JPS6331473A - 電源開閉器付電力変換装置 - Google Patents
電源開閉器付電力変換装置Info
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- JPS6331473A JPS6331473A JP17240386A JP17240386A JPS6331473A JP S6331473 A JPS6331473 A JP S6331473A JP 17240386 A JP17240386 A JP 17240386A JP 17240386 A JP17240386 A JP 17240386A JP S6331473 A JPS6331473 A JP S6331473A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は電源変動の大きな交流電源を電力源とする主電
力変換装置（例えば可変電圧、可変周波数の交流電圧を
作りだすサーボアンプなど）と、同じく前記の交流電源
を電力源とし、前記の主電力変換装置の制御用直流安定
化電源を作りだす制御電源用電力変換装置（例えばフラ
イバンク式のＤＣ−ＤＣコンバータ）と、を備えた電力
変換装置であって、 さらに前記の直流安定化電源で付勢され少なくとも前記
の主電力変換装置の電源を開閉する電源開閉器を備えた
電力変換装置に関するもので、特に前記制御電源用電力
変換装置の負荷変動を低減するための手段を備えたもの
に関する。
力変換装置（例えば可変電圧、可変周波数の交流電圧を
作りだすサーボアンプなど）と、同じく前記の交流電源
を電力源とし、前記の主電力変換装置の制御用直流安定
化電源を作りだす制御電源用電力変換装置（例えばフラ
イバンク式のＤＣ−ＤＣコンバータ）と、を備えた電力
変換装置であって、 さらに前記の直流安定化電源で付勢され少なくとも前記
の主電力変換装置の電源を開閉する電源開閉器を備えた
電力変換装置に関するもので、特に前記制御電源用電力
変換装置の負荷変動を低減するための手段を備えたもの
に関する。
この種の電力変換装置は通常ＡＣ２００Ｖの商用交流電
源を電力源としている。このような交流電源の電源変動
としては普通１８０Ｖ〜２５３■が見込まれるため、前
記の主電力変換装置の電源を開閉する前記電源開閉器（
通常の電磁接触器）を前記の交流電源から直接付勢しよ
うとすると、接点のバタッキを生じ電子回路を主体とす
る前記の主電力変換装置（サーボアンプなど）の動作に
支障を来たすため、前記主電力変換装置に与えられる制
御用安定化直流電源を利用して前記の電磁接触器を付勢
することが考えられる。 一方、前記の制御用安定化直流電源を作り出す電力変換
装置としては、この装置をなるべく安価に構成するため
、いわゆるフライバック式ＤＣ−ＤＣコンバータなどが
利用される。 しかしながら、このフライバンク式ＤＣ−ＤＣコンバー
タに前記の電磁接触器のような（他の制御回路に比し）
大きな負荷を加えて、この負荷を開閉することは、この
ＤＣ−ＤＣコンバータに過大な負荷変動を与えることに
なる。 周知のように通常のフライバック式ＤＣ−ＤＣコンバー
タは負荷変動によってそのスイッチング周波数が大幅に
変化（通常負荷に反比例）し、特に軽負荷になるとこの
スイッチング周波数が過大になり、このコンバータ内の
スイッチング素子を破損する惧れがある。また大きな負
荷変動に耐えるＤＣ−ＤＣコンバータを用いようとする
とコンバータ内の制御回路の複雑化やスイッチング素子
の高速化を必要とし高価なものになる。 このように直流励磁式の電磁接触器を備えて主電力変換
装置（サーボアンプなど）の交流電源を開閉する電力変
