループ内の遅れにより、
インバータ５の出力位相は、t₂で０にならない。
したがつて、負荷が変化しても横流が発生しない
ので出力電圧の変動が生じないと共にインバータ
５に悪影響を及ぼすことも解消される。また、負
荷電流を検出する変流器９は通常負荷電流を監視
するために設置される変流器にて代用出来積分
器、ローパスフイルタ、アナログ加算器、アナロ
グスイツチの簡単な構成を付加するだけですむの
で、経済性の点でも有利である。

以上述べた如く本発明を実施することにより、
負荷にかかわらず過渡時を含めて一定電圧を負荷
に給電することができ、高い品質の電源装置を構
成することができる。

上記実施例の説明において、直送商用電源にて
給電中はインバータの出力位相を遅らせている
が、直送商用電源からインバータへ切換える直前
に負荷電流に応じてインバータの出力位相を遅ら
せるようにしても同様である。

なお、上記実施例では、他の交流電源として商
用電源を使用した場合について述べたが本発明は
上記実施例に限定されるものではなく他の交流電
源として種々の電源を用いても同様な効果を得る
ことは言うまでもない。例えば、他の交流電源は
自動定電圧装置（AVR）を介した商用電源、自
家用発電機、あるいはインバータであつてもよ
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の無停電装置の一例を示すブロ
ツク図、第２図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図、第３図は第２図に示す装置の各部の動作を
説明する動作波形図である。１……直送商用電源、２……インバータ用商用
電源、３……整流器、４……蓄電池、５……イン
バータ、６，７……切換えスイツチ、８……負
荷、９……CT、１１……位相差検出器（PHD）、
１２，２１……ローパスフイルタ（LPF）、１３
……電圧制御発振器（VCO）、１４……ゲート制
御回路、１５……切換えスイツチ制御回路、２０
……絶対値変換回路、２２……積分器、２３，２
５……アナログ加算器、２４……アナログスイツ
チ。

Claims

【特許請求の範囲】

１インバータと他の交流電源の出力端を切換え
スイツチにて結合し、該インバータの出力電圧位
相が該交流電源の電圧位相に一致するように制御
する周波数制御回路を備えた装置において、前記
切換えスイツチにて前記交流電源より前記インバ
ータへ負荷を切換える際に、負荷電流と負荷電流
の積分値との偏差に応じて、前記交流電源に対す
る前記インバータの出力電圧位相を遅れの状態か
ら徐々に進めるように制御することを特徴とする
インバータの制御方式。