JPS6338549B2

JPS6338549B2 -

Info

Publication number: JPS6338549B2
Application number: JP55110999A
Authority: JP
Inventors: Juichi Kashimura; Seiji Suda; Noboru Sugiura
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1980-08-14
Filing date: 1980-08-14
Publication date: 1988-08-01
Also published as: EP0146668A3; DE3174876D1; EP0047394B1; EP0146668A2; EP0146668B1; DE3177191D1; EP0047394A1; JPS5738667A; US4425891A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はノツタ制御装置に関する。

ノツク制御装置は、エンジンのノツキングをノ
ツクセンサによつてノツク信号として検出し、該
検出したノツク信号によつて点火時期（遅角）の
制御をはかつてなるものである。例えば、特開昭
54―84142号公報に開示されている。ノツクセン
サによつて検出する検出信号は±5mV〜±
600mVという大巾な振幅変動を伴う。ノツク信
号を正しく取出し識別するためには、増巾器で識
別可能なレベルアツプしなければならない。然る
に、一般の増巾器により、該信号を単純に増巾し
た場合、バツテリで決まる最大電圧以上にもなる
ことも想定できるが、最大電圧はバツテリ容量で
決まるものである故、このバツテリ電圧以上にな
ることはない。従つて、従来は上限を飽和させる
か、下限を無視するか等の方法がとられていた。
また振幅の大きさに応じてゲインを切換えること
も考えられていた。いずれの方法でも、ノツクセ
ンサの出力の正しい増巾そしてその中から信頼の
あるノツク信号の識別は難しかつた。

本発明の目的は、ノツクセンサ出力の増巾処理
に際し、入力信号比率に比例して全体のゲインを
一定におさえるようにしたノツク制御装置を提供
するものである。

本発明の要旨は、ノツクセンサ出力の処理系統
にAGC制御系を挿入してAGCを行わせてなる点
にある。以下、本発明を詳述する。

第１図はノツク制御システムの全体図を示す。
このノツク制御システムは、ノツクセンサ１０
０、ノツク制御装置１０１、ピツクアツプコイル
１０５、無接点点火装置１０３、点火コイル１３
５とより成る。

ノツク制御装置１０１は、ノツクセンサ１００
の検出信号と無接点点火装置１０３のパワートラ
ンジスタ１３４でのベース信号とを取込み、ノツ
クキングに応じて無接点点火装置１０３内のリタ
ード回路１３２を制御し、遅角制御を行わしめ
る。このノツク制御装置１０１は、フエールセー
フ装置１０２、交流結合回路１１２、ゲートより
成る点火ノイズカツト回路１１３、バンドパスフ
イルタBPF１１４、増巾器１１５、バツクグラ
ウンドレベルBGL出力回路１１９、該出力回路
のBGL出力電圧と増巾器１１５の出力信号とを
比較してノツキングに比例した遅角信号（パルス
列）を発生する比較器１１８、遅角信号設定回路
１２６、該設定された遅角信号に比例した直流電
圧を発生する積分回路１２５、パワートランジス
タ１３４のベース信号を入力として点火コイル１
３５の遮断時（オンからオフになる時）に同期し
て一定パルス巾信号を発生する単安定回路１２
８、該単安定回路１２８の力パルスがでている間
（“１”になつている間）の一定時間、上記積分回
路１２５の出力電圧を、（一定電圧／周期）の割
合で減少させる進角信号出力回路１２７とより成
る。

フエールセーフ装置１０２は、ノツクセンサ１
００の各種の故障（異常）モードを検出しそのモ
ードに応じた遅角制御を行わしめるフエールセー
フ機能を持つ。この装置１０２は、定電流回路１
０７、センサシヨート検出回路１０８、センサオ
ープン検出回路１０９、異常信号検出回路１１０
より成り、該各回路の出力を積分回路１２５に供
給し、フエールセーブ機能を果している。

BGL出力回路１１９は、半波整流器１１６、
積分回路１１７とより成り、増巾器１１５の出力
信号をとり込み整流して積分を行い、信号全体の
平均化信号を得ている。この平均化信号は、
BGL信号となる。

無接点点火装置１０３は、ピツクアツプコイル
１０５の出力信号を波形整形する増巾器１３１、
ノツク制御装置１０１の出力電圧に応じて点火時
期を変動するリタード回路１３２、点火コイル１
３５の２次側に高電圧を発生させるパワートラン
ジスタ１３４とより成る。