換装置における、前記電磁接触器の励磁電源には、前記
主電力変換装置に供給される（フライバック弐などの）
安価なりＣ−ＤＣコンバータ利用の制御用直流安定化電
源は流用できないという問題点があった。
源を電力源としている。このような交流電源の電源変動
としては普通１８０Ｖ〜２５３■が見込まれるため、前
記の主電力変換装置の電源を開閉する前記電源開閉器（
通常の電磁接触器）を前記の交流電源から直接付勢しよ
うとすると、接点のバタッキを生じ電子回路を主体とす
る前記の主電力変換装置（サーボアンプなど）の動作に
支障を来たすため、前記主電力変換装置に与えられる制
御用安定化直流電源を利用して前記の電磁接触器を付勢
することが考えられる。 一方、前記の制御用安定化直流電源を作り出す電力変換
装置としては、この装置をなるべく安価に構成するため
、いわゆるフライバック式ＤＣ−ＤＣコンバータなどが
利用される。 しかしながら、このフライバンク式ＤＣ−ＤＣコンバー
タに前記の電磁接触器のような（他の制御回路に比し）
大きな負荷を加えて、この負荷を開閉することは、この
ＤＣ−ＤＣコンバータに過大な負荷変動を与えることに
なる。 周知のように通常のフライバック式ＤＣ−ＤＣコンバー
タは負荷変動によってそのスイッチング周波数が大幅に
変化（通常負荷に反比例）し、特に軽負荷になるとこの
スイッチング周波数が過大になり、このコンバータ内の
スイッチング素子を破損する惧れがある。また大きな負
荷変動に耐えるＤＣ−ＤＣコンバータを用いようとする
とコンバータ内の制御回路の複雑化やスイッチング素子
の高速化を必要とし高価なものになる。 このように直流励磁式の電磁接触器を備えて主電力変換
装置（サーボアンプなど）の交流電源を開閉する電力変
換装置における、前記電磁接触器の励磁電源には、前記
主電力変換装置に供給される（フライバック弐などの）
安価なりＣ−ＤＣコンバータ利用の制御用直流安定化電
源は流用できないという問題点があった。
本発明は前述の問題点を解決し、主電力変換装置（サー
ボアンプなど）の電源を開閉する直流励磁式の電源開閉
器（電磁接触器）の励磁電源に、前記主電力変換装置に
供給される安価な制御用直流安定化電源を流用できる機
能を備えた電力変換装置を提供することを目的とする。
ボアンプなど）の電源を開閉する直流励磁式の電源開閉
器（電磁接触器）の励磁電源に、前記主電力変換装置に
供給される安価な制御用直流安定化電源を流用できる機
能を備えた電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明の要点は、（インバータ部ＩＮＶＩを主体とする
）主となる電力変換装置（ｏｌ）と、該変換装置の制御
用の安定化直流電源（Ｅ２）を作り出す（ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ０６を主体とする）制御電源用電力変換装置（
制御電源用電力変換装置０３）とを備えた電力変換装置
であって、さらに前記安定化直流電源を介して付勢され
、少なくとも前記の主電力変換装置の電源（ＡＣ電源０
４および直流電源）を開閉する電源開閉器（電磁接触器
ＭＣＩ、ＭＣ２）を備えたものにおいて、 前記電源開閉器の励磁回路の抵抗値と等価な抵抗値を持
つダミー負荷（ダミー抵抗ＲＯ）と、この電源開閉器が
付勢されないときは、前記ダミー負荷を前記安定化直流
電源に接続し、前記電源開閉器が付勢されたときは前記
ダミー負荷の接続を切離す手段（電磁接触器ＭＣ２のｂ
接点ＭＣ２ｂ）と、を備えるようにした点にある。
）主となる電力変換装置（ｏｌ）と、該変換装置の制御
