JPS6342884B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6342884B2 JPS6342884B2 JP55119218A JP11921880A JPS6342884B2 JP S6342884 B2 JPS6342884 B2 JP S6342884B2 JP 55119218 A JP55119218 A JP 55119218A JP 11921880 A JP11921880 A JP 11921880A JP S6342884 B2 JPS6342884 B2 JP S6342884B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- charge
- capacitor
- weighting coefficient
- switch
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 60
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、スイツチド・キヤパシタを用いた可
変減衰器に関するものである。
変減衰器に関するものである。
従来の可変減衰器は、固定減衰器の接続切換え
等により減衰量を変化させるものであり、例えば
0.5dB毎に0〜31.5dBの範囲で32種類の減衰量を
得る場合、第1図に示すように、0.5dB,1.0dB,
2.0dB,4.0dB,8.0dBの5種類の固定減衰器AT
1〜AT5をスイツチSW1〜SW10を介して縦
続接続し、各固定減衰器AT1〜AT5のバイパ
ス用のスイツチSW11〜SW15を設け、スイ
ツチSW1〜SW15の選択的制御により、0〜
31.5dBの範囲の所望の減衰量を得るものであつ
た。
等により減衰量を変化させるものであり、例えば
0.5dB毎に0〜31.5dBの範囲で32種類の減衰量を
得る場合、第1図に示すように、0.5dB,1.0dB,
2.0dB,4.0dB,8.0dBの5種類の固定減衰器AT
1〜AT5をスイツチSW1〜SW10を介して縦
続接続し、各固定減衰器AT1〜AT5のバイパ
ス用のスイツチSW11〜SW15を設け、スイ
ツチSW1〜SW15の選択的制御により、0〜
31.5dBの範囲の所望の減衰量を得るものであつ
た。
このような可変減衰器に於いては、スイツチ
SW1〜SW15のオン抵抗及びオフ抵抗が減衰
量に影響を及ぼすので、高精度の可変減衰器を得
ることが容易でなく、特に集積回路化する場合、
スイツチの特性が理想状態とならないことにより
誤差が生じるものであつた。
SW1〜SW15のオン抵抗及びオフ抵抗が減衰
量に影響を及ぼすので、高精度の可変減衰器を得
ることが容易でなく、特に集積回路化する場合、
スイツチの特性が理想状態とならないことにより
誤差が生じるものであつた。
又キヤパシタの容量比を用いて減衰量を決める
可変減衰器が提案されている(例えばG.L.
Baldwin et al “A CMOS Digitally−
Controll Analog Attenuator for Voice Band
Signals.” Proc.ISCAS'77,第519頁〜第524頁
参照)。この可変減衰器の一例を第2図に示すも
ので、INは入力端子、OUTは出力端子、OPは
演算増幅器、SW21〜SW23はスイツチ、C
〜2K-2Cはキヤパシタである。入力信号Vinと出
力信号Voutとの関係は、 Vout/Vin=NC/CT−NC ……(1) で表わされる。但し、N=1,2,3,…2K-1,
CT=2KC,Kは入力側の容量Ciの数であり、NC
はそのうちスイツチSW23がスイツチSW22
側(入力側)に接続されている容量の和であり、
残りは演算増幅器OPの出力端子側に接続される
容量となる。
可変減衰器が提案されている(例えばG.L.