次に、以上の構成の動作を第２図の波形に基づ
き説明する。第２図１は、点火タイミング波形を
示し、実際には、この波形信号がパワートランジ
スタ１３４のベース信号となる。Ｈレベルでパワ
ートランジスタ１３４がオン（ON）で、Ｌレベ
ルでパワートランジスタ１３４はオフ（OFF）
となる。点火コイル１３５での火花はONから
OFFに切替る過程で発生する。第２図２は上記
ベース信号を入力としONからOFFになる時にト
リガされて一定巾t₁のパルス信号を発生する単安
定回路１２８の一定巾パルス出力信号である。第
３図３はレベルアツプされたノツクセンサ１００
の出力を示している。ノツクセンサ１００で検出
される信号は直流ゼロ０レベルを基準として正負
に振れる信号である。該検出信号の中にノツク信
号が含まれる。一方、フエールセーフを可能にす
べく検出回路１０８，１０９，１１０を設けてい
る。これらの検出回路での故障モードでは、上記
直流ゼロレベルの信号のままではそのモード検出
は不能である。この対策のために、定電流回路１
０７を設けている。該定電流回路１０７から定電
流がセンサ１００の出力に重なることによつて一
定の正方向へのバイアスがなされる。この定電流
回路１００は重要な役割を果す。即ち、ノツクセ
ンサ１００の出力は±5mV〜±600mVの間を変
化する。その変化巾は20倍となる。20倍の変化巾
に対して、抵抗分圧による一般のバイアス手段で
は、バイアスされた後の出力は、特に微少レベ
ル、即ち±5mVに近い側ではインピーダンス
（抵抗）変化のため極めて小さい値、例えば、
0.25mVに低下することがある。これは明らかに
検出精度の低下を招き、ひいては検出不能とな
る。この電圧低下を防ぐために、定電流回路１０
０を設けている。

第２図３はかくして得られたバイアスされたセ
ンサ出力を示している。交流結合回路１１２は、
直流成分を除去するために設ける。更に、ノツキ
ング信号そのものの取出しを容易にすべく、ノツ
キング周波数領域で共振を起こさせるべく役割を
持たせることがある。この後者の事例では、共振
相手のインダクタンス成分はノツクセンサ１００
そのものの持つインダクタンスとなる。交流結合
回路１１２で直流バイアスを除去したことによつ
て、次段での点火ノイズカツト回路１１３でのノ
イズカツト性能の向上に著しい寄与を呈する。点
火ノイズカツト回路１１３は、単安定回路１２８
の第２図２に示す如きパルス出力によつて制御を
うける。ノイズカツト回路１１３は一種のアンド
ゲートであり、単安定回路１２８の出力パルスは
反転した形で入力している。従つて、出力パルス
が“１”になつているt₁区間のみ、交流結合回路
１１２を介して得られるセンサ出力は通過する。
この出力を第２図４に示している。これによつて
点火ノイズカツトがなされる。

BPF１１４は、ノツク信号を強調（他の信号
を減衰させる）させて出力するもので、ノツキン
グのノツク信号より高い周波数で少し減衰のある
特性を持つている。増巾器１１５はBPF１１４
の出力を入力とし所定のゲインの増巾を行う。こ
の増巾器１１５の出力をうけてBGL出力回路１
１９はBGLの検出を行う。比較器１１８は、
BGL出力回路１１９のBGL出力（電圧）と増巾
器１１５の出力とを比較する。この時の両信号の
様子は第２図５に示す。比較器１１８は、BGL
出力よりも大きい増巾器１１５の出力のみを整形
して出力する。この比較器１１８の出力が遅角信
号出力回路１２６に入力して直流レベルに変換さ
れ、該直流レベル信号が求めるべきノツク信号と
なる。第２図６に比較器１１８で検出されたノツ
ク信号を示している。第２図７はその一部の拡大
図である。積分回路１２５は、遅角信号出力回路
１２６の出力信号を入力としてパルスがＨレベル
“１”の時のみ該パルスの積分を行う。従つて、
ノツクパルスの数に応じた積分値が積分回路１２
５より出力される。第２図８には積分回路１２５
の出力を示す。この積分出力によつてリタード回
路１３２の遅角制御を行う。

第３図は、第１図の全体構成の中の、ノツクセ
ンサ１００からBPF１１４までの構成の具体的
な回路例を示している。ノツクセンサ１００は磁
歪素子を使用した誘導形のセンサであり、等価的
にはインダクタンス２６と抵抗２１との直列回路
となる。一般的には、インダクタンス２６の値は
1H、抵抗２１の値は840Ω程度となる。