用の安定化直流電源（Ｅ２）を作り出す（ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ０６を主体とする）制御電源用電力変換装置（
制御電源用電力変換装置０３）とを備えた電力変換装置
であって、さらに前記安定化直流電源を介して付勢され
、少なくとも前記の主電力変換装置の電源（ＡＣ電源０
４および直流電源）を開閉する電源開閉器（電磁接触器
ＭＣＩ、ＭＣ２）を備えたものにおいて、 前記電源開閉器の励磁回路の抵抗値と等価な抵抗値を持
つダミー負荷（ダミー抵抗ＲＯ）と、この電源開閉器が
付勢されないときは、前記ダミー負荷を前記安定化直流
電源に接続し、前記電源開閉器が付勢されたときは前記
ダミー負荷の接続を切離す手段（電磁接触器ＭＣ２のｂ
接点ＭＣ２ｂ）と、を備えるようにした点にある。
以下第１図に基づいて本発明の詳細な説明する。第１図
は本発明の一実施例としての要部構成を示す回路図であ
る。 同図において、０１はサーボアンプなどの主電力変換装
置、０２はこの変換装置０１の電源を開閉する電磁接触
器を付勢するための開閉器励磁回路、０３は前記変換装
置０１に制御用の安定化直流電源を供給する制御用電力
変換装置である。 主電力変換装置０１はこの例では通常商用周波数の２０
０ＶのＡＣ電源０４を電力源とし、このＡＣ電源０４の
電圧を整流スタックＲｅｃｌを介して整流して平滑コン
デンサＣ１の両端に直流電圧を得たうえ、この直流電圧
をインバータ部ＩＮＶＩを介して可変電圧、可変周波数
の３相交流電圧としての主変換出力０５に変換し、図外
のサーボモータ等に供給する。 ＭＣＩ、ＭＣ２は例えば２４Ｖの直流励磁式の電磁接触
器であり、電磁接触器ＭＣＩは電源の投入及びしゃ所用
の開閉器で、そのａ接点ＭＣ１ａを介して主電力変換装
置０１のＡＣ電源０４を開閉する。 電磁接触器ＭＣ２は突入電流防止用の開閉器で、電磁接
触器ＭＣＩが投入されたとき、この投入よりやや遅れて
そのａ接点ＭＣ２ａを閉じるように動作し、この遅れの
期間内に平滑コンデンサＣ１が整流スタックＲｅｃｌか
ら突入電流抑制抵抗Ｒ１を介して充電されるようにする
ものである。 制御用電力変換装置０３はＡＣ電源０４を電力源とし、
この電源０４の電圧を整流スタックＲｅｃ１を介して整
流し、平滑コンデンサＣ２の両端に直流電圧を得たうえ
、この例ではフライバンク式のＤＣ−ＤＣコンバータ０
６を介して主電力変換装置０１への制御用の安定化直流
電圧Ｅ１〜Ｅｎを出力する。 この安定化直流電圧の１つであるＥｌ（２４Ｖ）は開閉
器励磁回路０２に導かれて、電磁接触器ＭＣ１，ＭＣ２
を付勢するための励磁電源となる。 開閉器励磁回路０２内のＴＯＩ、ＴＯ２はそれぞれ電磁
接触器ＭＣＩ、ＭＣ２の励磁回路を開閉するトランジス
タ、ＲＯは本発明の主体となる後述のダミー抵抗、ＭＣ
２ｂはこのダミー抵抗を開閉する電磁接触器ＭＣ２のｂ
接点である。このダミー抵抗ＲＯの抵抗値は電磁接触器
ＭＣＩおよびＭ Ｃ２の２つの励磁回路の並列抵抗値と
ほぼ等しい値に選ばれている。 次にＤＣ−ＤＣコンバータ０６の構成と要部動作をＭ単
に説明する。ここでＲ２は起動用抵抗（つまりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ０６を起動させるための抵抗）、ＰＴはパ
ルストランス、ＷｌはこのパルストランスＰＴの１次巻
線、Ｗ２（Ｗ２１〜Ｗ２ｎ）は同じく２次巻線、Ｗ３は
同じ（３次巻線である。 またＴ１はパルストランスＰＴの１次巻線Ｗ１を開閉す
るスイッチングトランジスタ、Ｔ２はパルストランスＰ
Ｔの２次電流を制御するためにスイッチングトランジス
タＴ１のベース電流を分流制御する補助トランジスタで
ある。 前記１次巻線Ｗ１はスイッチングトランジスタＴ１を介