Baldwin et al “A CMOS Digitally−
Controll Analog Attenuator for Voice Band
Signals.” Proc.ISCAS'77,第519頁〜第524頁
参照)。この可変減衰器の一例を第2図に示すも
ので、INは入力端子、OUTは出力端子、OPは
演算増幅器、SW21〜SW23はスイツチ、C
〜2K-2Cはキヤパシタである。入力信号Vinと出
力信号Voutとの関係は、 Vout/Vin=NC/CT−NC ……(1) で表わされる。但し、N=1,2,3,…2K-1,
CT=2KC,Kは入力側の容量Ciの数であり、NC
はそのうちスイツチSW23がスイツチSW22
側(入力側)に接続されている容量の和であり、
残りは演算増幅器OPの出力端子側に接続される
容量となる。
この可変減衰器に於いて、32種類の減衰量を得
るには、精度を考慮すると、K=9程度必要とな
る。このとき実際に実現できる減衰量は29-1=
256種類であるが、その中の32種類を使用するこ
とになる。又最小容量と最大容量との比は28=
256であり、最大容量を32pFとすると、最小容量
は0.125pFとなり、集積回路化する場合、このよ
うな容量比で微小容量を高精度で実現するのは非
常に困難である。
るには、精度を考慮すると、K=9程度必要とな
る。このとき実際に実現できる減衰量は29-1=
256種類であるが、その中の32種類を使用するこ
とになる。又最小容量と最大容量との比は28=
256であり、最大容量を32pFとすると、最小容量
は0.125pFとなり、集積回路化する場合、このよ
うな容量比で微小容量を高精度で実現するのは非
常に困難である。
本発明は、多数種類の減衰量を得る為のキヤパ
シタの個数が少なく、且つ容量比も小さくて済
み、集積回路化が容易な可変減衰器を提供するこ
とを目的とするものである。以下実施例について
詳細に説明する。
シタの個数が少なく、且つ容量比も小さくて済
み、集積回路化が容易な可変減衰器を提供するこ
とを目的とするものである。以下実施例について
詳細に説明する。
第3図は本発明の一実施例の回路図であり、Q
1〜Q8はMOSトランジスタにより構成された
スイツチ、WTは2進数の重み係数を任意に設定
し得る重み係数回路、OPAは演算増幅器、C1
はサンプリング用キヤパシタ、C2は電荷分割用
キヤパシタ、CBは積分用キヤパシタ、INは入力
端子、OUTは出力端子であり、パルスφ1はサン
プリングパルスφSの周期TSの1/nの周期T1で
スイツチQ2に加えられ、キヤパシタC1の電荷
をキヤパシタC2に分割するものである。又重み
係数回路WTは、設定された重み係数に従つて2
進数の上位ビツトから電荷分割動作毎にパルス
φD,φ′DをスイツチQ3,Q4に加えるもので、
読出専用メモリ(ROM)又はスイツチ等により
構成することができる。
1〜Q8はMOSトランジスタにより構成された
スイツチ、WTは2進数の重み係数を任意に設定
し得る重み係数回路、OPAは演算増幅器、C1
はサンプリング用キヤパシタ、C2は電荷分割用
キヤパシタ、CBは積分用キヤパシタ、INは入力
端子、OUTは出力端子であり、パルスφ1はサン
プリングパルスφSの周期TSの1/nの周期T1で
スイツチQ2に加えられ、キヤパシタC1の電荷
をキヤパシタC2に分割するものである。又重み
係数回路WTは、設定された重み係数に従つて2
進数の上位ビツトから電荷分割動作毎にパルス
φD,φ′DをスイツチQ3,Q4に加えるもので、
読出専用メモリ(ROM)又はスイツチ等により
構成することができる。
第4図は動作説明図であり、n=8とした場合
についてのもので、キヤパシタC1,C2の容量
を等しくしたとき、入力信号をパルスφSのタイミ
ングでキヤパシタC1にサンプリングし、その充
電電荷を1とすると、パルスφ1によりスイツチ
Q2を介してキヤパシタC1,C2が並列に接続
されたとき、電荷は1/2に分割される。そして重
み係数回路WTに8ビツトの重み係数がオール
“1”として設定されているとすると、パルスφ′D
は“0”であるが、パルスφDは電荷分割動作後
に“1”となり、キヤパシタC2の1/2の電荷が
積分用キヤパシタCBに転送される。この転送動
作後はキヤパシタC2の電荷は零にされる。
についてのもので、キヤパシタC1,C2の容量
を等しくしたとき、入力信号をパルスφSのタイミ
ングでキヤパシタC1にサンプリングし、その充
電電荷を1とすると、パルスφ1によりスイツチ
Q2を介してキヤパシタC1,C2が並列に接続
されたとき、電荷は1/2に分割される。そして重
み係数回路WTに8ビツトの重み係数がオール
“1”として設定されているとすると、パルスφ′D
は“0”であるが、パルスφDは電荷分割動作後
に“1”となり、キヤパシタC2の1/2の電荷が
積分用キヤパシタCBに転送される。この転送動