定電流回路１０７は、抵抗２，３，４、ツエナ
ーダイオード３０、トランジスタ２７とより成
る。該回路１０７の電源は電源部１２０より供給
される。電源部１２０は、抵抗２０，１８，１
９、ツエナーダイオード３２、オペアンプ３３と
より成る。オペアンプ３３はバツフアの役割を持
つ。ツエナーダイオード３２のツエナー電圧は
6V、オペアンプ３３の出力は3Vに設定され、
PNPトランジスタ２７のコレクタ電流は、約
1.7mAに設定される。従つて、ａ点の直流バイア
ス電圧は、約1.6Vとなり、該1.6V電圧にノツク
センサ１００の出力信号が重なることとなる。

定電流回路１０７を採用した理由を以下に述べ
る。

ノツクセンサ１００の出力インピーダンスＺ
は、抵抗２１、インダクタンス２６の値で決ま
る。従つて、ノツキング周波数（約7KHz）にお
けるインピーダンスＺの値は、Ｚ＝2πfL＋R₂₁ ＝2π×7000×１＋840 ＝45（ＫΩ） ……(1) となる。従つて、ノツク制御装置のノツクセンサ
接続部の入力インピーダンスが低いとノツクセン
サ出力信号が大巾に減衰する。ノツクセンサ出力
は、±5mV〜±600mVという20倍の領域の間で変
動する。従つて、入力インピーダンスが低い場合
には、低レベルのノツクセンサ出力、例えば±
5mVの範囲では更に小さい値になつてしまう。
即ち、低レベルのノツクセンサ出力の検出精度の
低下、最悪の際には、検出不能となつてしまう。
入力インピーダンスを高くするために定電流回路
１０７を設けている。特に、図の構成では、直流
バイアス回路を定電流構成としているため、該直
流バイアス回路のインピーダンスは無限大に近い
値となる。

一方、ノツク制御装置の入力インピーダンスを
高くすると外乱ノイズを重畳しやすくなる。外乱
ノイズの典型的なものは、点火タイミングに同期
して発生する点火ノイズ（I_gノイズ）である。点
火ノイズを説明する。

パワートランジスタのベース制御は第２図１に
示す如きパルスによつて行われる。該パルスがＨ
レベルの時、パワートランジスタはオン（ON）
し、Ｌレベルの時、オフ（OFF）する。この
OONからOFFに切換わる過程、或いはOFFにな
つた時点で点火コイルの２次電圧は急上昇し、第
１次のノイズを発生する。時にこの２時電圧の上
昇によつてプラブの間の空気層の絶縁が破壊さ
れ、点火する。この点火時に第２次のノイズが発
生する。該第２次のノイズには、点火の初期に流
れる容量放電電流によるノイズと、その後の段階
で流れる誘導放電電流によるノイズとがある。第
２次のノイズの中では前者のノイズが大きなノイ
ズ源となる。入力インピーダンスを高くした場合
には、第１次ノイズ及び第２次ノイズ（前者のノ
イズ）がノツク信号識別に悪影響を与える外乱ノ
イズとして上記ノツクセンサ出力に重畳してく
る。

かかる外乱ノイズを除去する必要がある。この
外乱ノイズは、50〜60μsec位の時間の間、継続す
る。従つて、この間、ノツクセンサ出力をマスク
すればよい。かかる目的を達成するために、交流
結合回路１１２、ノイズカツト回路１１３を設け
ている。但し、実際のマスク区間は上記ノイズ継
続時間より充分大きい時間巾、例えば0.8msec程
度に設定している。

交流結合回路１１２はコンデンサ２２と抵抗６
とより成る。ノイズカツト回路１１３は抵抗５，
１４、ツエナーダイオード３１、コンデンサ２
３、トランジスタ２８、オペアンプ３５とより成
る。交流結合回路１１２は、ノツクセンサ出力信
号からノツキング信号を良好に取り出すための手
段として設けたものであり、この回路１１２を通
すことによつてノツクセンサ出力信号に乗つてい
る直流バイアス電圧を除去せしめている。もし、
直流バイアス成分を重畳してなるノツクセンサ出
力からノツク信号のみを取り出そうとする場合、
及び上記ノイズマスクをかけようとする場合、そ
の処理は極めて複雑なものとなる。この直流カツ
トするという考え方そのものは簡単ではあるが、
ノツク信号を正しく分別するためには極めて実用
性の高い技術手段である。