して平滑コンデンサＣ２の直流電圧が印加される巻線、
２次巻線Ｗ２は安定化直流電圧（２次電圧ともいう）
Ｅ ２ （Ｒ２１〜Ｅ ２ ｎ）を出力する巻線、また
３次巻線Ｗ３は前記スイッチングトランジスタＴ１およ
び補助トランジスタＴ２に制御用の電圧を与える巻線で
ある。 次にＺＤＩはパルストランスＰＴの２次電流制御用の定
電圧ダイオード、Ｒ４は補助トランジスタＴ２のベース
電流抑制用抵抗、Ｃ３，Ｒ３はそれぞれスイッチングト
ランジスタＴ１の発振制御用の抵抗、コンデンサである
。 このＤＣ−ＤＣコンバータ０６は、スイッチングトラン
ジスタＴ１のオン期間中にパルストランスＰＴの１次巻
線Ｗ１にエネルギを蓄え、該トランジスタＴ１のオフ期
間中にこのエネルギをトランスＰＴの２次巻線ｗ２１〜
Ｗ２ｎに放出することにより、エネルギを変換伝達する
。 いま仮にこのＤＣ−ＤＣコンバータ０６の２次側の負荷
が軽（なって２次巻線Ｗ２の出力電圧Ｅ２、従って３次
巻線Ｗ３の電圧が上昇すると、ツェナダイオードＺＤＩ
に電流が流れ補助トランジスタＴ２はオンし、スイッチ
ングトランジスタＴ１へのベース電流供給が弱まる。こ
のためスイッチングトランジスタＴＩのオン期間は短く
なる。 またこれに対応してパルストランスＰＴの２次側にエネ
ルギの放出されるスイッチングトランジスタＴ１のオフ
期間も短くなり、スイッチング周波数が増大する。 次に開閉器励磁回路０２内の動作を説明する。 電磁接触器ＭＣＩの投入指令が図外の手段より人力され
ると、トランジスタＴＯＩがオンし、接触器ＭＣＩが付
勢され、そのａ接点ＭＣ１ａが投入される。これにより
ａ接点ＭＣ１ａを通してＡＣ電源０４が整流スタックＲ
ｅｃｌに入力される。整流スタックＲｅｃｌからの直流
電源は突入電流抑制抵抗Ｒ１を通して平滑コンデンサＣ
１を充電する。 この充電がほぼ完了すると、電磁接触器ＭＣ２への投入
指令が図外の手段から出力され、トランジスタＴ○２が
オンし接触器ＭＣ２が付勢され、そのａ接点Ｍ Ｃ２ａ
がオンする。 電磁接触器ＭＣＬおよびＭＣ２が投入されない場合は、
ＤＣ−ＤＣコンバータ０６の＋２４Ｖ系の安定化直流電
圧Ｅ２（Ｒ２１）の負荷としてはダミー抵抗ＲＯが電磁
接触器ＭＣ２のｂ接点Ｍ Ｃ２ｂを介して接続されてい
る。 この状態で電磁接触器ＭＣＩおよびＭＣ２が付勢される
と接触器ＭＣ２のｂ接点ＭＣ２ｂは開放されるため、ダ
ミー抵抗ＲＯは＋２４Ｖ系の安定化直流電源Ｅ２１から
は切離される。しかしこれに替えて、接触器ＭＣＩおよ
びＭＣ２の励磁回路がこの安定化面流電ａＥ２１に接続
される。 このためダミー抵抗ＲＯの抵抗値を電磁接触器ＭＣＩ、
ＭＣ２の励磁回路の並列時の抵抗値とほぼ一致させてお
けば、ＤＣ，−ＤＣコンバータ０６から見た、２４Ｖ系
の負荷の変化は小さくなる。従ってＤＣ−ＤＣコンバー
タ０６におけるスイッチングトランジスタＴ１の発振周
波数は適正な値を保ったままほぼ一定で安定となり、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの信顛性が維持される。
は本発明の一実施例としての要部構成を示す回路図であ
る。 同図において、０１はサーボアンプなどの主電力変換装
置、０２はこの変換装置０１の電源を開閉する電磁接触
器を付勢するための開閉器励磁回路、０３は前記変換装
置０１に制御用の安定化直流電源を供給する制御用電力
変換装置である。 主電力変換装置０１はこの例では通常商用周波数の２０
０ＶのＡＣ電源０４を電力源とし、このＡＣ電源０４の
電圧を整流スタックＲｅｃｌを介して整流して平滑コン
デンサＣ１の両端に直流電圧を得たうえ、この直流電圧
をインバータ部ＩＮＶＩを介して可変電圧、可変周波数