作後はキヤパシタC2の電荷は零にされる。
次のパルスφ1のタイミングでキヤパシタC1,
C2が並列に接続されると、キヤパシタC1の電
荷は先の分割動作により1/2になつているので、
キヤパシタC1,C2の電荷はそれぞれ1/4にな
る。そしてパルスφDによりキヤパシタC2の1/4
の電荷が積分用キヤパシタCBに転送される。以
下同様にしてキヤパシタC1,C2の電荷は1/8,
1/16,…1/256となる。即ち電荷分割動作毎に電
荷は1/2となり、重み係数に従つて積分用キヤパ
シタCBに転送され、第4図のVoutで示すよう
に、増加し、8ビツト目に1/256とキヤパシタC
3を介した帰還電荷とが同時に積分用キヤパシタ
CBに入力され、全体の回路で決まる所定の振幅
となる。
C2が並列に接続されると、キヤパシタC1の電
荷は先の分割動作により1/2になつているので、
キヤパシタC1,C2の電荷はそれぞれ1/4にな
る。そしてパルスφDによりキヤパシタC2の1/4
の電荷が積分用キヤパシタCBに転送される。以
下同様にしてキヤパシタC1,C2の電荷は1/8,
1/16,…1/256となる。即ち電荷分割動作毎に電
荷は1/2となり、重み係数に従つて積分用キヤパ
シタCBに転送され、第4図のVoutで示すよう
に、増加し、8ビツト目に1/256とキヤパシタC
3を介した帰還電荷とが同時に積分用キヤパシタ
CBに入力され、全体の回路で決まる所定の振幅
となる。
又重み係数が“00000010”であれば、上位から
7ビツト目に相当するパルスφDが“1”となり、
他のビツトに相当するパルスφDは“0”で、パ
ルスφ′Dは“1”となり、積分用キヤパシタCBに
は1/128の電荷が転送されることになる。そして
パルスφ′Dが“1”のとき、キヤパシタC2の電
荷はスイツチQ4を介してアースに放電される。
7ビツト目に相当するパルスφDが“1”となり、
他のビツトに相当するパルスφDは“0”で、パ
ルスφ′Dは“1”となり、積分用キヤパシタCBに
は1/128の電荷が転送されることになる。そして
パルスφ′Dが“1”のとき、キヤパシタC2の電
荷はスイツチQ4を介してアースに放電される。
第5図は第3図の等価回路を示し、入力信号X
と出力信号Yとは次式の関係となる。
と出力信号Yとは次式の関係となる。
Y/X=−kC1/C3・Z-1/1+CB/C3(1−Z-1)
……(2) 但しZ-1=e-j〓Ts,ω=角周波数、kは2-1,
2-2,2-3,…2-8の組合せによつて作られる係数
であり、256の離散値となる。
……(2) 但しZ-1=e-j〓Ts,ω=角周波数、kは2-1,
2-2,2-3,…2-8の組合せによつて作られる係数
であり、256の離散値となる。
前述の(2)式から判るようにkC1/C3が回路
の損失を決めており、重み係数を8ビツトとして
8回の電荷分割動作を行なうことにより、256種
類の減衰量を得ることができる。なお(2)式の第2
項の分母は、減衰量に周波数特性があることを示
しているが、サンプリング周波数S=1/TSを信
号周波数に比較して充分大きく選定すれば(Z-1
1)、周波数特性については殆んど無視できる
ものとなる。
の損失を決めており、重み係数を8ビツトとして
8回の電荷分割動作を行なうことにより、256種
類の減衰量を得ることができる。なお(2)式の第2
項の分母は、減衰量に周波数特性があることを示
しているが、サンプリング周波数S=1/TSを信
号周波数に比較して充分大きく選定すれば(Z-1
1)、周波数特性については殆んど無視できる
ものとなる。
前述の実施例はキヤパシタC1,C2の容量を
等しくした場合についてのものであるが、キヤパ
シタC1,C2の容量を異ならせることにより重
み係数を非線形化することができる。例えばキヤ
パシタC1,C2の容量をC1/C2=1/2に
した場合、重み係数を2/3,1/3×2/3,(1/
3)2× 2/3,(1/3)3×2/3,(1/3)4×2/3,
(1/3)5×2/3, (1/3)6×2/3,(1/3)7×2/3の8個の組
合せによる 256種類に設定することができる。この場合、最
小値は(1/3)7×2/3=0.000305となり、(1/
2)11.6 に等しくなる。即ち8回の電荷分割動作により、
キヤパシタC1,C2の容量を等しくしたときの
11.6回の電荷分割動作に相当する最小値が得られ
ることになり、値の小さい重み係数を設定できる
と共に、高速化が図れることになる。
等しくした場合についてのものであるが、キヤパ
シタC1,C2の容量を異ならせることにより重
み係数を非線形化することができる。例えばキヤ
パシタC1,C2の容量をC1/C2=1/2に
した場合、重み係数を2/3,1/3×2/3,(1/
3)2× 2/3,(1/3)3×2/3,(1/3)4×2/3,
(1/3)5×2/3, (1/3)6×2/3,(1/3)7×2/3の8個の組
合せによる 256種類に設定することができる。この場合、最