ノイズカツト回路１１３は、主としてトランジ
スタ２８の働きによつてI_gノイズカツトを行つて
いる。トランジスタ２８は単安定回路１２８の出
力によつてオン・オフされる。単安定回路１２８
は、第２図１に示すパワートランジスタのベース
信号の立下りでトリガーを受け、マスク区間巾の
パルスを発生する。第２図２がこの単安定回路１
２８の出力であり、時間巾t₁からスク区間巾とな
る。この単安定回路１２８の出力が“１”となる
t₁区間のみトランジスタ２８をオンする。これに
よつて、このt₁区間では、ノツクセンサ出力は短
絡され、オペアンプ３５への入力はなくなり、I_g
ノイズをマスクするマスク効果を生る。尚、セン
サ１００の負荷インピーダンスとして、抵抗５，
６，１４、コンデンサ２２，２３が考えられる
が、抵抗１４を高抵抗、例えば1MΩとすること
により、抵抗５，１４、コンデンサ２３は負荷と
して無視できるものとなる。従つて、センサ１０
０の負荷はコンデンサ２２、抵抗６だけとみるこ
とができる。

以上の説明では、交流結合回路１１２は直流除
去の役割を持たせるものとしている。この直流除
去の他に、ノツクセンサ出力の中のノツク信号
（7KHz）のみを強調して取り出す共振回路手手と
しての役割を持たせることもできる。このことを
以下説明する。

上述した如くノツクセンサ１００からノツク制
御装置側をみた場合の負荷としてのインピーダン
スは、交流結合回路１１２のみとなる。従つて、
共振回路の形成も、ノツクセンサ１００と交流結
合回路１１２とによつて形成される。即ち、イン
ダクタンス２６、抵抗２１、コンデンサ２２、抵
抗６とより成る回路が共振回路となる。該共振回
路では、ノツク信号（約7KHz）に対して３〜5K
Hzのエンジン振動を減衰させる（約5dB）ハイパ
スフイルタの機能を持たせる。この時の利得Ｇは
次となる。

tanθ₁＝ωC₂₂（R₂₁＋R₆）／１−ω²L₂₆C₂₂ ……(3) 第４図にかくして得られた共振回路の特性を示
す。イ図はコンデンサC₂₂の容量が大きい時であ
り、ハイパスフイルタの特性を示す。ハ図はコン
デンサC₂₂の容量を小さくした時の特性であり、
ローパスフイルタの特性を示す。ロ図はコンデン
サC₂₂を中程度の大きさにした時の特性であり、
バンドパスフイルタの特性を示す。実際に形成す
る共振回路はロ図に近いハイパスフイルタの特性
としている。尚、コンデンサ２２の値は470PF、
抵抗６は20KΩとした時、これによつて共振周波
数は7KHz、且つバンドパスフイルタ（Ｑは低い）
の特性を示した。

BPF１１４は、抵抗１５，１６，１７、コン
デンサ２４，２５、オペアンプ３４とより成る。
該オペアンプ３４の非反転端子は、バツフアの役
割を持つオペアンプ３３の出力（3V基準電圧）
に接続している。従つて、オペアンプ３４の出力
であるBPF１１４出力は、上記基準電圧に直流
的にバイアスされたものとなつている。この
BPF１１４では、ノツク信号と非ノツク信号と
のレベル差を大きくすべくフイルタ機能を持つ。
これによつて、レベルによる識別を容易にする。
BPF出力であるオペアンプ３４の出力は増巾器
１１５に入力する。該増巾器１１５の出力は２つ
に分岐し、一方はBGL出力回路１１９に入力し
BGLが取り出され、他方は直接に、比較器１１
８の入力となる。比較器１１８では、BGLをも
取込み、両入力の比較をとる。比較結果は、第５
図に示す積分回路１２５の入力となる。

積分回路１２５は検出回路１０８，１０９，１
１０の出力を取込む。各検出回路の動作を第３図
に従つて説明する。センサシヨート検出回路１０
８は、抵抗９，１０，１１、比較器３６とにより
成る。センサオープン検出回路１０９は、抵抗
７，８、比較器３７とより成る。更に、比較器３
６のｃ点電位を約0.2Vに設定し、比較器３７の
ｂ点電位を約2.8Vに設定しているものとする。