の３相交流電圧としての主変換出力０５に変換し、図外
のサーボモータ等に供給する。 ＭＣＩ、ＭＣ２は例えば２４Ｖの直流励磁式の電磁接触
器であり、電磁接触器ＭＣＩは電源の投入及びしゃ所用
の開閉器で、そのａ接点ＭＣ１ａを介して主電力変換装
置０１のＡＣ電源０４を開閉する。 電磁接触器ＭＣ２は突入電流防止用の開閉器で、電磁接
触器ＭＣＩが投入されたとき、この投入よりやや遅れて
そのａ接点ＭＣ２ａを閉じるように動作し、この遅れの
期間内に平滑コンデンサＣ１が整流スタックＲｅｃｌか
ら突入電流抑制抵抗Ｒ１を介して充電されるようにする
ものである。 制御用電力変換装置０３はＡＣ電源０４を電力源とし、
この電源０４の電圧を整流スタックＲｅｃ１を介して整
流し、平滑コンデンサＣ２の両端に直流電圧を得たうえ
、この例ではフライバンク式のＤＣ−ＤＣコンバータ０
６を介して主電力変換装置０１への制御用の安定化直流
電圧Ｅ１〜Ｅｎを出力する。 この安定化直流電圧の１つであるＥｌ（２４Ｖ）は開閉
器励磁回路０２に導かれて、電磁接触器ＭＣ１，ＭＣ２
を付勢するための励磁電源となる。 開閉器励磁回路０２内のＴＯＩ、ＴＯ２はそれぞれ電磁
接触器ＭＣＩ、ＭＣ２の励磁回路を開閉するトランジス
タ、ＲＯは本発明の主体となる後述のダミー抵抗、ＭＣ
２ｂはこのダミー抵抗を開閉する電磁接触器ＭＣ２のｂ
接点である。このダミー抵抗ＲＯの抵抗値は電磁接触器
ＭＣＩおよびＭ Ｃ２の２つの励磁回路の並列抵抗値と
ほぼ等しい値に選ばれている。 次にＤＣ−ＤＣコンバータ０６の構成と要部動作をＭ単
に説明する。ここでＲ２は起動用抵抗（つまりＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ０６を起動させるための抵抗）、ＰＴはパ
ルストランス、ＷｌはこのパルストランスＰＴの１次巻
線、Ｗ２（Ｗ２１〜Ｗ２ｎ）は同じく２次巻線、Ｗ３は
同じ（３次巻線である。 またＴ１はパルストランスＰＴの１次巻線Ｗ１を開閉す
るスイッチングトランジスタ、Ｔ２はパルストランスＰ
Ｔの２次電流を制御するためにスイッチングトランジス
タＴ１のベース電流を分流制御する補助トランジスタで
ある。 前記１次巻線Ｗ１はスイッチングトランジスタＴ１を介
して平滑コンデンサＣ２の直流電圧が印加される巻線、
２次巻線Ｗ２は安定化直流電圧（２次電圧ともいう）
Ｅ ２ （Ｒ２１〜Ｅ ２ ｎ）を出力する巻線、また
３次巻線Ｗ３は前記スイッチングトランジスタＴ１およ
び補助トランジスタＴ２に制御用の電圧を与える巻線で
ある。 次にＺＤＩはパルストランスＰＴの２次電流制御用の定
電圧ダイオード、Ｒ４は補助トランジスタＴ２のベース
電流抑制用抵抗、Ｃ３，Ｒ３はそれぞれスイッチングト
ランジスタＴ１の発振制御用の抵抗、コンデンサである
。 このＤＣ−ＤＣコンバータ０６は、スイッチングトラン
ジスタＴ１のオン期間中にパルストランスＰＴの１次巻
線Ｗ１にエネルギを蓄え、該トランジスタＴ１のオフ期
間中にこのエネルギをトランスＰＴの２次巻線ｗ２１〜
Ｗ２ｎに放出することにより、エネルギを変換伝達する
。 いま仮にこのＤＣ−ＤＣコンバータ０６の２次側の負荷
が軽（なって２次巻線Ｗ２の出力電圧Ｅ２、従って３次
巻線Ｗ３の電圧が上昇すると、ツェナダイオードＺＤＩ
に電流が流れ補助トランジスタＴ２はオンし、スイッチ
ングトランジスタＴ１へのベース電流供給が弱まる。こ
のためスイッチングトランジスタＴＩのオン期間は短く
なる。 またこれに対応してパルストランスＰＴの２次側にエネ
ルギの放出されるスイッチングトランジスタＴ１のオフ
期間も短くなり、スイッチング周波数が増大する。 次に開閉器励磁回路０２内の動作を説明する。 電磁接触器ＭＣＩの投入指令が図外の手段より人力され