小値は(1/3)7×2/3=0.000305となり、(1/
2)11.6 に等しくなる。即ち8回の電荷分割動作により、
キヤパシタC1,C2の容量を等しくしたときの
11.6回の電荷分割動作に相当する最小値が得られ
ることになり、値の小さい重み係数を設定できる
と共に、高速化が図れることになる。
第6図は本発明の他の実施例の回路図であり、
第3図と同一符号は同一部分を示し、C11,C
12,C13はキヤパシタ、Q11〜Q17は
MOSトランジスタからなるスイツチである。又
スイツチを動作させるパルスφS,S,φ1,φD,
φ′Dは第4図に示すタイミングと同様のものであ
る。この可変減衰器は、帰還用キヤパシタC13
についてのスイツチの構成が第3図の実施例に比
較して簡単となり、又サンプリング用キヤパシタ
C11の極性を反転して電荷分割用キヤパシタC
12に電荷を分割する構成となつている。
第3図と同一符号は同一部分を示し、C11,C
12,C13はキヤパシタ、Q11〜Q17は
MOSトランジスタからなるスイツチである。又
スイツチを動作させるパルスφS,S,φ1,φD,
φ′Dは第4図に示すタイミングと同様のものであ
る。この可変減衰器は、帰還用キヤパシタC13
についてのスイツチの構成が第3図の実施例に比
較して簡単となり、又サンプリング用キヤパシタ
C11の極性を反転して電荷分割用キヤパシタC
12に電荷を分割する構成となつている。
入力信号Xと出力信号Yとの関係は、
Y/X=kC1/C3・1/1+CB/C3(Z−1)……(
3) で表わされ、kは(2)式とと同様に重み係数によつ
て決まる離散値である。この(3)式から判るよう
に、CB/C3=1になるようにキヤパシタCB,
C3の容量を選定すれば、右辺第2項の分母はZ
=ej〓Tsのみとなり、位相変化を与えるだけで振幅
には影響を与えないものとなる。従つて減衰量の
周波数特性がなくなり、純抵抗による減衰器と同
様に使用することができることになる。
3) で表わされ、kは(2)式とと同様に重み係数によつ
て決まる離散値である。この(3)式から判るよう
に、CB/C3=1になるようにキヤパシタCB,
C3の容量を選定すれば、右辺第2項の分母はZ
=ej〓Tsのみとなり、位相変化を与えるだけで振幅
には影響を与えないものとなる。従つて減衰量の
周波数特性がなくなり、純抵抗による減衰器と同
様に使用することができることになる。
以上説明したように、本発明は、サンプリング
用キヤパシタC1,C11と、電荷分割用キヤパ
シタC2,C12と、積分用キヤパシタCBと帰
還用キヤパシタC3,C13とのキヤパシタと、
演算増幅器OPA、重み係数回路WT、スイツチ
Q1〜Q8,Q11〜Q18とにより構成され、
重み係数は2進数で設定して、サンプリング周期
TSより短い周期T1毎に、サンプリング用キヤパ
シタの電荷を電荷分割用キヤパシタに分割し、分
割した電荷を積分用キヤパシタCBに転送するか
アースに放電するかを重み係数に従つてスイツチ
Q3,Q15,Q4,Q16により制御するもの
であり、多数種類の減衰量を得る為にキヤパシタ
を多数設ける必要はなく、電荷の分割回数を増加
すれば良いだけであり、従つて集積回路化が容易
となる。
用キヤパシタC1,C11と、電荷分割用キヤパ
シタC2,C12と、積分用キヤパシタCBと帰
還用キヤパシタC3,C13とのキヤパシタと、
演算増幅器OPA、重み係数回路WT、スイツチ
Q1〜Q8,Q11〜Q18とにより構成され、
重み係数は2進数で設定して、サンプリング周期
TSより短い周期T1毎に、サンプリング用キヤパ
シタの電荷を電荷分割用キヤパシタに分割し、分
割した電荷を積分用キヤパシタCBに転送するか
アースに放電するかを重み係数に従つてスイツチ
Q3,Q15,Q4,Q16により制御するもの
であり、多数種類の減衰量を得る為にキヤパシタ
を多数設ける必要はなく、電荷の分割回数を増加
すれば良いだけであり、従つて集積回路化が容易
となる。
又サンプリング用キヤパシタと電荷分割用キヤ
パシタとの容量を異なるようにすれば、重み係数
を非線形化することができ、例えば減衰量の小さ
い範囲では減衰量の間隔を粗に、又減衰量の大き
い範囲では、減衰量の間隔を密にすることができ
る。又サンプリング用キヤパシタと電荷分割用キ
ヤパシタとを多数組設ければ、電荷分割動作回数
を少なくしても、多数種類の分割電荷を得ること
ができる。その他本発明は種々付加変更し得るも
のである。
パシタとの容量を異なるようにすれば、重み係数
を非線形化することができ、例えば減衰量の小さ
い範囲では減衰量の間隔を粗に、又減衰量の大き
い範囲では、減衰量の間隔を密にすることができ
る。又サンプリング用キヤパシタと電荷分割用キ
ヤパシタとを多数組設ければ、電荷分割動作回数
を少なくしても、多数種類の分割電荷を得ること
ができる。その他本発明は種々付加変更し得るも
のである。