今、ノツクセンサ１００がシヨートしたとする
と、ａ点電位は約0Vとなる。従つて、ｃ点電位
より低くなり、比較器３６の出力は、約0Vとな
る。ノツクセンサ１００がシヨートしない正常時
には、直流バイアスによりａ点電位はｃ点電位よ
りも大きく設定されている故、比較器３６の出力
は略ａ点電位（即ち0Vよりは大きいという意味）
になつている。一方、ノツクセンサ１００がオー
ブンになつた時には、ａ点電位は約3.2Vになり、
ｂ点電圧よりも高くなる。従つて、比較器３７の
出力は、0Vとなる。即ち、ノツクセンサが断線
又はシヨートした時には、ｇ点電圧が0Vとなり、
積分器１２５への出力も0Vとなる。かくして、
比較器３６，３７によつてシヨート及びオープ故
障を検出できる。尚、異常信号の検出も同様にな
される。

第５図は積分回路１２５の構成を示す。該積分
回路１２５は、ミラー積分器１４０、最大クラン
プ回路１４１、最小クランプ回路１４２、抵抗５
０，５７，５８，６７，６０，６１，５９，６
４，６５，６３，６６，４８，６９，４９，７７
０、トランジスタ７３，７４，７５，７６，７
７，７８，７９、ツエナーダイオード８０，８
１、ダイオード８２とより成る。ミラー積分器１
４０はオペアンプ８５、コンデンサ７１，７２よ
り成る。最大クランプ回路１４１は抵抗５１，５
２，５３，５６、ダイオード８３、オペアンプ８
６より成る。最小クランプ回路１４２は抵抗５
４，５５、ダイオード８４、オペアンプ８７より
成る。

更に、トランジスタ７７は単安定回路１２８の
反転出力（第２図２の反転出力）によつてオン・
オフ制御される。このトランジスタ７７は進角信
号出力回路１２７に相当している。また、このト
ランジスタ７７のエミツタにはバツフア３３の基
準電位（3V）が印加されている。トランジスタ
７４はシヨート及びオープン検出回路１０８，１
０９の出力によつて制御をうける。トランジスタ
７６は、比較器１１８の出力によつて制御をうけ
る。更に、積分器１４０の出力は抵抗４９を介し
てリタード回路１３２に入力している。

動作を説明する。今、比較器１１８の出力を入
力とする遅角信号出力回路１２６の出力であるノ
ツク信号により、トランジスタ７６はノツク信号
に同期してONする。従つて、第２図７に示すよ
うに、ノツク信号のパルス巾t₀（約40〜70μsec位）
の間、トランジスタ７６は導通し、コンデンサ７
１，７２には電流i₁が図示する如き方向に流れ
る。この時のオペアンプ８５の１パルス当りの電
圧上昇率（電圧上昇／１パルス）ΔV₁は次のよう
になる。

i₁＝３／R₆₀ ……(4) より、 ΔV₁＝i₁／Ｃt₀ ……(5) 但し、容量Ｃはコンデンサ７１，７２の並列
値、R₆₀は抵抗６０の抵抗値である。この(5)式か
ら明らかなように、オペアンプ８５の出力電圧
は、ノツキングパルス数に比例して上昇すること
になる。

一方、毎周期ごとに、単安定回路１２８の反転
出力がトランジスタ７７のベースに印加され、一
定マスク時間t₁の間、該トランジスタ７７をオフ
する。従つて、この間、図示した如き方向で電流
i₂が流れ、オペアンプ８５での１パルス当りの電
圧下降率（電圧下降／周期）ΔV₂は次のようにな
る。

i₂＝６−３／R₆₆＋R₆₇ ……(6) より ΔV₂＝i₂／Ｃt₁ ……(7) 但し、R₆₆，R₆₇は抵抗６６，６７の抵抗値で
ある。また、(6)式での6Vはツエナーダイオード
８０のツエナー電圧を6Vとしているために得ら
れた値である。この電圧下降率ΔV₂は電圧上昇率
ΔV₁に比して１／50位の範囲に設定している。か
かる積分器の出力は、最大値は最大クランプ回路
１４１のクランプ電圧によつてクランプされ、最
小値は最小クランプ電圧１４２によつてクランプ
される。

以上の第５図の積分回路１２５はエンジン始動
時には、特定の遅角特性（遅角値）を持たせるよ
うにしている。この遅角特性はリタード回路１３
２によつて与えられる故、リタード回路１３２の
動作を説明する。