ると、トランジスタＴＯＩがオンし、接触器ＭＣＩが付
勢され、そのａ接点ＭＣ１ａが投入される。これにより
ａ接点ＭＣ１ａを通してＡＣ電源０４が整流スタックＲ
ｅｃｌに入力される。整流スタックＲｅｃｌからの直流
電源は突入電流抑制抵抗Ｒ１を通して平滑コンデンサＣ
１を充電する。 この充電がほぼ完了すると、電磁接触器ＭＣ２への投入
指令が図外の手段から出力され、トランジスタＴ○２が
オンし接触器ＭＣ２が付勢され、そのａ接点Ｍ Ｃ２ａ
がオンする。 電磁接触器ＭＣＬおよびＭＣ２が投入されない場合は、
ＤＣ−ＤＣコンバータ０６の＋２４Ｖ系の安定化直流電
圧Ｅ２（Ｒ２１）の負荷としてはダミー抵抗ＲＯが電磁
接触器ＭＣ２のｂ接点Ｍ Ｃ２ｂを介して接続されてい
る。 この状態で電磁接触器ＭＣＩおよびＭＣ２が付勢される
と接触器ＭＣ２のｂ接点ＭＣ２ｂは開放されるため、ダ
ミー抵抗ＲＯは＋２４Ｖ系の安定化直流電源Ｅ２１から
は切離される。しかしこれに替えて、接触器ＭＣＩおよ
びＭＣ２の励磁回路がこの安定化面流電ａＥ２１に接続
される。 このためダミー抵抗ＲＯの抵抗値を電磁接触器ＭＣＩ、
ＭＣ２の励磁回路の並列時の抵抗値とほぼ一致させてお
けば、ＤＣ，−ＤＣコンバータ０６から見た、２４Ｖ系
の負荷の変化は小さくなる。従ってＤＣ−ＤＣコンバー
タ０６におけるスイッチングトランジスタＴ１の発振周
波数は適正な値を保ったままほぼ一定で安定となり、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの信顛性が維持される。
本発明によれば、主電力変換装置と、該変換装置の制御
用の安定化直流電源を作り出すＤＣ−ＤＣコンバータ０
６とを備えた電力変換装置であって、さらに前記安定化
直流電源を介して付勢され、少なくとも前記の主電力変
換装置のＡＣ電源を開閉する電源開閉器としての電磁接
触器ＭＣＩ、ＭＣ２を備えたものにおいて、 前記電磁接触器の励磁回路の抵抗値と等価な抵抗値を持
つダミー負荷ＲＯと、 この電磁接触器が付勢されないときは、前記ダミー負荷
を前記安定化直流電源に接続し、前記電磁接触器が付勢
されたときは前記ダミー負荷の接続を切離す電磁開閉器
ＭＣ２のｂ接点と、を備えることとしたため、電磁接触
器ＭＣＩ、ＭＣ２の投入、しゃ断によるＤＣ−ＤＣコン
バータｏ６の負荷変動を小さく抑制することが可能とな
る。 従ってＤＣ−ＤＣコンバータ０６を設計するうえで、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの負荷使用範囲が限定できるので、
このコンバータを安価に製作することが可能となる。
用の安定化直流電源を作り出すＤＣ−ＤＣコンバータ０
６とを備えた電力変換装置であって、さらに前記安定化
直流電源を介して付勢され、少なくとも前記の主電力変
換装置のＡＣ電源を開閉する電源開閉器としての電磁接
触器ＭＣＩ、ＭＣ２を備えたものにおいて、 前記電磁接触器の励磁回路の抵抗値と等価な抵抗値を持
つダミー負荷ＲＯと、 この電磁接触器が付勢されないときは、前記ダミー負荷
を前記安定化直流電源に接続し、前記電磁接触器が付勢
されたときは前記ダミー負荷の接続を切離す電磁開閉器
ＭＣ２のｂ接点と、を備えることとしたため、電磁接触
器ＭＣＩ、ＭＣ２の投入、しゃ断によるＤＣ−ＤＣコン
バータｏ６の負荷変動を小さく抑制することが可能とな
る。 従ってＤＣ−ＤＣコンバータ０６を設計するうえで、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの負荷使用範囲が限定できるので、
このコンバータを安価に製作することが可能となる。