第1図は固定減衰器を組合せた従来の可変減衰
器のブロツク線図、第2図はキヤパシタと演算増
幅器とを用いた従来の可変減衰器、第3図は本発
明の一実施例の可変減衰器、第4図は第3図の動
作説明図、第5図は第3図の等価回路、第6図は
本発明の他の実施例の可変減衰器を示す。 WTは重み係数回路、OPAは演算増幅器、Q
1〜Q8,Q11〜Q18はMOSトランジスタ
からなるスイツチ、C1,C11はサンプリング
用キヤパシタ、C2,C12は電荷分割用キヤパ
シタ、C3,C13は帰還用キヤパシタ、CBは
積分用キヤパシタである。
器のブロツク線図、第2図はキヤパシタと演算増
幅器とを用いた従来の可変減衰器、第3図は本発
明の一実施例の可変減衰器、第4図は第3図の動
作説明図、第5図は第3図の等価回路、第6図は
本発明の他の実施例の可変減衰器を示す。 WTは重み係数回路、OPAは演算増幅器、Q
1〜Q8,Q11〜Q18はMOSトランジスタ
からなるスイツチ、C1,C11はサンプリング
用キヤパシタ、C2,C12は電荷分割用キヤパ
シタ、C3,C13は帰還用キヤパシタ、CBは
積分用キヤパシタである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 入力端子にスイツチを介して接続されたサン
プリング用キヤパシタと、 該サンプリング用キヤパシタにスイツチを介し
て接続され、該サンプリング用キヤパシタの電荷
をサンプリング周期より短い周期毎に分割する電
荷分割用キヤパシタと、 演算増幅器の負入力端子と出力端子との間に接
続した積分用キヤパシタと、 前記演算増幅器の負入力端子と出力端子との間
にスイツチを介して接続した帰還用キヤパシタ
と、 減衰量を決める2進数で重み係数を設定する重
み係数回路と、 該重み係数回路に設定された重み係数に従つて
前記周期毎に電荷分割用キヤパシタの電荷を前記
積分用キヤパシタに転送するか又はアースに放電
するかを電荷分割毎に制御するスイツチとを備
え、 前記積分用キヤパシタに蓄積する電荷量を前記
重み係数に基づいて可変としたことを特徴とする
可変減衰器。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11921880A JPS5744319A (en) | 1980-08-29 | 1980-08-29 | Variable attenuator |
US06/292,275 US4468749A (en) | 1980-08-20 | 1981-08-12 | Adjustable attenuator circuit |
DE8181303768T DE3167708D1 (en) | 1980-08-20 | 1981-08-19 | Adjustable attenuator circuit |
EP81303768A EP0047098B1 (en) | 1980-08-20 | 1981-08-19 | Adjustable attenuator circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11921880A JPS5744319A (en) | 1980-08-29 | 1980-08-29 | Variable attenuator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5744319A JPS5744319A (en) | 1982-03-12 |
JPS6342884B2 true JPS6342884B2 (ja) | 1988-08-26 |
Family
ID=14755873
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11921880A Granted JPS5744319A (en) | 1980-08-20 | 1980-08-29 | Variable attenuator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5744319A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01113171U (ja) * | 1988-01-25 | 1989-07-31 |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0666652B2 (ja) * | 1985-05-27 | 1994-08-24 | 株式会社日立製作所 | 電圧制御発振器 |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5744319A (en) | 1982-03-12 |
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