一般に、点火時期特性は相対的なものであり、
デイストリビユータと、使用されている点火装置
で決まるある運転モードに従つて決定される。ま
た、ノツク時の最大遅角特性を与えておき、ノツ
ク時にこの特性に乗るようにしている。第６図に
は、進角及び遅角特性を示し、実線はある運転モ
ードでの点火時期特性、点線はノツク時の最大遅
角特性を示している。低速時、例えば200rpm以
下では、点火時期特性で決まる最大進角特性にな
るべく制御する。かかる特性を採用する理由は、
起動時の始動を確実に達成するためである。即
ち、始動時、点火時期を遅らせるとエンジンは逆
回転となり、スタータの負荷は非常に大となる。
この結果、スタータの駆動電流が異常に大となり
逆トルクがかかり、スタータではエンジンをまわ
すことができなくなり、いわゆる始動失敗とな
る。かかる始動失敗をなくすために、始動時、例
えば200rpm以下では、点火時期特性で決まる最
大進角特性にさせている。

以上の特徴を達成すべきリタード回路１３２の
特性を第７図に示す。図示する如く、積分回路１
２５の出力、即ち積分器１４０の出力電圧に対し
て一定角度傾斜特性となるべくリタード特性を持
つている。このため、毎周期一定角度の進角とな
る。即ち、点火時期はノツキングパルス数に応じ
て遅角し、毎周期一定角度進角する構成となつて
いる。

次にかかるリタード回路１３２を制御する積分
回路１２５の動作、特に始動時対策について述べ
よう。ツエナーダイオード８１は約6Vのツエナ
ー電圧を持ち、電源電圧V₊が低い時、即ちスタ
ータオンのエンジン始動時には、抵抗６８，６９
の中点電圧がツエナーダイオード８１をオンでき
なくなる。このため、トランジスタ７３がオフ
し、トランジスタ７５，７８がオンする。この
時、トランジスタ７５がオンしているため、トラ
ンジスタ７６はオフし、またトランジスタ７８の
オンにより電源より抵抗５７を通して電流i₂と同
じ方向に電流が流れ、オペアンプ８５の出力はｋ
点電圧と同じ電圧迄減少しクランプされることに
なる。このクランプされた出力が始動時の点火時
期特性で決まる最大進角特性を設定することにな
る。これによつて、リタード回路１３２が制御を
うけ、上記最大進角特性へと設定する。

センサ１００の故障時の積分回路１２５の動作
を説明する。センサ１００の故障時には、トラン
ジスタ７４がオフとなり、トランジスタ７６，７
９がオンとなる。トランジスタ７６がオンする
と、上述の遅角動作と同じように、コンデンサ７
１，７２に電流i₁が流れ続け、従つてオペアンプ
８５の出力電圧は、ｈ点電圧と同じ電圧（最大電
圧）にクランプされる。更に、トランジスタ７９
がオンする結果、ｈ電圧は、第７図に示す通常時
の電圧より低い電圧に制御をうける。これによつ
て、異常時の適切な遅角特性をうる。

第８図は、第３図のａ点電圧に異常電圧が重畳
した時の動作波形図を示す。この異常検出は検出
回路１０８，１０９が兼用して動作することによ
つて行われる。第８図１はパワートランジスタの
ベース信号であり、ノツクセンサ１００が何等か
の原因で異常信号となると、第８図２に示すよう
に、連続的にｂ点電圧より高い電圧が発生し、従
つて比較器の出力は第８図３のように連続的に
0Vに下がり、従つて積分回路１２５の出力は第
８図４のように動作の後、フエールセーフクラン
プ電圧（図では5.4V）にクランプされる。従つ
て、異常電圧に対しても充分対処できることにな
る。

比較器１１８の出力を積分回路１２５に直接に
加えてもよいが、遅角信号出力回路１２６を介し
て出力させてもよい。この時の遅角信号出力回路
１２６の構成を第９図に示す。動作波形を第１０
図に示す。遅角信号出力回路１２６は、抵抗１６
３，１６５，１６７，１６８、ダイオード１６
４、コンデンサ１６６、比較器１６９より成る。
先ず、比較回路１１８の比較器２４５からは第１
０図１の如きパルス波形が出力する。該比較器２
４５の出力はコンデンサ１６６によつて充放電が
繰返されて第１０図２の如き波形となる。一方、
比較器１６９では、上記コンデンサ１６６の出力
と基準電圧とを比較し、基準電圧よりも大きいコ
ンデンサ１６６出力に相当する時間t₀（第１０図
３）のパルス出力を得る。この出力は、積分回路
１２５に入力し第１０図４の如き積分出力を得
る。