第１図は本発明の一実施例としての要部構成を示す回路
図である。 ０１：主電力変換装置、０２：開閉器励磁回路、０３：
制御用電力変換装置、０４：ＡＣ電源、０５：主変換出
力、０６ ： ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＭＣ１，ＭＣ２
：電磁接触器、ＭＣ１ａ、ＭＣ２ａｈａ接点、ＭＣ２ｂ
：ｂ接点、ＲＯ：ダミー抵抗、Ｒ１：突入電流抑制抵抗
、Ｒ２（Ｒ２１〜Ｅ２ｎ）：２次電圧。
図である。 ０１：主電力変換装置、０２：開閉器励磁回路、０３：
制御用電力変換装置、０４：ＡＣ電源、０５：主変換出
力、０６ ： ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＭＣ１，ＭＣ２
：電磁接触器、ＭＣ１ａ、ＭＣ２ａｈａ接点、ＭＣ２ｂ
：ｂ接点、ＲＯ：ダミー抵抗、Ｒ１：突入電流抑制抵抗
、Ｒ２（Ｒ２１〜Ｅ２ｎ）：２次電圧。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）主となる電力変換装置と、該変換装置の制御用の安
定化直流電源を作り出す制御電源用電力変換装置とを備
えた電力変換装置であって、さらに前記安定化直流電源
を介して付勢され、少なくとも前記の主電力変換装置の
電源を開閉する電源開閉器を備えたものにおいて、 前記電源開閉器の励磁回路の抵抗値と等価な抵抗値を持
つダミー負荷と、 この電源開閉器が付勢されないときは、前記ダミー負荷
を前記安定化直流電源に接続し、前記電源開閉器が付勢
されたときは前記ダミー負荷の接続を切離す手段と、を
設けたことを特徴とする電源開閉器付電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17240386A JPS6331473A (ja) | 1986-07-22 | 1986-07-22 | 電源開閉器付電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17240386A JPS6331473A (ja) | 1986-07-22 | 1986-07-22 | 電源開閉器付電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6331473A true JPS6331473A (ja) | 1988-02-10 |
Family
ID=15941302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17240386A Pending JPS6331473A (ja) | 1986-07-22 | 1986-07-22 | 電源開閉器付電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6331473A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021010280A (ja) * | 2019-07-03 | 2021-01-28 | 三菱電機エンジニアリング株式会社 | 電源回路 |
-
1986
- 1986-07-22 JP JP17240386A patent/JPS6331473A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021010280A (ja) * | 2019-07-03 | 2021-01-28 | 三菱電機エンジニアリング株式会社 | 電源回路 |
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