第１１図に、ノツクセンサ出力を処理する際に
好適なAGC手段を設けてなる実施例を示す。本
実施例は、BPF１１４と比較回路１１８との間
の構成に特徴を持つ。BPF１１４の出力にAGC
回路１６０を設け、該AGC回路１６０の出力側
を２系統に分ける。第１はノツク信号を通過させ
てなる増巾器１１５を介して比較回路１１８の一
方の入力となる系統、第２は半波整流回路１１
６、最大クランプ回路１１６Ａ、積分回路１１
７、増巾器１１７Ａとより成る系統である。更
に、増巾器１１７Ａの出力から増巾器１６１を介
してAGC回路１６０に負帰還させてなる系統を
持つ。

以上の構成でのAGCを働かせる理由を以下述
べる。ノツクセンサ出力は±5mV〜600mVの範
囲となる。即ち、120倍の範囲でセンサ出力が振
れることになる。この出力を単純に増巾した場合
（例えば100倍）、±0.5V〜±60Vとなる。然るに、
自動車では、最大でバツテリ電圧（約12V）であ
り、60Vの値はありえない。従つて、従来は、飽
和しないように小さいゲインで使用するか、又は
飽和することを覚悟で処理するかのいずれかの方
法をとつていた。前者は、微小入力に対して感度
が悪くなり、後者は大振幅入力に対して感度が悪
くなる欠点を持つ。上記第１１図の構成では、
AGC回路１６０を設けたこと、更に、このAGC
回路１６０をBPF１１４の出力側に設けたこと
を特徴とする。この構成とすることによつて
BPF１１４でノツク信号と非ノツク信号とのレ
ベル差が大きくなり、この大きくなつたレベル差
のままでAGC回路１６０に入力するため、Ｓ／
Ｎ比のよい出力を得ることができた。

第１２図は、AGC特性を示す。低レベル入力
（±V_L）及び高レベル入力（±V_H）以外は、出力
V_Oは略一定に抑制できる。

第１３図は更に具体的な実施例を示す。各ブロ
ツクは第１図及び第１１図のブロツクに対応して
いる。第１４図はそのAGC説明図である。AGC
回路１６０は、抵抗２０４，２０５，２０７，２
０９、オペアンプ２０６、FET２０８とより成
る。半波整流回路１１６は、コンデンサ２１０、
抵抗２１１，２１７，２１９、ダイオード２１
６，２１８、オペアンプ２１５より成る。

クランプ回路１１６Ａは、抵抗２２５，２３
０、オペアンプ２２６、比較器２２８、コンデン
サ２２９、抵抗２３５，２３６とより成る。積分
器１１７は抵抗２３３、コンデンサ２３４とより
成る。増巾器１１７Ａは、抵抗２３７，２３８，
２３９，２４１，２４２、オペアンプ２４０、抵
抗２４３とより成る。増巾器１６１は、オペアン
プ２４８、抵抗２５０，２５１，２５２，２４
９，２５４、コンデンサ２５３とより成る。

動作を説明する。AGC回路１６０の入力電圧
（即ちBPF１１４の出力電圧）をv_i、出力電圧を
v_pとし、FET２０８の出力インピーダンスをZ_F
とすると、オペアンプ２０６の増巾率は、抵抗２
０７の値を高抵抗に設定しているため、Z_Fと抵抗
２０９で決まる値となる。即ち、利得ＧはＧ＝v_p／v_i≒（１＋R₁₁₄／Z_F） ……(8) となる。(8)式で重要な点は、インピーダンスZ_Fが
FET２０８のゲート・ソース間電圧V_GSにより変
化することである。例えば、V_GSが0Vから−2V
へと低くなると、増巾器１６１の出力帰還によ
り、Z_Fは大きくなり、利得Ｇは小さくなる。大き
くなつた場合は逆となる。V_GS＝±200mVの範囲
では、AGCが充分働く。尚、抵抗２０７は、
FET２０８の断線故障時の保護用であり高抵抗
設定される。更に、Z_Fは200Ωから2KΩ程度の値
としている。

増巾器１１５の抵抗２２４と２３１とは、オペ
アンプ２２２の出力に対して360mVの直流補正
を行う。更に、抵抗２４３とコンデンサ２５３と
はBGLのリツプル防止機能を持つ。更に、全体
図を通して、オペアンプOPは、日立製の
HA17902、比較器COは日立製のHA17901を使用
している（第３図、第５図も同じ）。

増巾器１６１の抵抗２５１，２５２，２５４
は、BGL入力がない時、端子は3Vに接続され
ているため、その端子入力は3Vになり、この時、
オペアンプ２４８の出力V₂は第１４図に示すよ
うに4Vになるように設定する直流補正の機能を
持つ。更に、オペアンプ２４８は反転増巾器とな
つており、入力V₁が増加すると、出力V₂が減少
する方向となる。この出力V₂はAGC回路１６０
のFET２０８のゲート入力となつているため、
BGLが増加すると、V₁が増加してV₂が下り利得
Ｇも下り、AGCが働く。ここでAGC回路１６０
は、V₂＝3Vから働き始め、4V〜3Vの間は、Z_F
は一定となつている。

最大クランプ回路１１６Ａのオペアンプ２２６
はインピーダンス変換のために設けたバツフアで
あり、非反転端子電圧が5V以上になろうとする
と、比較器２２８が導通し、ダイオード２２７、
抵抗２３０を通して電流が放電し、その結果、オ
ペアンプ２２６の非反転端子の端子電圧は、最大
5Vにクランプされる。これによつて、比較器２
４５の反転出力電圧（バツクグラウンド電圧レベ
ル）は、ノツキングの強度により変ることはな
く、ノツキング時にBGLが上昇してノツキング
の検出が難しくなるようなことはなくなる。その
他の第１３図の動作は特別の説明を要しないであ
ろう。

第１５図は、磁歪素子を利用したノツクセンサ
の代りに、圧電形センサ１００を設けた構成図を
示す。この圧電形センサ１００は、等価的にコン
デンサ１８０より成る。本構成の特徴は、圧電形
センサ１００とコンデンサ２２との間の構成にあ
る。即ち、抵抗１８１とコンデンサ１８２との直
列回路を設け、高抵抗１８３（約1MΩ）を介し
て基準電圧＋3Vを印加せしめる構成とし、更に、
オペアンプ１８４のプラス端子に上記基準電圧及
びコンデンサ１８２を介してノツクセンサ１００
の出力を入力するようにしている。上記高抵抗１
８３を介して基準電圧を印加する理由は、ノツク
センサ出力をオペアンプ１８４の動作域に持つて
ゆくためであり、コンデンサ１８２は圧電センサ
１００からの交流出力のみを取込むためである。

本発明によれば、入力信号比率に比例して全体
のゲインを一定に抑えることができ、ノツク信号
を正しく識別可能になつた。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の全体構成をブロツクで示した
図、第２図１〜８はタイムチヤート、第３図はフ
エールセーフ装置の回路例図、第４図イ〜ハは共
振特性図、第５図は積分回路を主体とする回路構
成図、第６図は点火時期特性図、第７図はリター
ド特性図、第８図１〜４は異常信号発生時のタイ
ムチヤート、第９図は遅角信号出力回路の回路構
成図、第１０図１〜４はそのタイムチヤート、第
１１図はAGCを実現する回路ブロツク図、第１
２図はその特性図、第１３図はAGCを実現して
なる回路構成図、第１４図はその説明図、第１５
図は圧電センサ事例での検出系を示す図である。１００…ノツクセンサ、１０１…ノツク制御装
置、１０２…フエールセーフ装置、１０３…無接
点点火装置。

Claims

【特許請求の範囲】

１ノツクセンサと、該センサ出力を帯域濾波す
るBPFと、制御端子に加わるAGC制御信号によ
つて利得が変化すると共に上記BPF出力をこの
利得によつて増巾するAGC回路と、該AGC回路
出力を半波整流する半波整流回路と、該半波整流
回路出力が規定値以上の時にクランプする最大ク
ランプ回路と、該最大クランプ回路出力を積分す
る積分回路と、該積分回路出力を増巾する第１の
増巾器と、上記AGC回路出力を増巾する第２の
増巾器と、上記第１の増巾器出力を上記AGC回
路の制御端子にAGC制御信号として印加する手
段と、上記第１、第２の増巾器出力の大小を比較
する比較器と、該比較器出力に基づき点火時期制
御する制御手段と、より成るノツク制御装置。